JPS5928084B2 - 復調回路 - Google Patents
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- JPS5928084B2 JPS5928084B2 JP50050047A JP5004775A JPS5928084B2 JP S5928084 B2 JPS5928084 B2 JP S5928084B2 JP 50050047 A JP50050047 A JP 50050047A JP 5004775 A JP5004775 A JP 5004775A JP S5928084 B2 JPS5928084 B2 JP S5928084B2
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- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/14—Automatic detuning arrangements
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0009—Emitter or source coupled transistor pairs or long tail pairs
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
例えばＦＭ受信機のＡＦＣ回路は、第１図のように構成
されている。
されている。
すなわち、１は中間周波アンプ、２はＦＭ復調回路で、
これよりの復調信号が、ステレオ復調回路３に供給され
ると共に、ローパスフイルク４に供給されて中間周波数
ｆ、のドリフトに対応して極性及びレベルの変化する直
流電圧、すなわち、ＡＦＣ電圧が取わ出され、このＡＦ
Ｃ電圧が、局部発振回路５の局発バリコン（可変コンデ
ンサ）Ｃａ及び局発コイルＬａに並列接続された可変容
量ダイオードＤａに供給される。なお、ＳａはＡＦＣス
イッチである。ところがこの場合、ＡＦＣ電圧は、第２
図に実線で示すように中間周波数ｆ、に対応して極性及
びレベルが変化するので、ＡＦＣ電圧にかかわらずダイ
オードＤａを逆バイアス状態とするには、図のように定
電圧ダイオードＤｂを接続してダイオードＤａに逆バイ
アス電圧を与えておかなければならない。
これよりの復調信号が、ステレオ復調回路３に供給され
ると共に、ローパスフイルク４に供給されて中間周波数
ｆ、のドリフトに対応して極性及びレベルの変化する直
流電圧、すなわち、ＡＦＣ電圧が取わ出され、このＡＦ
Ｃ電圧が、局部発振回路５の局発バリコン（可変コンデ
ンサ）Ｃａ及び局発コイルＬａに並列接続された可変容
量ダイオードＤａに供給される。なお、ＳａはＡＦＣス
イッチである。ところがこの場合、ＡＦＣ電圧は、第２
図に実線で示すように中間周波数ｆ、に対応して極性及
びレベルが変化するので、ＡＦＣ電圧にかかわらずダイ
オードＤａを逆バイアス状態とするには、図のように定
電圧ダイオードＤｂを接続してダイオードＤａに逆バイ
アス電圧を与えておかなければならない。
またＦＭ受信機は、日本では、局部発振周波数が受信周
波数よサも低いローアーヘテロダインであるが、例えば
アメリカでは、局部発振周波数が受信周波数よりも高い
アッパーヘテロダインなので、アメリカ向けの機種では
、中間周波数ｆｉに対するＡＦＣ電圧の極性及びレベル
変化は、第２図は破線で示すように、日本向けの機種の
ものとは、逆でなければならず、このため同じ復調回路
２でも、日本向けとアメリカ向けとで、レシオ検波用の
ダイオードＤｃ、Ｄｄの極性を逆にしなければならず、
量産時の支障となつてしまう。
波数よサも低いローアーヘテロダインであるが、例えば
アメリカでは、局部発振周波数が受信周波数よりも高い
アッパーヘテロダインなので、アメリカ向けの機種では
、中間周波数ｆｉに対するＡＦＣ電圧の極性及びレベル
変化は、第２図は破線で示すように、日本向けの機種の
ものとは、逆でなければならず、このため同じ復調回路
２でも、日本向けとアメリカ向けとで、レシオ検波用の
ダイオードＤｃ、Ｄｄの極性を逆にしなければならず、
量産時の支障となつてしまう。
すなわち、ＦＭ受信機では、一般に、フロントエンドと
、中間周波アンプ１及び復調回路２とは、別の” プリ
ント基板に組むので、ローアーヘテロダインでも、アッ
パーヘテロダインでも中間周波アンプ１及び復調回路２
については同じものでよいはずであるが、ダイオードＤ
ｃ，Ｄｄの極性を逆にするため同じにでさず、量産性が
悪くなる。本発明は、これらの問題点を解決すると共に
、さらにミユーテイング機能をも有するＦＭ復調回路を
提供しようとするものである。
、中間周波アンプ１及び復調回路２とは、別の” プリ
ント基板に組むので、ローアーヘテロダインでも、アッ
パーヘテロダインでも中間周波アンプ１及び復調回路２
については同じものでよいはずであるが、ダイオードＤ
ｃ，Ｄｄの極性を逆にするため同じにでさず、量産性が
悪くなる。本発明は、これらの問題点を解決すると共に
、さらにミユーテイング機能をも有するＦＭ復調回路を
提供しようとするものである。
このため本発明に卦いては、第３図に破線及び実線で示
すように、中間周波数Ｆｉに対応してレベルが互いに逆
方向に変化し、しかも定電圧ダイオードＤｂによる逆バ
イアス電圧に相当する基準の直流レベルＶ２を有する２
つの復調信号Ｓｌ，Ｓ２が得られるようにしたものであ
る。
すように、中間周波数Ｆｉに対応してレベルが互いに逆
方向に変化し、しかも定電圧ダイオードＤｂによる逆バ
イアス電圧に相当する基準の直流レベルＶ２を有する２
つの復調信号Ｓｌ，Ｓ２が得られるようにしたものであ
る。
まず本発明の理解を容易にするため基本となる部分につ
いて説明しよう。今、第４図Ａに示すように抵抗器Ｒ１
〜Ｒ３、コイルＬ１、コンデンサＣ，，Ｃ２及びトラン
スＭ１を接続した回路に卦いて、入力電圧Ｅｉに対する
出力電圧Ｅ。
いて説明しよう。今、第４図Ａに示すように抵抗器Ｒ１
〜Ｒ３、コイルＬ１、コンデンサＣ，，Ｃ２及びトラン
スＭ１を接続した回路に卦いて、入力電圧Ｅｉに対する
出力電圧Ｅ。
の利得１ＧＩ１移相量φ、群遅延時間τの周波数特性を
求めると、第４図Ｂのようになり、抵抗器Ｒｌ，Ｒ２を
小さくして卦けば、周波数１０．７ＭＨｚに対して±１
ＭＨ２の帯域内では、利得１Ｇ１はほぼ一定となわ、ま
た移相量φは周波数１０．ＩＭＨ２で−９０、となると
共に、周波数にほぼ比例して変化し、さらに群遅延時間
τはほぼ一定となる。すなりち、この回路は移相回路で
ある。また第５図の回路は、カレントミラー回路と呼ば
れている回路の１つで、トランジスタＱ１とＱ２との特
性が等しいとすれば、トランジスタＱ１とＱ２とは等し
いベースバイアス状態にあるので、トランジスタＱ２の
コレクタ電流は、トランジスタＱ１のコレクタ電流に等
しくなる。
求めると、第４図Ｂのようになり、抵抗器Ｒｌ，Ｒ２を
小さくして卦けば、周波数１０．７ＭＨｚに対して±１
ＭＨ２の帯域内では、利得１Ｇ１はほぼ一定となわ、ま
た移相量φは周波数１０．ＩＭＨ２で−９０、となると
共に、周波数にほぼ比例して変化し、さらに群遅延時間
τはほぼ一定となる。すなりち、この回路は移相回路で
ある。また第５図の回路は、カレントミラー回路と呼ば
れている回路の１つで、トランジスタＱ１とＱ２との特
性が等しいとすれば、トランジスタＱ１とＱ２とは等し
いベースバイアス状態にあるので、トランジスタＱ２の
コレクタ電流は、トランジスタＱ１のコレクタ電流に等
しくなる。
そしてさらにトランジスタＱ３の特性も、トランジスタ
Ｑ１の特性に等しければ、トランジスタＱ３のコレクタ
電流もトランジスタＱ１のコレクタ電流に等しくなる。
すなわち、あたかも鏡で反射したかのように、トランジ
スタＱ１のコレクタ電流と、トランジスタＱ２，Ｑ３の
コレクタ電流とは等しくなる。またトランジスタＱ１〜
Ｑ３の特性を違えれば、あるいは、破線で示すように抵
抗器Ｒ。を接続すれば、トランジスタＱ１〜Ｑ３のコレ
クタ電流の大きさを違えることができる。さらにトラン
ジスタＱ１〜Ｑ３にエミツタ抵抗器を接続したう、トラ
ンジスタＱ，のコレクタを直接ではなくエミツタフオロ
ワのトランジスタを通じてそのベースに接続することも
でさる。本発明は、以上の点に着目してＦＭ復調回路を
構成するもので、以下その一例について説明しよう。
Ｑ１の特性に等しければ、トランジスタＱ３のコレクタ
電流もトランジスタＱ１のコレクタ電流に等しくなる。
すなわち、あたかも鏡で反射したかのように、トランジ
スタＱ１のコレクタ電流と、トランジスタＱ２，Ｑ３の
コレクタ電流とは等しくなる。またトランジスタＱ１〜
Ｑ３の特性を違えれば、あるいは、破線で示すように抵
抗器Ｒ。を接続すれば、トランジスタＱ１〜Ｑ３のコレ
クタ電流の大きさを違えることができる。さらにトラン
ジスタＱ１〜Ｑ３にエミツタ抵抗器を接続したう、トラ
ンジスタＱ，のコレクタを直接ではなくエミツタフオロ
ワのトランジスタを通じてそのベースに接続することも
でさる。本発明は、以上の点に着目してＦＭ復調回路を
構成するもので、以下その一例について説明しよう。
第６図に｝いて、１０は位相比較回路（乗算回路）を示
し、これは差動アンプ１１〜１３がダブルバランス型に
接続されて構成される。
し、これは差動アンプ１１〜１３がダブルバランス型に
接続されて構成される。
すなわち、トランジスタＱｌ，を定着流源としてトラン
ジスタＱ，２，Ｑｌ３により第１の差動アンブ１１が構
成され、トランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のベースに中間周
波トランスＭ２より互いに逆相の中間周波信号が供給さ
れると共に、バイアス電源Ｖ，よジバイアス電圧が供給
される。またトランジスタＱｌ２を定電流源としてトラ
ンジスタＱｌ４，Ｑｌ５によや第２の差動アンプ１２が
構成され、さらにトランジスタＱｌ３を定電流源として
トランジスタＱｌ６，Ｑ，７により第３の差動アンプ１
３が構成されると共に、これら差動アンプ１２，１３は
、それらの入力端及び出力端間が、Ｕいに逆関係となる
ように並列接続される。また、バツフア用としてトラン
ジスタＱｌ８がトランジスタＱｌ３と同様に設けられ、
中間周波トランスＭ２よりの中間周波信号が、トランジ
スタＱｌ８を通じて第４図Ａに｝いて説明した移相回路
３０に供給されて第４図Ｂに示すような特性の中間周波
信号とされ、この中間周波信号が、差動アンプ１２，１
３のトランジスタＱｌ４，Ｑｌ６に供給されると共に、
バイアス電源Ｖ２より直接あるいは抵抗器Ｒ４及び移相
回路３０を通じて差動アンブ１２，１３のトランジスタ
Ｑｌ４，Ｑｌ７にバイアス電圧が供給される。
ジスタＱ，２，Ｑｌ３により第１の差動アンブ１１が構
成され、トランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のベースに中間周
波トランスＭ２より互いに逆相の中間周波信号が供給さ
れると共に、バイアス電源Ｖ，よジバイアス電圧が供給
される。またトランジスタＱｌ２を定電流源としてトラ
ンジスタＱｌ４，Ｑｌ５によや第２の差動アンプ１２が
構成され、さらにトランジスタＱｌ３を定電流源として
トランジスタＱｌ６，Ｑ，７により第３の差動アンプ１
３が構成されると共に、これら差動アンプ１２，１３は
、それらの入力端及び出力端間が、Ｕいに逆関係となる
ように並列接続される。また、バツフア用としてトラン
ジスタＱｌ８がトランジスタＱｌ３と同様に設けられ、
中間周波トランスＭ２よりの中間周波信号が、トランジ
スタＱｌ８を通じて第４図Ａに｝いて説明した移相回路
３０に供給されて第４図Ｂに示すような特性の中間周波
信号とされ、この中間周波信号が、差動アンプ１２，１
３のトランジスタＱｌ４，Ｑｌ６に供給されると共に、
バイアス電源Ｖ２より直接あるいは抵抗器Ｒ４及び移相
回路３０を通じて差動アンブ１２，１３のトランジスタ
Ｑｌ４，Ｑｌ７にバイアス電圧が供給される。
なお、この場合、トランジスタＱｌ８の出力インピーダ
ンスが、第４図Ａの抵抗器Ｒ１に対応する。またトラン
ジスタＱｌ９は、トランジスタＱｌ８とのバランスを取
るためのものである。さらに、トランジスタＱ２ｌ〜Ｑ
２４により第１のカレントミラー回路２１が構成され、
トランジスタＱ２ｌのコレクタがトランジスタＱｌ５，
Ｑｌ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ２２のコ
レクタが第１の出力端子Ｔ１に接続されると共に、トラ
ンジスタＱ２５〜Ｑ２８により第２のカレントミラー回
路２２が構成され、トランジスタＱ２５のコレクタがト
ランジスタＱｌ４，Ｑｌ７のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ２６のコレクタが第２の出力端子Ｔ２に接続
される。
ンスが、第４図Ａの抵抗器Ｒ１に対応する。またトラン
ジスタＱｌ９は、トランジスタＱｌ８とのバランスを取
るためのものである。さらに、トランジスタＱ２ｌ〜Ｑ
２４により第１のカレントミラー回路２１が構成され、
トランジスタＱ２ｌのコレクタがトランジスタＱｌ５，
Ｑｌ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ２２のコ
レクタが第１の出力端子Ｔ１に接続されると共に、トラ
ンジスタＱ２５〜Ｑ２８により第２のカレントミラー回
路２２が構成され、トランジスタＱ２５のコレクタがト
ランジスタＱｌ４，Ｑｌ７のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ２６のコレクタが第２の出力端子Ｔ２に接続
される。
またトランジスタＱ３ｌ，Ｑ３２により第３のカレント
ミラー回路２３が構成され、トランジスタＱ３ｌのコレ
クタがトランジスタＱ２７のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３２のコレクタが端子Ｔ１に接続されると共
に、トランジスタＱ３３，Ｑ３４により第４のカレント
ミラー回路２４が構成され、トランジスタＱ３３のコレ
クタがトランジスタＱ２３のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３４のコレクタが端子Ｔ２に接続される。さ
らに端子Ｔｌ，Ｔ２とバイアス電源Ｖ２との間に、互い
に等しい抵抗器Ｒ７，Ｒ８が接続される。またトランジ
スタＱ３５，Ｑ３６及び抵抗器Ｒ５により第５のカレン
トミラー回路２５が構成され、トランジスタＱ３５のコ
レクタがトランジスタＱ２４のコレクタに接続されると
共に、トランジスタＱ３７，Ｑ３８及び抵抗器Ｒ６によ
り第６のカレントミラー回路２６が構成され、トランジ
スタＱ３７のコレクタがトランジスタＱ２８のコレクタ
に接続され、トランジスタＱ３８のコレクタが第３の出
力端子Ｔ３に接続される。
ミラー回路２３が構成され、トランジスタＱ３ｌのコレ
クタがトランジスタＱ２７のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３２のコレクタが端子Ｔ１に接続されると共
に、トランジスタＱ３３，Ｑ３４により第４のカレント
ミラー回路２４が構成され、トランジスタＱ３３のコレ
クタがトランジスタＱ２３のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３４のコレクタが端子Ｔ２に接続される。さ
らに端子Ｔｌ，Ｔ２とバイアス電源Ｖ２との間に、互い
に等しい抵抗器Ｒ７，Ｒ８が接続される。またトランジ
スタＱ３５，Ｑ３６及び抵抗器Ｒ５により第５のカレン
トミラー回路２５が構成され、トランジスタＱ３５のコ
レクタがトランジスタＱ２４のコレクタに接続されると
共に、トランジスタＱ３７，Ｑ３８及び抵抗器Ｒ６によ
り第６のカレントミラー回路２６が構成され、トランジ
スタＱ３７のコレクタがトランジスタＱ２８のコレクタ
に接続され、トランジスタＱ３８のコレクタが第３の出
力端子Ｔ３に接続される。
さらにトランジスタＱ４ｌ，Ｑ４２により第７のカレン
トミラー回路２７が構成され、トランジスタＱ４ｌのコ
レクタがトランジスタＱ３６のコレクタに接続さ収トラ
ンジスタＱ４２のコレクタが端子Ｔ３に接続される。ま
た端子Ｔ３とバイアス電源Ｖ２との間に、抵抗器Ｒ，が
接続される。さらにトランジスタＱ４３が設けられ、そ
のベースがミユーテイング信号の入力端子Ｔ４に接続さ
れ、その第１及び第２のエミツタが、トランジスタＱ３
５，Ｑ３７Ｑベースに接続される。
トミラー回路２７が構成され、トランジスタＱ４ｌのコ
レクタがトランジスタＱ３６のコレクタに接続さ収トラ
ンジスタＱ４２のコレクタが端子Ｔ３に接続される。ま
た端子Ｔ３とバイアス電源Ｖ２との間に、抵抗器Ｒ，が
接続される。さらにトランジスタＱ４３が設けられ、そ
のベースがミユーテイング信号の入力端子Ｔ４に接続さ
れ、その第１及び第２のエミツタが、トランジスタＱ３
５，Ｑ３７Ｑベースに接続される。
このような構成によれば、中間周波トランスＭ２よねの
中間周波信号は、トランジスタＱｌ２，Ｑ３２のベース
に互いに逆相に供給されるので、トランジスタＱｌ２，
Ｑｌ３は、第７図Ａ，Ｂに示すように互いに逆相でオン
オフされる。
中間周波信号は、トランジスタＱｌ２，Ｑ３２のベース
に互いに逆相に供給されるので、トランジスタＱｌ２，
Ｑｌ３は、第７図Ａ，Ｂに示すように互いに逆相でオン
オフされる。
そしてこのとさ、トランジスタＱｌ８がトランジスタＱ
ｌ３と同相でオンオフされると共に、その出力が、移送
回路３０により第４図Ｂに示す位相特性φで遅相されて
差動アンプ１２，１３のトランジスタＱｌ４，Ｑ，６に
供給される。従つて、トランジスタＱｌ４・Ｑｌ６及び
Ｑｌ５，Ｑｌ７は、第７図Ｃ，Ｄに示すように、中間周
波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨ７，のときには、ト
ランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のオンオソに対しして９（５
）の遅れとなり、中心周波数１０．７ＭＨ２よ？も低い
ときに１ｔｉ９♂よジ小さい遅れとなり１さらに中心周
波数１０．７ＭＨ７，よりも高いとさには、９０心よジ
も大さい遅れでオンオフされる。そしてトランジスタＱ
ｌ５のコレクタ電流１０，５は、トランジスタＱｌ２，
Ｑ，５がオンのときに流れるので、このコレクタ電流１
Ｃ１．，は第７図Ｅに示すようになり、またトランジス
タＱｌ６のコレクタ電流１Ｃ１６は、トランジスタＱｌ
３，Ｑｌ６がオンのとさに流れるので、コレクタ電流１
Ｃ１６は第７図Ｆに示すようになる。従つてコレクタ電
流１０１，とＩＣｌ６との和の電流（すなわちトランジ
スタＱ２，のコレクタ電流１。２１）は、第７図Ｇに示
すように、中間周波数Ｆｉの２倍の周波数で、中間周波
数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨ２のとさには、デユー
テイーレシオが５０（Ｆｆ）になり１中間周波数Ｆｉが
中心周波数１０．７ＭＨ２よジ偏移したとさには、その
偏移量に比例したデユーテイーレシオの交番電流となる
。
ｌ３と同相でオンオフされると共に、その出力が、移送
回路３０により第４図Ｂに示す位相特性φで遅相されて
差動アンプ１２，１３のトランジスタＱｌ４，Ｑ，６に
供給される。従つて、トランジスタＱｌ４・Ｑｌ６及び
Ｑｌ５，Ｑｌ７は、第７図Ｃ，Ｄに示すように、中間周
波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨ７，のときには、ト
ランジスタＱｌ２，Ｑｌ３のオンオソに対しして９（５
）の遅れとなり、中心周波数１０．７ＭＨ２よ？も低い
ときに１ｔｉ９♂よジ小さい遅れとなり１さらに中心周
波数１０．７ＭＨ７，よりも高いとさには、９０心よジ
も大さい遅れでオンオフされる。そしてトランジスタＱ
ｌ５のコレクタ電流１０，５は、トランジスタＱｌ２，
Ｑ，５がオンのときに流れるので、このコレクタ電流１
Ｃ１．，は第７図Ｅに示すようになり、またトランジス
タＱｌ６のコレクタ電流１Ｃ１６は、トランジスタＱｌ
３，Ｑｌ６がオンのとさに流れるので、コレクタ電流１
Ｃ１６は第７図Ｆに示すようになる。従つてコレクタ電
流１０１，とＩＣｌ６との和の電流（すなわちトランジ
スタＱ２，のコレクタ電流１。２１）は、第７図Ｇに示
すように、中間周波数Ｆｉの２倍の周波数で、中間周波
数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨ２のとさには、デユー
テイーレシオが５０（Ｆｆ）になり１中間周波数Ｆｉが
中心周波数１０．７ＭＨ２よジ偏移したとさには、その
偏移量に比例したデユーテイーレシオの交番電流となる
。
また同様にしてトランジスタＱｌ４，Ｑｌ７のコレクタ
電流１Ｃ１４，１０１７及びこれらの和の電流（（トラ
ンジスタＱ２５のコレクタ電流。
電流１Ｃ１４，１０１７及びこれらの和の電流（（トラ
ンジスタＱ２５のコレクタ電流。
２５）は、第７図Ｈ，Ｉ及びＪに示すようになる。
すなわち、コレクタ電流１。１５，ＩＣ，６の和の電流
と、コレクタ電流１。
と、コレクタ電流１。
１４，１０１７の和の電流とは、互いに逆相になる。
そしてコレクタ電流１。
１５，ＩＣ１６の和の電流は、トランジスタＱ２ｌのコ
レクタ電流１。
レクタ電流１。
２１であり、このトランジスタＱ２ｌとトランジスタＱ
２２とはカレントミラー回路２１を構成しているので、
トランジスタＱ２２のコレクタ電流１。
２２とはカレントミラー回路２１を構成しているので、
トランジスタＱ２２のコレクタ電流１。
２２も第７図Ｇに示すようになる。
またトランジスタＱ２５，Ｑ２サＱ３ｌ９Ｑ３２の０１
Ｌ／クタ電流をＩＣ２５ラＩＣ２７９ｌＣ３ｌツ１０３
２とすれば、同様にとなり、トランジスタＱ３２のコレ
クタ電流１Ｃ３２も第７図Ｊに示すようになる。
Ｌ／クタ電流をＩＣ２５ラＩＣ２７９ｌＣ３ｌツ１０３
２とすれば、同様にとなり、トランジスタＱ３２のコレ
クタ電流１Ｃ３２も第７図Ｊに示すようになる。
そしてこの場合、コレクタ電流１。
２２（第７甲Ｇ）が増力吐ているとさには、コレクタ電
流１。
流１。
３２（第７図Ｊ）は減少していて、逆にコレクタ電流Ｉ
Ｃ２２が減少しているとさには、コレクタ電流ＩＣ３２
は増加しているので、これらコレクタ電流１０２２とＩ
Ｃ３２との差の電流は、抵抗器Ｒ７を通じて電源Ｖ２よ
り流れることになる。
Ｃ２２が減少しているとさには、コレクタ電流ＩＣ３２
は増加しているので、これらコレクタ電流１０２２とＩ
Ｃ３２との差の電流は、抵抗器Ｒ７を通じて電源Ｖ２よ
り流れることになる。
すなわち、抵抗器Ｒ７には、第７図Ｋに示すように、コ
レクタ電流１Ｃ２２とＩＣ３２との差の電流が流れる。
従つて抵抗器Ｒ７には、この差の電流によつてやはｂ第
７図Ｋに示すような交番電圧、すなわち中間周波数Ｆｉ
の２倍の周波数で、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．
７ＭＨ２のとさには、デユーテイーレシオが５０％にな
り、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨ２より偏
移したとさには、その偏移量に比例したデユーテイーレ
シオの交番電圧Ｅ１が得られる。またこの場合、コレク
タ電流１Ｃ２２，ＩＣ３２の直流成分について考えると
、これら直流成分は互いに等しいので、これら直流成分
が抵抗器Ｒ７を流れることはなく、従つて端子Ｔ１の直
流電位は、電源２の電圧Ｖ２になる。
レクタ電流１Ｃ２２とＩＣ３２との差の電流が流れる。
従つて抵抗器Ｒ７には、この差の電流によつてやはｂ第
７図Ｋに示すような交番電圧、すなわち中間周波数Ｆｉ
の２倍の周波数で、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．
７ＭＨ２のとさには、デユーテイーレシオが５０％にな
り、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７ＭＨ２より偏
移したとさには、その偏移量に比例したデユーテイーレ
シオの交番電圧Ｅ１が得られる。またこの場合、コレク
タ電流１Ｃ２２，ＩＣ３２の直流成分について考えると
、これら直流成分は互いに等しいので、これら直流成分
が抵抗器Ｒ７を流れることはなく、従つて端子Ｔ１の直
流電位は、電源２の電圧Ｖ２になる。
すなわち、端子Ｔ１には、直流レベルがＶ２の交番電圧
Ｅ１が得られる。
Ｅ１が得られる。
そしてまつたく同様にして端子Ｔ２には、直流レベルが
Ｖ２の交番電圧Ｅ２が侍られる。
Ｖ２の交番電圧Ｅ２が侍られる。
ただしこの場合、交番電圧Ｅ２は、中間周波数Ｆｉの２
倍の周波数で、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７Ｍ
Ｈ２のときには、デユーテイーレシオが５０％になり、
中間周波数が偏移したとさには、交番電圧Ｅ１とは逆の
関係に、デユーテイーレシオが変化する。すなわち、第
８図に示すように、トランジスタＱ２２，Ｑ３２が定電
流源Ｘ１として働き、トランジスタＱ２６，Ｑ３４が定
電流源Ｘ２として働くと共に、定電流源Ｘ１の出力電流
が（ＩＣ２２−１Ｃ３２）となＶ１定電流源Ｘ２の出力
電流が（１０２６−１０３４（ＩＣ２６，ＩＣ３４はト
ランジスタＱ，Ｑ３４のコレクタ電流）となる。
倍の周波数で、中間周波数Ｆｉが中心周波数１０．７Ｍ
Ｈ２のときには、デユーテイーレシオが５０％になり、
中間周波数が偏移したとさには、交番電圧Ｅ１とは逆の
関係に、デユーテイーレシオが変化する。すなわち、第
８図に示すように、トランジスタＱ２２，Ｑ３２が定電
流源Ｘ１として働き、トランジスタＱ２６，Ｑ３４が定
電流源Ｘ２として働くと共に、定電流源Ｘ１の出力電流
が（ＩＣ２２−１Ｃ３２）となＶ１定電流源Ｘ２の出力
電流が（１０２６−１０３４（ＩＣ２６，ＩＣ３４はト
ランジスタＱ，Ｑ３４のコレクタ電流）となる。
そしてさらに定電流源Ｘｌ，Ｘ２に、抵抗器Ｒ７，Ｒ８
及びバイアス電源Ｖ２がそれぞれ図のように接続されて
いることになり、端子Ｔｌ，Ｔ２に交番電圧Ｅｌ，Ｅ２
が取り出される。従つて端子Ｔ１の交番電圧Ｅ１をロー
パスフィルタに供給して２倍の中間周波数成分及び交流
成分（超低周波成分を除く交流成分）を除去すれば、第
３図に破線で示すように、直流レベルがＶ２で、中間周
波数Ｆｉの上昇と共に、レベルが上昇する信号、すなわ
ち、ＡＦＣ電圧Ｓ１が得られる。
及びバイアス電源Ｖ２がそれぞれ図のように接続されて
いることになり、端子Ｔｌ，Ｔ２に交番電圧Ｅｌ，Ｅ２
が取り出される。従つて端子Ｔ１の交番電圧Ｅ１をロー
パスフィルタに供給して２倍の中間周波数成分及び交流
成分（超低周波成分を除く交流成分）を除去すれば、第
３図に破線で示すように、直流レベルがＶ２で、中間周
波数Ｆｉの上昇と共に、レベルが上昇する信号、すなわ
ち、ＡＦＣ電圧Ｓ１が得られる。
また端子Ｔ２の交番電圧Ｅ２をローパスフイルタに供給
すれば、第３図に実線で示すように直流レベルが２で、
信号Ｓ１とは逆に変化するＡＦＣ電圧Ｓ２が得られる。
また次のようにしてミユーテイング動作が行われる。
すれば、第３図に実線で示すように直流レベルが２で、
信号Ｓ１とは逆に変化するＡＦＣ電圧Ｓ２が得られる。
また次のようにしてミユーテイング動作が行われる。
すなわち、トランジスタＱｌ５，Ｑ，６のコレクタ電流
１Ｃ１５，ＩＣ１６の和の電流が、カレントミラー回路
２１，２５，２７によＶ）Ｉ頃次反射？れてトランジス
タＱ４２のコレクタ電流１Ｃ４２とされると共に、トラ
ンジスタＱｌ４，Ｑｌ７のコレクタ電流１０１４，１０
１７の和の電流が、カレントミラー回路２２，２６によ
り順次反射されてトランジスタＱ３８のコレクタ電流１
Ｃ３８とされる。そしてこの場合、コレクタ電流１。４
２の増減と、コレクタ電流１Ｃ３８の増減とは、逆相に
なるので、それらの差の電流によつて抵抗器Ｒ９には、
やはＤ第７図Ｋに示すように変化する交番電川Ｅ３が得
られ、この交番電圧Ｅ３が端子Ｔ３に取り出される。
１Ｃ１５，ＩＣ１６の和の電流が、カレントミラー回路
２１，２５，２７によＶ）Ｉ頃次反射？れてトランジス
タＱ４２のコレクタ電流１Ｃ４２とされると共に、トラ
ンジスタＱｌ４，Ｑｌ７のコレクタ電流１０１４，１０
１７の和の電流が、カレントミラー回路２２，２６によ
り順次反射されてトランジスタＱ３８のコレクタ電流１
Ｃ３８とされる。そしてこの場合、コレクタ電流１。４
２の増減と、コレクタ電流１Ｃ３８の増減とは、逆相に
なるので、それらの差の電流によつて抵抗器Ｒ９には、
やはＤ第７図Ｋに示すように変化する交番電川Ｅ３が得
られ、この交番電圧Ｅ３が端子Ｔ３に取り出される。
従つてこの交番電圧Ｅ３をローパスフイルタに供給して
２倍の中間周波数成分を除去すれば、第３図に破線で示
すように、復調信号Ｓ３が得られる。そしてこのとさ、
端子Ｔ４にミユーテイング信号を供給してトランジスタ
Ｑ４３をオンとすれば、トランジスタＱ３６，Ｑ３８が
オフとなＶ１従つて端子Ｔ３には復調信号Ｓ３が得られ
なくなり、すなわち、ミユーテイングが行われる。こう
して、互いに逆に変化するＡＦＣ電圧Ｓｌ，Ｓ２及びミ
ユーテイング動作が付カロされた復調信号Ｓ３を得るこ
とがでさるわけであるが、この場合、ＡＦＣ電圧Ｓｌ，
Ｓ２は直流レベルＶ２を有するので、このＡＦＣ電圧Ｓ
１あるいはＳ２でＡＦＣを行うには、第９図に示すよう
に、単にＡＦＣ電圧Ｓ１あるいはＳ２だけを町変容量ダ
イオードＤａに供給すればよく、逆バイアス用に定電圧
ダイオードなどを設ける必要がない。
２倍の中間周波数成分を除去すれば、第３図に破線で示
すように、復調信号Ｓ３が得られる。そしてこのとさ、
端子Ｔ４にミユーテイング信号を供給してトランジスタ
Ｑ４３をオンとすれば、トランジスタＱ３６，Ｑ３８が
オフとなＶ１従つて端子Ｔ３には復調信号Ｓ３が得られ
なくなり、すなわち、ミユーテイングが行われる。こう
して、互いに逆に変化するＡＦＣ電圧Ｓｌ，Ｓ２及びミ
ユーテイング動作が付カロされた復調信号Ｓ３を得るこ
とがでさるわけであるが、この場合、ＡＦＣ電圧Ｓｌ，
Ｓ２は直流レベルＶ２を有するので、このＡＦＣ電圧Ｓ
１あるいはＳ２でＡＦＣを行うには、第９図に示すよう
に、単にＡＦＣ電圧Ｓ１あるいはＳ２だけを町変容量ダ
イオードＤａに供給すればよく、逆バイアス用に定電圧
ダイオードなどを設ける必要がない。
また２つのＡＦＣ電圧Ｓ，，Ｓ２が得られると共に、こ
れらＡＦＣ電圧Ｓｌ，Ｓ２の変化方向は、互いに逆なの
で、ローアーヘテロダインのときと、アツパーヘテロダ
インのとさとでは、第９図に実線及び破線で示すように
、端子Ｔｌ，Ｔ２とローパスフイルタ４との接続を変更
するだけでよい。
れらＡＦＣ電圧Ｓｌ，Ｓ２の変化方向は、互いに逆なの
で、ローアーヘテロダインのときと、アツパーヘテロダ
インのとさとでは、第９図に実線及び破線で示すように
、端子Ｔｌ，Ｔ２とローパスフイルタ４との接続を変更
するだけでよい。
しかもその場合、局発回路５のあるフロントエンドと、
復調回路とは、一般に別のプリント基板に組まれるから
、その接続変更もフロントエンドのプリント基板と、復
調回路のプリント基板との間で行えばよく、簡単である
と共に、ローアーヘテロダイン用とアツパーヘテロダイ
ン用とで、復調回路のプリント基板を別々に用意する必
要がなく、従つて量産性にすぐれている。さらに第９図
に示すように、移相回路３０を除いて他の素子はＩＣ化
できるので、この点からも有利である。
復調回路とは、一般に別のプリント基板に組まれるから
、その接続変更もフロントエンドのプリント基板と、復
調回路のプリント基板との間で行えばよく、簡単である
と共に、ローアーヘテロダイン用とアツパーヘテロダイ
ン用とで、復調回路のプリント基板を別々に用意する必
要がなく、従つて量産性にすぐれている。さらに第９図
に示すように、移相回路３０を除いて他の素子はＩＣ化
できるので、この点からも有利である。
第１図は従来例の接続図、第２図はその説明のための図
、第３図〜第５図，第７図〜第９図は本発明を説明する
ための図、第６図は本発明の一例の接続図である。 １は中間周波アンプ、１１〜１３は差動アンブ、２１〜
２７はカレントミラー回路、３０は移相回路である。
、第３図〜第５図，第７図〜第９図は本発明を説明する
ための図、第６図は本発明の一例の接続図である。 １は中間周波アンプ、１１〜１３は差動アンブ、２１〜
２７はカレントミラー回路、３０は移相回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ＦＭ信号が所定の移相特性を有する移相回路に供給
されて移相され、この移相出力と上記ＦＭ信号とが差動
構成の位相比較回路に供給されて位相比較され、この位
相比較回路を構成するトランジスタのコレクタからその
位相比較出力として互いに逆相同レベルの１対の出力電
流が取り出され、この１対の出力電流がカレントミラー
回路に供給されて上記１対の出力電流のうち、一方の出
力電流から他方の出力電流が減算されると共に、この減
算出力の出力端が第１の出力端子に接続され、上記１対
の出力電流が別のカレントミラー回路に供給されて上記
他方の出力電流から上記一方の出力電流が減算されると
共に、この減算出力の出力端が第２の出力端子に接続さ
れ、上記第１及び第２の出力端子が第１及び第２の抵抗
器を通じてバイアス電源に接続された復調回路。 ２ 上記特許請求の範囲第１項の復調回路において、上
記１対の出力電流がさらに別のカレントミラー回路に供
給されて上記一方の出力電流から上記他方の出力電流が
減算されると共に、この減算出力の出力端が第３の出力
端子に接続され、この第３の出力端子が第３の抵抗器を
通じてバイアス電源に接続され、上記さらに別のカレン
トミラー回路にミユーテイング信号によりオンオフされ
るスイッチング素子が接続された復調回路。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50050047A JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
| JP50055735A JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
| GB15309/76A GB1528824A (en) | 1975-04-24 | 1976-04-14 | Frequency modulation discriminators |
| AU13017/76A AU495055B2 (en) | 1975-04-24 | 1976-04-14 | Fm discriminator |
| FR7611729A FR2333381A1 (fr) | 1975-04-24 | 1976-04-21 | Discriminateur a modulation de frequence |
| CA250,928A CA1065410A (en) | 1975-04-24 | 1976-04-23 | Fm discriminator |
| US05/679,862 US4024461A (en) | 1975-04-24 | 1976-04-23 | FM discriminator |
| DE19762617873 DE2617873A1 (de) | 1975-04-24 | 1976-04-23 | Fm-diskriminator |
| NLAANVRAGE7604439,A NL188825C (nl) | 1975-04-24 | 1976-04-26 | Fm-discriminatorschakeling. |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50050047A JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
| JP50055735A JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS51126028A JPS51126028A (en) | 1976-11-02 |
| JPS5928084B2 true JPS5928084B2 (ja) | 1984-07-10 |
Family
ID=26390495
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50050047A Expired JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
| JP50055735A Expired JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50055735A Expired JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4024461A (ja) |
| JP (2) | JPS5928084B2 (ja) |
| CA (1) | CA1065410A (ja) |
| DE (1) | DE2617873A1 (ja) |
| FR (1) | FR2333381A1 (ja) |
| GB (1) | GB1528824A (ja) |
| NL (1) | NL188825C (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6227095Y2 (ja) * | 1983-04-14 | 1987-07-11 | ||
| JPS6389765U (ja) * | 1986-12-01 | 1988-06-10 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55165005A (en) * | 1979-06-11 | 1980-12-23 | Sony Corp | Fm detection circuit |
| JPS5765902A (en) * | 1980-10-13 | 1982-04-21 | Victor Co Of Japan Ltd | Fm demodulating circuit |
| JPS58212205A (ja) * | 1982-04-28 | 1983-12-09 | Toko Inc | Ｆｍ検波回路 |
| US6920190B2 (en) * | 2000-11-21 | 2005-07-19 | Research In Motion Limited | System and method for inverting automatic frequency control (AFC) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3241078A (en) * | 1963-06-18 | 1966-03-15 | Honeywell Inc | Dual output synchronous detector utilizing transistorized differential amplifiers |
| US3667060A (en) * | 1970-08-26 | 1972-05-30 | Rca Corp | Balanced angle modulation detector |
| US3866125A (en) * | 1972-08-23 | 1975-02-11 | Philips Corp | Circuit arrangement for a receiver for frequency-modulated signals having variable attenuation phase shifter |
-
1975
- 1975-04-24 JP JP50050047A patent/JPS5928084B2/ja not_active Expired
- 1975-05-08 JP JP50055735A patent/JPS5828930B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-04-14 GB GB15309/76A patent/GB1528824A/en not_active Expired
- 1976-04-21 FR FR7611729A patent/FR2333381A1/fr active Granted
- 1976-04-23 DE DE19762617873 patent/DE2617873A1/de active Granted
- 1976-04-23 CA CA250,928A patent/CA1065410A/en not_active Expired
- 1976-04-23 US US05/679,862 patent/US4024461A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-04-26 NL NLAANVRAGE7604439,A patent/NL188825C/xx not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6227095Y2 (ja) * | 1983-04-14 | 1987-07-11 | ||
| JPS6389765U (ja) * | 1986-12-01 | 1988-06-10 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1065410A (en) | 1979-10-30 |
| JPS51131205A (en) | 1976-11-15 |
| FR2333381B1 (ja) | 1983-02-04 |
| GB1528824A (en) | 1978-10-18 |
| AU1301776A (en) | 1977-10-20 |
| NL188825C (nl) | 1992-10-01 |
| DE2617873A1 (de) | 1976-11-04 |
| US4024461A (en) | 1977-05-17 |
| JPS5828930B2 (ja) | 1983-06-18 |
| NL188825B (nl) | 1992-05-06 |
| DE2617873C2 (ja) | 1987-03-12 |
| JPS51126028A (en) | 1976-11-02 |
| NL7604439A (nl) | 1976-10-26 |
| FR2333381A1 (fr) | 1977-06-24 |
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