DE2142661B2

DE2142661B2 - Wm-demodatorschaltung mit 90 gradphasenverschiebung

Info

Publication number: DE2142661B2
Application number: DE19712142661
Authority: DE
Inventors: Jack Princeton NJ Avins (V St A )
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1970-08-26
Filing date: 1971-08-25
Publication date: 1973-03-08
Also published as: AU3208371A; JPS5713167B1; NL7111701A; AU456370B2; GB1362995A; DE2142661A1; DE2142661C3; FR2103526B1; NL175364C; CA937292A; FR2103526A1; US3667060A

Description

Die Erfindung betrifft eine WM-Demodulatoischaltung mit 90^c-Phasenverschiebung, bei der eine Vervielfacheranordnung mit ihrem Ausgang an eine Verbraucherschaltung und mit einem ersten Eingang über eine erste Koppelanordnung sowie mit einem zweiten Eingang über eine zweite Koppelanordnung an den Eingang des Demodulators angekoppelt ist, wobei eine dieser Koppelanordnungen ein Phasenschiebernetzwerk enthält und wobei die erste Koppelanordnung einen ersten Begrenzungsverstärker enthält, dessen Phasenlaufzeit sich in unerwünschter Weise in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude ändert. Die Demodulatorschaltung eignet sich besonders für die Herstellung in integrierter Form als FM-Demodulator für FM-Rundfunkempfänger.

Ein 90°-Detektor ist ein FM-Demodulator mit einer Quelle von winkelmodulierten Schwingungen, einem Phasenschiebernetzwerk, einer Vervielfacherschaltung, in der ein elektrisches Signal mit einem anderen multipliziert wird, und einem Tiefpaßfilter. Die Quelle der winkelmodulierten Schwingungen ist direkt an den ersten und über das Phasenschiebernetzwerk an den zweiten Eingang der Vervielfacherschaltung angekoppelt. Der Ausgang der Vervielfacherschaltung ist an den Eingang des Tiefpaßfilters angeschlossen. Wenn das Phasenschiebernetzwerk eine lineare Phasenverschiebungs-Frequenzcharakteristik hat, ist die Signalamplitude am Ausgang des Tiefpaßfilters der Frequenz der winkelmodulierten Schwingungen proportional.

Dem 90°-Detektor ist im allgemeinen ein Begrenzer vorgeschaltet, der Amplitudenschwankungen aus den winkelmodulierten Schwingungen entfernt, weil der 90°-Detektor in unerwünschter Weise auf Amplituflenänderungen anspricht. Derartige Amplitudenschwankungen der winkelmodulierten Schwingungen werden durch Störkomponenten, Rauschen sowie Schwunderscheinungen hervorgerufen. Das

Ansprechen des 90°-Detektors auf solche Amplitudenschwankungen würde sich störend auf die genaue Wiedergewinnung des Nutzsignals auswirken.

In bestimmten Anwendungsfällen ist es erwünscht, zwischen die Quelle der winkelmodulierten Schwingungen und den ersten Eingang der Vervielfacherschaltung einen ersten Begrenzungsverstärker einzuschalten, z. B. um die direkte Einkopplung des ersten Eingangssignals in die Vervielfacherschaltung zu erleichtern, wenn der 90°-Detektor als integrierte Schaltung ausgeführt ist. Der erste Begrenzungsverstärker hat charakteristischerweise eine Laufzeit, die sich in Abhängigkeit von Änderungen der Amplitude der winkelmodulierten Eingangssignale ändert. Dies ist eine unerwünschte Eigenschaft, da die Laufzeitänderung in Abhängigkeit von der Signalamplitude den 90°-Detektor in unerwünschter Weise empfindlich für Amplitudenschwankungen der winkelmodulierten Eingangsschwingu-.gen macht.

Eine häufig in integrierten Demodulatorschaltungen verwendete Art von Vervielfacherschaltung enthält zwei Transistoren mit zusammengeschalteten Emittern, denen als erstes Eingangssignal der Vervielfacherschaltung ein sich ändernder Strom zugeführt ist. Das zweite Eingangssignal der Vervielfacherschaltung ist eine zwischen die Basen der beiden Transistoren gelegte Signalspannung. Das Produkt der beiden Eingangsgrößen erscheint im Kollektorstrom des einen Transistors, während im Kollektorstrom des anderen Transistors dn hierzu genau gegensinniges Signal erscheint. Wenn das zwischen die Basen der beiden Transistoren gelegte zweite Eingangssignal groß ist, wird dieses Signal vor dem Multiplikationsvorgang effektiv begrenzt.

Die Vervielfacherschaltung kann in symmetrischer oder Gegentaktform ausgeführt sein. Dabei sind zwei Vervielfacheranordnungen der oben beschriebenen Art mit je einem ersten Eingangssignal gespeist, wobei diese ersten Eingangssignale gegentaktig zueinander sind, d. h. gleiche Signalform haben, jedoch in entgegengesetzter Richtung ausbcliwingen. Die zwischen die Basen der Transistoren in den beiden Vervielfacheranordnungen gelegten zweiten Eingangssignale sind einander gleich. Die Kollektoren der Transistoren der beiden Vervielfacheranordnungen sind so geschaltet, daß ihre Ausgangsspannungen sich zu einem vergrößerten Detektorausgangssignal addieren.

Die ersten Eingänge der in den beiden vorherigen Absätzen beschriebenen Vcrvielfacherschaltungen werden häufig von den Kollektoren eines emittergekoppelten Differenzverstärkers gespeist. In diesem Differenzverstärker ist das Eingangssignal zwischen die Basen seiner Transistoren gelegt. Es ist üblich, dieses Eingangssignal so groß zu machen, daß der Differenzverstärker in den Beprenzungsbereich ausgesteuert wird. Dadurch wird in die ersten Eingangssignale der Vervielfacher eine Laufzeitkomponente eingeführt, die sich nichtlinear mit der Signalamplitude ändert und die Unempfindlichkeit des 9(F-Dctektors für Amplitudenmodulationen des Signals beeinträchtigt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu beheben und eine WM-Demodulatorschaltung mit 90°-Phasenverschiebung zu schaffen, bei der die Umwandlung von Amplitudenmodulationen der Nutzsignale in störende Phasenmodulationen weitgehend vermieden wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine WM-Demodulatorschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Koppelanordnung einen zweiten Begrenzungsverstärker enthält, dessen Phasenlaufzeitänderung in Abhängigkeit von Änderungen der Eingaagssignalamplitude der des ersten Begrenzungsverstärkers gleichartig ist, derart, daß der Demodulator unempfindlich gegen die unerwünschte Phasenlaufzeitäüderung des ersten B egrenzungsVerstärkers ist.

Es ist also dem zweiten Eingang der Vervielfacheranordnung ein zweiter Begrenzungsverstärker, der ähnlich ausgebildet ist wie der erste Begrenzungsverstärker, vorgeschaltet. Dadurch wird erreicht, daß die Auswirkung von amplitudenabhängigen Phasenverschiebungen im ersten Begrenzungsverstärker auf den 90°-Detektor durch gleichartige amplitudenabhängige Phasenverschiebungen im zweiten Begrenzungsverstärker kompensiert wird. Auf diese Weise ist das Ausgangssignal des 90°- Detektors über einen weiten Bereich im wesentlichen unempfindlich gegen Amplitudenänderungen der winkclmodulierten Eingangsschwingungen der Begrenzungsverstärker- und 90°-Detektoranordnung.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltschema einer WM-Gegentaktdcniodulatorschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 2A, 2B und 2C Diagramme, die das Ausgangssignal eines WM-Demodulators in Abhängigkeit von der Frequenz wiedergeben.

F i g. 1 zeigt einen 90 -Detektor mit Transistoren 310. 312. 318, 320, 322 und 324, die sämtlich auf einem integrierten Schaltungsplättchen 14 untergebracht sind. Das integrierte Schaltungsplättchen 14 kann außerdem anderweitige Schaltungen enthalten, die für das Verständnis der Erfindung nicht wesentlich und daher nicht gezeigt sind. Sämtliche nachstehend erwähnten Schaltungselemente sind, außer wenn anders angegeben, auf dem integrierten Schaltungsplättchen 14 untergebracht. Die Transistoren 310 und 312 sind mit ihren Emittern jeweils an den Kollektor eines Transistors 317, der sie mit einem konstanten Vorstrom beliefert, angeschlossen.

Die Emitter der Transistoren 318 und 320 sind jeweils an den Kollektor des Transistors 310 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 322 und 324 sind jeweils an den Kollektor des Transistors 312 angeschlossen. Die frequenzmodulierte Signalschwingung (FM-Signal) von einem vorgeschalteten Begrenzungsverstärker auf dem Schaltungsplättchen 14 (nicht gezeigt) ist über Eingangspunkte 234 und 236 gegentaktig den Basen der Transistoren 310 und 312 zugeführt. Das phasenverschobene FM-Signal ist gemeinsam den Basen der Transistoren 318 und 322 zugeführt. Die Basen der Transistoren 320 und 324 sind an einen Punkt konstanter Spannung am Emitter eines Transistors 360 angeschlossen.

Die Kollektoren der Transistoren 318 und 324 Miid gemeinsam über einen Widerstand 326 mit einem Schaltungspunkt 370 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 320 und 322 sind gemeinsam über einen Widerstand 328 mit einem Schaltungspunkt 372 verbunden. Die Schaltungspunkte 370 und 372 sind an die Eingänge einer nachgeschalteten Verstärkerschaltung (nicht gezeigt) angeschlossen. Die gestrichelt gezeichneten Widerstände 380 und

382 zwischen den Schaltungspunkten 370 bzw. 372 sen T₁₂ und T₁₃. Außer dem Widerstand 340 und und dem B 4- -Anschluß T₁₄ stellen die äquivalenten dem Kondensator 342 sind die Elemente des Phasen-Widerstände der Eingänge dieser nachgeschalteten Schiebernetzwerks 62 außerhalb der integrierten Verstärkerschaltung dar. Die Ruhe- und Signal- Schaltung angebracht.

komponenten der Kollektorströme der Transistoren 5 Die Resonanzfrequenz des Parallelgliedes mit dem

318 und 324 werden über den äquivalenten Wider- Kondensator 351 und der Spule 350 liegt nahe der

stand 380 geliefert. Die Ruhe- und Signalkompo- Mittenfrequenz der zugeführten Schwingung. Der

nenten der Kollektorströme der Transistoren 320 Kondensator 351, die Spule 346 und die Spule 350

und 322 werden über den äquivalenten Widerstand sind so eingestellt, daß sie im Phasenschieberneiz-

382 geliefert. io werk 62 eine Phasenverschiebung von 90° bei der

Die Basis des Transistors 360 ist über einen Frequenz des unmodulierten Trägers hervorrufen. Schaltungspunkt 306 an eine 5,5-Volt-Spannungs- Eine andere Trägerfrequenz bewirkt eine andere Versorgung (nicht gezeigt), die ebenfalls auf dem Phasenverschiebung im Phasenschiebernetzwerk 62. Schaltungsplättchen 14 untergebracht ist, ange- Der Anschluß T₁₂ ist an die Basis eines Emitterschlossen. Die Basis des Transistors 360 ist mit 15 folgertransistors 352 angeschlossen. Der Kollektor einem Anschluß T₁₃ des Schaltungsplättchens ange- des Transistors 352 ist mit dem B +-Anschluß T₁₄ schlossen, der durch einen außerhalb des Schaltungs- verbunden, und sein Emitter liegt über einen Widerplättchens angebrachten Kondensator 348 nach stand 354 an Masse.

Masse überbrückt ist. Der Transistor 360 liegt mit Der Kollektor des Transistors 317 ist mit den

seinem Emitter über einen Widerstand 362 an Masse 20 Emittern der Transistoren 310, 312, 332 und 334

und ist mit seinem Kollektor an den Anschluß T₁₄ verbunden. Der Transistor 317 ist für konstanten

angeschlossen. Der Anschluß T₁₄ ist mit einer Kollektorstromnuß eingerichtet. Sein Emitter liegt

B 4 -Betriebsspannungsquelle außerhalb des Schal- über den Widerstand 319 an Masse. Seine Basis und

tungsplättchens verbunden. die Basis eines Transistors 325 sind jeweils mit dem

Der Anschluß T₁₇ verbindet die Masse- oder 25 Emitter eines Transistors 323 verbunden.
Bezugspotentialpunkte innerhalb und außerhalb der Der Emitter des Transistors 325 liegt über einen integrierten Schaltung. Die Betriebsspannung (B 4) Widerstand 321 an Masse. Der Kollektor des Trankann von 8 bis 16 Volt gegenüber Massepotential sistors 325 ist mit der Basis des Transistors 323 soreichen. Der Schaltungspunkt 306 ist auf einer ge- wie über einen Widerstand 327 mit der Betriebsspanregelten Spannung von 5,5 Volt gehalten. Die Ruhe- 30 nungslcitung 306 verbunden. Der Kollektor des komponente der Spannung an den Schaltungspunk- Transistors 323 ist an die Betriebsspannungsleitung ten 234 und 236 beträgt annähernd 2,3 Volt. Die 306 angeschlossen.

Schwingungsamplitude (Ausschwingung) des Ein- Die Emitter der Transistoren 310 und 312 sind

gangssignals ist auf zwischen ungefähr 1,5 und gemeinsam an die Konstantstromquelle mit dem

3,5VoIt beschränkt. 35 Transistor 317 angeschlossen. Das auf die Schal-

Eine geeignete Begrenzungsverstärkerschaltung tungspunkte 234 und 236 gekoppelte FM-Signal

für die Belieferung der Schaltungspunkte 234 und schaltet den Konstantstromnuß zwischen den Tran-

236 der Anordnung nach Fig. 1 ist in der USA.- sistoren 310 und 312. Ebenso schaltet das phasen-

Patentanmeldung 66 921 der gleichen Anmelderin verschobene FM-Signal den Stromfluß durch die

beschrieben. 40 Transistoren 318 und 322 relativ zum Stromfluß

Zur Gewinnung des phasenverschobenen FM- durch die Transistoren 320 bzw. 324.
Signals wird das FM-Signal von den Schaltungs- Die Phase des phasenverschobenen Signals ändert punkten 234 und 236 den Basen zweier Transistoren sich in Abhängigkeit von der Frequenzmodulation 332 und 334 zugeführt. Die Emitter der Transistoren (Frequenzabweichung) der zugeführten Signal- 332 und 334 sind an die Konstantstromquelle mit 45 schwingung. Wenn daher der Transistor 3iö leitet, dem Transistor 317 angeschlossen. Der Kollektor sind die relativen Leitungswinkel der Transistoren des Transistors 334 ist mit der Betriebsspannungs- 318 und 320 in die Verbraucher- oder Arbeitswiderleitung 306 verbunden, und der Kollektor des Tran- stände 380 bzw. 382 eine Funktion der Signalmodusistors 332 ist an den Emitter eines Transistors 338 lation.
angeschlossen. 50 Dies hat zur Folge, daß die zwischen den Schal-

Der Basis des Transistors 338 ist eine feste Vor- tungspunkten 370 und 372 erscheinende Ausgangsspannung vom Emitter eines Transistors 336 züge- spannung des Detektors von einem positiven Wert führt, der mit seinem Kollektor und seiner Basis an über Null in einen negativen Wert in direkter Abdie Betriebsspannungsleitung 306 angeschlossen ist. hängigkeit von den Änderungen der Phasenverschie-Der Kollektor des Transistors 338 ist über einen 55 bung zwischen der Inphase-Signalschwingung und Widerstand 340 mit der Betriebsspannungsleitung der phasenverschobenen Signalschwingung wechselt. 306 verbunden. Ferner ist der Kollektor des Tran- Wenn daher die 90°-Phasenbeziehung zwischen den sistors 338 mit einem Anschluß T₉ des Schaltuugs- Signalschwingungen bei der Trägerfrequenz nicht erplättchens 14 verbunden. halten bleibt, wird die Nullausgangsspannung ver-

Zwischen den Anschlüssen T₉ und T₁₃ liegt ein 60 schoben, so daß sich eine unsymmetrische Demodu-

kleiner Kondensator 342, der auch durch die Streu- latorcharakteristik ergibt Eine unsymmetrische De-

kapazität allein gebildet sein kann. modulatorcharakteristik hat zur Folge, daß die posi-

Der Widerstand 340 und der Kondensator 342 in tiven und negativen Halbwellen der demodnlierten

Verbindung mit Spulen 346 und 350 sowie einem Signalschwingungen unsymmetrisch werden, so daß

Kondensator 351 bilden das Phasenschiebernetzwerk 65 nichtlineare Verzerrungen in die wiedergewonnene

62. Die Spule 346 liegt zwischen den Anschlüssen Signalschwingung eingeführt werden.

T₁₂ und T₉. Die Spule 350 und der Kondensator351 Fig. 2 zeigt die Änderung der Demodulatoraus-

liegen in Parallelschaltung zwischen den Anschlüs- gangsspannung als Funktion der Freauenzänderune:

für drei verschiedene Empfangszustände. Bei. un- durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung

moduliertem Eingangsträger und perfekter 90°-Pha- nach Fig. 1 behoben..

senbeziehung zwischen der Inphase- und der phasen- Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ist in der verschobenen Signalschwingung an den Eingängen oben beschriebenen Weise so ausgebildet, daß soder Schaltertransistoren 318, 320, 322 und 324 ist, 5 wohl im Hauptsignalweg als auch im Phascnverschiewie oben erwähnt, die mittlere Demodulatorausgangs- bungssignalweg die gleiche Begrenzung und Phasenspannung Null. Dies ist durch den Nulldurchgangs- laufzeit auftritt. Die Gleichheit der Laufzeiten in den punkt702 in Fig. 2A und 2C wiedergegeben. beiden Signalwegen ist äußerst wichtig, da sie die

Fig. 2A zeigt die Demodulatorausgangsspannung Verschiebung des Nulldurchgangspunktes 702 ver-

bei Empfang einer niederamplitudigen oder schwa- 10 hindert, und den gewünschten, in Fig. 2A veran-

chen Signalschwingung. Die Amplitude der Signal- schaulichten Niederpegelbetrieb ermöglicht. Wie be-

schwingung reicht für eine Begrenzung nicht aus. Die reits erwähnt, kann bei einer 90°-Detektorschaltung

Signalschwingung ist sowohl amplituden- als auch gemäß dem Stand der Technik, die direkt vom Aus-

frequenzmoduliert. Die Änderung der Ausgangs- gangssignal mit niedrigen Signalpcgcln ausgesteuert

spannung bei einer gegebenen Frequenz ist durch 15 wird, eine Verschiebung des Dctektor-Nulldurch-

die Amplitudenmodulation der Hüllkurve der FM- gangspunkts auftreten, wie durch den Punkt 702 in

Signalschwingung bedingt. Damit die gezeigte De- Fig. 2B angedeutet.

modulatorausgangsspannung erhalten wird, muß die Die Amplitudenmodulation derWM-Signalschwin-

90°-Phasenbeziehung zwischen dem unmodulierten gungshülkurve ber Verstärkung oder bei Verstärkung

Inphase- und dem unmodulierten phasenverschobe- 20 und Begrenzung durch einen Differenzverstärker

nen Träger bei sämtlichen Signalamplituden erhalten (beispielsweise in Form der Transistoren 310, 312

bleiben. oder der Transistoren 332, 334) erfährt eine Phascn-

Fig. 2B zeigt die Demodulatorausgangsspannung verzögerung (Phasenlaufzeit). Die Größe dieser Pha-

für den Fall daß die 90^J-Phasenbeziehung zwischen senvcrzögerung ist eine nichtlineare Funktion der

der Inphase- und der phasenverschobenen Signal- as Amplitude der Signalschwingungshüllkurve. Das

schwingung nicht bei sämtlichen Signalamplituden heißt, die Phasenverzögerungen oder -laufzeiten für

gegeben ist. Die Signalamplituden sind die gleichen das Maximum (Scheitel) und das Minimum (Wellen-

wie im Falle der Fig. 2A. Wie man sieht, ist der tal) der Amplitudenmodulation sind nicht gleich. I3e-

Nulldurchgangspunkt 702 von der Nullspannungs- trägt diese LaufzeitdifTercnz A t, so ist der Betrag,

achse weg verschoben. Dies ergibt, wie bereits er- 30 um den die Signalschwingung in der Phase vcrscho-

wähnt, ein ζ nichtlineare Verzerrung der wieder- ben wird,
gewonnenen Signalschwingung.

Fig. 2C zeigt die Demodulatorausgangsspan-

nungscharakteristik für den Fall, daß eine Begren- ^Δ ^ö .it-J-JöU

zung in beiden Signalschwingungswegen aufrecht- 35

erhalten ist und daß die 90"-Phasenbeziehung zwi- worin: Λ Θ = Phasenverschiebung in Grad,

sehen dem Inphase- und dem phasenverschobenen _{Λ f} ₌ ^ ·_{η Sekund}
Tracer über einen weiten Bereich von höheren Si-

gnatampiituden gegeben ist. / = Frequenz in Hz.

Der in Fig. i gezeigte 90 -Detektor stellt ein 40
Ausführungsbeispiel der Erfindung dar. Die 90"-

Phasenbeziehung zwischen der unmodulierten In- Dies wirkt sich so aus, als wäre das Phasenschiephase- und der unmodulierten phasenverschobenen bernetzwerk (62) um Λ θ für einerseits das Maximum Sianalschwingung kann bei sämtlichen Signalampli- und andererseits das Minimum der AM-Periode austuden oder Signalpegeln aufrechterhalten werden. 45 einandergestimmi. Bei Einführung gleicher nicht-Dci Detektor hat cineAusgangsspannnngs/Frequenz- linearer Phasenverzögerungen in sowohl dem Incharakteristik nach Fig. 2A bei niedrigen Signal- phase- als auch dem Phasenverschiebungssignalpegeln und nach Fig. 2C bei höheren Signalpegeln. kanal wie bei der erfindungsgemäßen Schaltungs-

Bci schwachem Empfangssignal weist die vom anordnung nach F i g. 1 ist die effektive dynamische Ausgansi des vorgeschalteten ZF-Begrenzungsver- 50 Verstimmung bezüglich des Maximums und des Stärkers kommende FM-Signalschwingung eine uner- Minimums der AM-Periode im wesentlichen bewünschte Amplitudenmodulation auf. Es sollte daher seitigt

die Demodulatorschaltung selbst möglichst viel zu- Durch die Verwendung von zwei Differenzverstär-

sätzliche Begrenzung bewirken, um den AM-Anteil kern mit den Transistoren 310, 312 bzw. 332, 334

im demodulierten Signal zu verringern. Leider wird 55 und deren paralleles Arbeiten wird das Problem

jedoch, wenn der Differenzverstärker mit den Tran- einer Verschiebung des Nulldurchgangspunkts

sistoren 310 und 312 so kräftig ausgesteuert wird, (Fig. 2B) in Abhängigkeit vom Eingangssignalpegel

daß er eine erhebliche Begrenzungswirkung ausübt, behoben, indem eine etwaige Phasenverzögerung im

durch die Änderung der Phasenlaufzeit dieses Diffe- Inphasekanal mit den Transistoren 310 und 312

renzverstärkers in Abhängigkeit von der Signalampli- 60 durch die Verzögerung im Kanal mit den Transisto-

tude die AM-Unterdrückung des Demodulators be- ren 332 und 334 genau aufgehoben wird,

einträchtigt. Ohne kompensierende Phasenlaufzeit- Es besteht daher keine relative Verzögerung zwi-

änderung im Phasenverschiebungskanal würde die sehen den Eingangssignalen der Vervielfachertransi-

Änderung der Phasenlaufzeit im Inphasekanal von stören 318, 320, 322, 324, und die Leitungswinkel

der Nutz-WM des Eingangssignals nicht unterscheid- 65 der Vervielfachertransistoren werden durch die Ver-

bar sein. Diese Störphasenmodulationskomponente zögerungen oder Laufzeiten nicht beeinflußt. Dies

wird vom 90°-Detektor wahrgenommen und de- macht den 90°-Detektor unempfindlich gegen die

moduliert, was unerwünscht ist Dieser Nachteil wird Verzögerung im Differenzverstärker mit den Transi-

stören 310 und 312. Die durch die Laufzeit in den Differenzverstärkertransistoren 310, 312 oder 332, 334 verursachten Phasenverschiebungen werden ungefähr 10° erniedrigt, wenn die Transistoren bei hochpegeligen Eingangssignalen auf starke Begrenzung ausgesteuert werden. Bei Schaltungsanordnungen gemäß dem Stand der Technik wird der Differenzverstärker mit den Transistoren 310, 312 allein verwendet. Der parallel damit betriebene zusätzliche Differenzverstärker mit den Transistoren 332, 334 der das Phasenschiebernetzwerk 62 mit Signalen speist, ist nicht vorhanden. Die 9(T-Phasenbeziehung zwischen den Signalschwingungen im Inphase- und im Phasenverschiebungskanal geht daher verloren, wenn der Eingangssignalpegel von unterhalb des Begrenzungspegels auf den Begrenzungspegel geht, wobei der Nulldurchgangspunkt 702 (Fig. 2B) sich verschiebt.

Eine geringe zusätzliche Kompensation der Laufzeitdifferenzen in den beiden Signalwegen ergibt sich durch die Verwendung des in Basisschaltung arbeitenden Verstärkertransistors 338 im Phasenverschiebungskanal. Die nichtlineare Verzögerung des Transistors 338 im Phasenverschiebungskanal bildet ein Gegenstück zu nichtlinearen Verzögerungen, die durch die Transistoren 324. 318, 320 und 322 im Inphasekanal bedingt sind.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung ergibt eine unveränderliche Laufzeitdifferenz an den Kollektoren der Vervielfachertransistoren 318 und 322 zwischen dem Inphase- und dem Phasenverschiebungskanal, da die phasenverschobene Signalschwingung den Basen der Transistoren zugeführt ist, um die Kollektorströme zu steuern, während das Inphasesinnal den Emittern zugeführt ist. Die den Basen der Vervielfachertransistoren 318, 322 zugeführten phasenverschobenen Signale werden stärker verzögert als die den Emittern zugeführten Signale. Diese zusätzliche Verzögerung entspricht der vergrößerten Phasennacheilung im Phasenverschiebungskanal. Soll der Phasenverschiebungskanal eine insgesamt um 90 voreilende Phasenverschiebung für den unmodulierten Träger liefern, so muß das Phasenschiebernetzwerk um mehr als 90° pha^cenverschieben. Dann kann diese invariante Verzögerung kompensiert werden Der Nachteil dabei ist, daß ein einziger Abschnitt des Phasenschiebernetzwerks nicht mehr als um 90 phasenverschieben kann, so daß für das Phasenschiebernetzwerk zusätzliche Schaltungselement-? benötigt werden.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach F i g. 1 soll das Phasenschiebernetzwerk nahezu 90° Phasennacheilung statt 90° Phasenvoreilung liefern. Die Nacheilung des Phasenschiebernetzwerks ist so eingestellt, daß seine annähernd 80°-Phasenverschiebung plus der zusätzlichen 10°, die durch die Phasennacheilung bei der Aussteuerung an den Basen der Vervielfachertransistoren 318 und 322 erhalten werden, insgesamt 90° Phasenverschiebung für den unmodulierten Träger ergeben.

Die zusätzliche Verzögerung um 10°, die zwischen Basis und Kollektor der Transistoren 318 und 322 eingeführt wird, bleibt im wesentlichen konstant, da die die Basen erreichenden Signalschwingungen stets innerhalb des linearen Arbeitsbereichs für den nutzbaren Eingangssignalbereich gehalten werden. Dies geschieht dadurch, daß man den Arbeitswiderstand 340 so niedrig bemißt, daß der zusätzliche Differenzverstärker 332, 334 selbst dann keine großen Spannungsausschwingungen am Anschluß T₉ erzeugen kann, wenn dieser Verstärker auf volle Begrenzung ausgesteuert wird. Auf Grund der Bandpaßcharakteristik des Phasenschiebernetzwerks wird die phasenverschobene Schwingung am Anschluß T₁₂ gefiltert, so daß sie im wesentlichen die gleiche Wellenform bei sämtlichen Eingangssignalpegeln hat. Das Eingangssignal an den Schaltungspunkten 234 und

xo 236 kann eine solche Größe haben, daß es von einem vorgeschalteten ZF-Begrenzungsverstärker begrenzt worden ist. In diesem Fall wäre es im wesentlichen ein Rechtecksignal mit steilen Wellenfronten, so daß das Problem, mit dem es die Erfindung zu tun hat, nicht avftreten würde.

Wenn das Eingangssignal des vorgeschalteten Begrenzungsverstärkers zu klein ist, um im Begrenzungsbereich zu bleiben, ähnelt die Spannung an den Schaltungspunkten 234 und 236 mehr einer Sinusschwingung mit geneigten oder schrägen Flanken. Die Phase der Sinusschwingung wird bei Verstärkung in den Transistoren 310 oder 312 um annähernd 10° verschoben, gemessen zwischen den Basisspannungen und den Kollektorströmen, die diese Transistoren an die Emitter der Vervielfachertransistoren 318 und 320 liefern. Eine um ungefähr 3° größere Phasenverschiebung ergibt sich in der Sinusschwingung vor deren Erscheinen an den Kollektoren der Schaltertransistoren 318 und 322.

Die Eingangssignalschwingung gelangt auch zu den Transistoren 332 und 334, die zwischen den Sinussignalen eine Verzögerung von 10° einführen, gemessen zwischen ihren Basisspannungen und Kollektorströmen. Diese Verzögerung ist gleich der von den Transistoren 310 und 312 eingeführten Verzögerung. Die am Kollektor des Transistors 332 auftretende Signalschwingung gelangt zum Emitter des Transistors 338 und erfährt eine um annähernd 3" größere Phasennacheilung, bevor sie am Kollektor des Transistors 338 erscheint. Diese Phasenverschiebungsnacheilung ist gleich der 3°-Phasenverschiebungsnacheilung, die durch die Schaltertransistoren 318 und 322 eingeführt wird. Die am Anschluß 7",, erscheinende Signalschwingung wird auf die Spulen 346 und 350 und den Kondensator 351 gekoppelt, die in Verbindung mit dem Kollektorarbeitswiderstand 340 eine Phasennacheilung um annähernd 80^r gegenüber der Signalschwingung am Anschluß T₉ erzeugen.

Die am Anschluß T₁₂ erscheinende Signalschwingung eilt daher dem Inphasesignal um diesen Betrag nach. Die Signalschwingung am Anschluß T₁* erfährt eine minimale Verzögerung, wenn sie über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 352 auf die Basis des Vervielfachertransistors 318 gekoppelt wird. Hier erfährt jedoch die phasenverschobene Signalschwingung eine Phasenverschiebungsnacheilung um zusätzliche 10° bei ihrer Kopplung von den Basen auf die Kollektoren der Transistoren 318 oder 322.

Die gesamte Phasenverschiebungsnacheilung enthält daher die von den Transistoren 332 oder 334 eingeführten 10°, was gleich den durch den Transistor 310 oder 312 eingeführten 10° ist Die vom Transistor 338 erzeugte Phcjenverschiebungsnach-

eilung um 3° ist gleich der von den Vervielfachertransistoren 318 und 322 erzeugten Phassnverschiebungsnacheilung um 3°. An diesem Punkt ist nichts geschehen, um die Phasenbeziehung der beiden Si-

2990

gnalschwingungen zu trennen. Eine zusätzliche Phasenverschiebungsnacheilung um annähernd 80° wird durch die Spulen 346 und 350, die Kondensatoren 342 und 351 in Zusammenarbeit mit dem Widerstand 340 erzeugt. Der Transistor 318 erzeugt eine zusätzliche Phascnverschiebungsnacheilung um annähernd 10°. Dies bewirkt, daß die phasenverschobene Signalschwingung um ungefähr 90° hinter derlnphasc-Signalschwingung nacheilt, soweit das Ansprechen auf diese Signale an den Kollektoren der Vervielfachertransistoren 318 und 322 betroffen ist.

Eine FM-Gegentaktdemodulatorschaltung von der in F i g. 1 gezeigten Art ergibt somit eine überlegene AM-Unterdrückung, eine verbesserte Begrenzungsschwelle und ein Minimum an nichtlinearer Verzerrung.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 kann in verschiedener Hinsicht abgewandelt werden. So sind in Fig. 1 die Emitter der Transistoren 310, 312, 332 und 334 an den Kollektor eines einzigen Konstantstromtransistors 317 angeschlossen. Da die Transistoren 310 und 332 mit ihren Basis-Emitter-Übergängen parallel geschaltet sind, führen sie gleiche Ströme. Ebenso liegen die Transistoren 312 und 334 mit ihren Basis-Emitter-Übergängen parallel, so daß auch ihre Ströme gleich sind.

Das gleiche Resultat kann auch dadurch erhalten werden, daß man die verbundenen Emitter der Transistoren 332 und 334 an den Kollektor eines Konstantstromtransistors anschließt, während man einen getrennten, jedoch gleichartigen Konstantstromtransistor mit seinem Kollektor an die verbundenen Emitter der Transistoren 310 und 312 anschließt. Die Basis-Emitter-Vorspannung des Konstantstromtransistors 317 oder des hierzu äquivalenten Konstantstromtransistors kann auch durch andere bekannte Mittel bewerkstelligt werden.

Das Phasenschiebernetzwerk 62 kann ebenfalls abgewandelt werden. Beispielsweise kann das Phasenschiebernetzwerk einen zweifach abgestimmten Transformator enthalten, dessen Primär- und Sekundärwicklung auf Antiresonanz bei der unmodulierten Trägerfrequenz abgestimmt sind und bei dem die Kopplung zwischen den Wicklungen so gewählt ist,

ίο daß sich eine Phasenverschiebung um 90° bei der unmodulierten Trägerfrequenz ergibt. Die Primärwicklung eines solchen Transformators wäre vom Ausgang des zusätzlichen Differenzverstärkers auszusteuern. Beispielsweise könnte die Primärwicklung vom Kollektor des Transistors 338 statt des Widerstands 340 und des Kondensators 342 ausgesteuert werden. Die Enden der Sekundärwicklung wären an die zusammengeschalteten Basen der Transistoren 318 und 322 bzw. an die zusammengeschalteten Basen der Transistoren 320 und 324 anzuschließen. Die Sekundärwicklung könnte mit einem Ende an eine Vorspannung angeschlossen werden, so daß die Vervielfachertransistoren 318, 320, 322, 324 analog wie in F i g. 1 mit einem eintaktigen phasenverschobenen Signal ausgesteuert werden. Statt dessen könnte die Sekundärwicklung auch in der Mitte angezapft sein, wobei die Mittelanzapfung an eine Vorspannung anzuschließen wäre, so daß die Vcrviclfachcrtransistoren318, 320, 322 324 mit gegentaktigen phasenverschobenen Signalen gespeist werden.

Zvar werden am zweckmäßigsten der Phascnverschiebungskanal an die Basen und der Inphasekanal an die Emitter der Vervielfachertransistoren 318, 320, 322, 324 angeschlossen; jedoch können die Anschlüsse der Signalkanäle auch umgekehrt sein.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

2990

Claims

Patentansprüche:

1. WM-Demodulatorschaltung mit 90°-Phasenverschiebung, bei der eine Vervielfacheranordnung mit ihrem Ausgang an eine Verbraucherschaltung und mit einem ersten Eingang über eine erste Koppelanordnung sowie mit einem zweiten Eingang über eine zweite Koppelanordnung an den Eingang des Demodulators angekoppelt ist, wobei eine dieser Koppelanordnungen ein Phasenschiebernetzwerk enthält und wobei die erste Koppelanordnung einen ersten Begrenzungsverstärker enthält, dessen Phasenlaufzeit sich in unerwünschter Weise ia Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude ändert, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Koppelanordnung einen zweiten Begrenzungsverstärker (332, 334) enthält, dessen Phasenlaufzeitänderung in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangssignalamplitude der des ersten Begrenzungsverstärkers (310, 312) gleichartig ist, derart, daß der Demodulator unempfindlich gegen die unerwünschte Phasenlaufzeitänderung des ersten Begrenzungs-Verstärkers ist.

2. WM-Demodulatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vervielfacheranordnung in an sich bekannter Weise mindestens einen ersten (318) und einen zweiten (320) Transistor enthält, deren zusammengeschaltete Emitter den ersten Eingang der Vervielfacheranordnung bilden, wobei das Ausgangssignal der Vervielfacheranordnung von mindestens einem der Kollektoren der beiden Transistoren abgenommen wird; daß der erste Begrenzungsverstärker in an sich bekannter Weise einen dritten (310) und einen vierten (312) Transistor enthält, deren zusammengeschalteten Emittern ein Betriebsstrom zügeführt ist, deren Basen an den Eingang des 90°-Detektors der Demodulatorschaltung angeschlossen sind und deren Kollektoren die Ausgänge des ersten Begrenzungsverstärkers bilden, wobei einer der Kollektoren an den ersten Eingang der Vervielfacheranordnung angeschlossen ist; daß der zweite Begrenzungs verstärker einen fünften (332) und einen sechsten (334) Transistor enthält, deren zusammengeschalteten Emittern ein Betriebsstrom zugeführt ist, deren Basen an die Basis des dritten bzw. des vierten Transistors angeschlossen sind und deren Kollektoren einen ersten und sinen zweiten Ausgang des zweiten Begrenzungsverstärkers bilden und daß das Phasenschiebernetzwerk (62) frequenzabhängig ist und eingangsseitig an den ersten Ausgang des zweiten Begrenzungsverstärkers und ausgangsseitig an den zweiten Eingang der Vervielfacheranordnung angekoppelt ist, derart, daß Signalspannungen zwischen die Basen des ersten und des zweiten Transistors gelegt werden.

3. WM-Demodulatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein in Basisverstärkerschaltung ausgelegter siebter Transistor (338) eingangsseitig an den ersten Ausgang des zweiten Begrenzungsverstärkers und ausgangsseitig an das frequenzabhängige Phasenschiebernetzwerk angekoppelt ist.

4. WM-Demodulatorschaltung nach An Spruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dai die Emitter des dritten, vierten, fünften unc sechsten Transistors gemeinsam an eine Betriebs stromquelle angeschlossen sind.

5. WM-Demodulatorschaltung nach einem dei Ansprüche 2, 3 und 4, dadurch gekennzeichnet daß die Amplitude des Ausgangssignals des zweiten Begrenzungsverstärkers auf einen se kleinen Wert begrenzt wird, daß die Ansprechunc des Ausgangs der Vervielfacheranordnung aui Signalspannungen zwischen den Basen des ersten und des zweiten Transistors keine nennenswerte nichtlineare Phasenverzögerung in Abhängigkeit von der Signaiamplitude aufweist.

6. WM-Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, gekennzeichnet durch zwei zusätzliche Transistoren (322, 324), die mit ihren Basen an die Basen des ersten bzw. zweiten Transistors, mit ihren Kollektoren an die Kollektoren des zweiten bzw. ersten Transistors und mit ihren Emittern gemeinsam an den zweiten der Kollektoren des dritten und des vierten Transistors angeschlossen sind.