JPS5828930B2 - Ａｆｃ カイロ - Google Patents
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- JPS5828930B2 JPS5828930B2 JP50055735A JP5573575A JPS5828930B2 JP S5828930 B2 JPS5828930 B2 JP S5828930B2 JP 50055735 A JP50055735 A JP 50055735A JP 5573575 A JP5573575 A JP 5573575A JP S5828930 B2 JPS5828930 B2 JP S5828930B2
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/14—Automatic detuning arrangements
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
例えばＦＭ受信機のＡＦＣ回路は、第１図のように構成
されている。
されている。
すなわち、１は中間周波アンプ、２はＦＭ復調回路で、
これよりの復調信号が、ステレオ復調回路３に供給され
ると共に、ロバスフイルタ４に供給されて中間周波数ｆ
ｉのドリフトに対応して極性及びレベルの変化する直流
電圧、すなわち、ＡＦＣ電圧が取り出され、このＡＦＣ
電圧が、局部発振回路５の局発バリコン（可変コンデン
サ）Ｃａ及び局発コイルＬａに並列接続された可変容量
ダイオードＤａに供給される。
これよりの復調信号が、ステレオ復調回路３に供給され
ると共に、ロバスフイルタ４に供給されて中間周波数ｆ
ｉのドリフトに対応して極性及びレベルの変化する直流
電圧、すなわち、ＡＦＣ電圧が取り出され、このＡＦＣ
電圧が、局部発振回路５の局発バリコン（可変コンデン
サ）Ｃａ及び局発コイルＬａに並列接続された可変容量
ダイオードＤａに供給される。
なお、ＳａはＡＦＣスイッチである。
ところがこの場合、ＡＦＣ電圧は、第２図に実線で示す
ように中間周波数ｆｉに対応して極性及びレベルが変化
するので、ＡＦＣ電圧にかかわらずダイオードＤａを逆
バイアス状態とするには、図のように定電圧ダイオード
Ｄｂを接続してダイオードＤａに逆バイアス電圧を与え
ておかなければならない。
ように中間周波数ｆｉに対応して極性及びレベルが変化
するので、ＡＦＣ電圧にかかわらずダイオードＤａを逆
バイアス状態とするには、図のように定電圧ダイオード
Ｄｂを接続してダイオードＤａに逆バイアス電圧を与え
ておかなければならない。
またＦＭ受信機は、日本では、局部発振周波数が受信周
波数よりも低いローア−ヘテロダインであるが、例えば
アメリカでは、局部発振周波数が受信周波数よりも高い
アッパーヘテロダインなので、アメリカ向けの機種では
、中間周波数ｆｉに対するＡＦＣ電圧の極性及びレベル
変化は、第２図に破線で示すように、日本向けの機種の
ものとは、逆でなければならず、このため同じ復調回路
２でも、日本向けとアメリカ向けとで、レシオ検波用の
ダイオードＤｃ、Ｄｄの極性を逆にしなければならず、
量産時の支障となってしまう。
波数よりも低いローア−ヘテロダインであるが、例えば
アメリカでは、局部発振周波数が受信周波数よりも高い
アッパーヘテロダインなので、アメリカ向けの機種では
、中間周波数ｆｉに対するＡＦＣ電圧の極性及びレベル
変化は、第２図に破線で示すように、日本向けの機種の
ものとは、逆でなければならず、このため同じ復調回路
２でも、日本向けとアメリカ向けとで、レシオ検波用の
ダイオードＤｃ、Ｄｄの極性を逆にしなければならず、
量産時の支障となってしまう。
すなわち、ＦＭ受信機では、一般に、フロントエンドと
、中間周波アンプ１及び復調回路２とは、別のプリント
基板に組むので、ローア−ヘテロダインでも、アッパー
ヘテロダインでも中間周波アンプ１及び復調回路２につ
いては同じものでよいはずであるが、ダイオードＤｃ、
Ｄｄの極性を逆にするため同じにできず、量産性が悪く
なる。
、中間周波アンプ１及び復調回路２とは、別のプリント
基板に組むので、ローア−ヘテロダインでも、アッパー
ヘテロダインでも中間周波アンプ１及び復調回路２につ
いては同じものでよいはずであるが、ダイオードＤｃ、
Ｄｄの極性を逆にするため同じにできず、量産性が悪く
なる。
本発明は、これらの問題点を解決すると共に、さらに同
調操作時のフィーリングのよいＡＦＣ回路を提供しよう
とするものである。
調操作時のフィーリングのよいＡＦＣ回路を提供しよう
とするものである。
このため本発明においては、第３図に破線及び実線で示
すように、中間周波数ｆｉに対応してレベルが互いに逆
方向に変化し、しかも定電圧ダイオードＤｂによる逆バ
イアス電圧に相当する基準の直流レベル■２を有する２
つのＡＦＣ信号Ｅ２１＋Ｅ２２が得られるようにしたも
のである０まず本発明の理解を容易にするため基本とな
る部分について説明しよう。
すように、中間周波数ｆｉに対応してレベルが互いに逆
方向に変化し、しかも定電圧ダイオードＤｂによる逆バ
イアス電圧に相当する基準の直流レベル■２を有する２
つのＡＦＣ信号Ｅ２１＋Ｅ２２が得られるようにしたも
のである０まず本発明の理解を容易にするため基本とな
る部分について説明しよう。
今、第４図Ａに示すように抵抗器Ｒ１〜Ｒ３、コイルＬ
１、コンデンサｃｔ、Ｃ２及びトランスＭ１を接続した
回路において、入力電圧ｅｉに対する出力電圧ｅｏの利
得ＩＧ１、移相量φ、群遅延時間τの周波数特性を求め
ると、第４図Ｂのようになり、抵抗器Ｒ１，Ｒ２を小さ
くしておけば、周波数１０．７ＭＨｚに対して±ＩＭＨ
ｚの帯域内では、利得ＩＧ＋はほぼ一定となり、また移
相量φは周波数１０．７ＭＨｚで一９０°となると共に
、周波数にほぼ比例して変化し、さらに群遅延時間τは
ほぼ一定となる。
１、コンデンサｃｔ、Ｃ２及びトランスＭ１を接続した
回路において、入力電圧ｅｉに対する出力電圧ｅｏの利
得ＩＧ１、移相量φ、群遅延時間τの周波数特性を求め
ると、第４図Ｂのようになり、抵抗器Ｒ１，Ｒ２を小さ
くしておけば、周波数１０．７ＭＨｚに対して±ＩＭＨ
ｚの帯域内では、利得ＩＧ＋はほぼ一定となり、また移
相量φは周波数１０．７ＭＨｚで一９０°となると共に
、周波数にほぼ比例して変化し、さらに群遅延時間τは
ほぼ一定となる。
すなわち、この回路は移相回路である０また第５図Ａの
回路は、カレントミラー回路と呼ばれている回路の１つ
で、トランジスタＱ１とＱ２との特性が等しいとすれば
、トランジスタＱ１とＱ２とは等しいベースバイアス状
態にあるので、トランジスタＱ２のコレクタ電流は、ト
ランジスタＱ０のコレクタ電流に等しくなる。
回路は、カレントミラー回路と呼ばれている回路の１つ
で、トランジスタＱ１とＱ２との特性が等しいとすれば
、トランジスタＱ１とＱ２とは等しいベースバイアス状
態にあるので、トランジスタＱ２のコレクタ電流は、ト
ランジスタＱ０のコレクタ電流に等しくなる。
そしてさらにトランジスタＱ３の特性も、トランジスタ
Ｑ１の特性に等しければ、トランジスタＱ３のコレクタ
電流もトランジスタＱ１のコレクタ電流に等しくなる。
Ｑ１の特性に等しければ、トランジスタＱ３のコレクタ
電流もトランジスタＱ１のコレクタ電流に等しくなる。
すなわち、あたかも鏡で反射したかのように、トランジ
スタＱ０のコレクタ電流と、トランジスタＱ２．Ｑ３の
コレクタ電流とは等しくなる。
スタＱ０のコレクタ電流と、トランジスタＱ２．Ｑ３の
コレクタ電流とは等しくなる。
またトランジスタＱ０〜Ｑ３の特性を違えれば、あるい
は、破線で示すように抵抗器ＲＯを接続すれば、トラン
ジスタＱ、〜Ｑ３のコレクタ電流の大きさを違えること
ができる。
は、破線で示すように抵抗器ＲＯを接続すれば、トラン
ジスタＱ、〜Ｑ３のコレクタ電流の大きさを違えること
ができる。
さらに第５図Ｂに示すように、トランジスタＱ１〜Ｑ３
にエミッタ抵抗器ヲ接続したり、トランジスタＱｌのコ
レクタを直接ではなくエミッタフォロワのトランジスタ
Ｑ。
にエミッタ抵抗器ヲ接続したり、トランジスタＱｌのコ
レクタを直接ではなくエミッタフォロワのトランジスタ
Ｑ。
を通じてそのベースに接続することもできる。
本発明は、以上の点に着目してＡＦＣ回路を構成するも
ので、以下その一例について第６図及び第９図により説
明しよう。
ので、以下その一例について第６図及び第９図により説
明しよう。
第６図は基本となるスイッチング回路を示すもので、こ
の図において、トランジスタＱ１□を定電源としてトラ
ンジスタＱ１２ ＋ ０１３により第１の差動アンプが
構成され、トランジスタＱ１２ ｔ Ｑｌａのベースに
中間周波トランスＭ２より互いに逆相の中間周波信号が
供給されると共に、バイアス電源■□よりバイアス電圧
が供給される○またトランジスタＱ１２を定電流源とし
てトランジスタＱ１４゜Ｑ１５により第２の差動アンプ
１２が構成され、さらにトランジスタＱ１３を定電流源
としてトランジスタＱ１６ ｔ Ｑ１７により第３の差
動アンプ１３が構成されると共に、これら差動アンプ１
２．１３は、それらの入力端及び出力端間が、互いに逆
関係となるように並列接続される。
の図において、トランジスタＱ１□を定電源としてトラ
ンジスタＱ１２ ＋ ０１３により第１の差動アンプが
構成され、トランジスタＱ１２ ｔ Ｑｌａのベースに
中間周波トランスＭ２より互いに逆相の中間周波信号が
供給されると共に、バイアス電源■□よりバイアス電圧
が供給される○またトランジスタＱ１２を定電流源とし
てトランジスタＱ１４゜Ｑ１５により第２の差動アンプ
１２が構成され、さらにトランジスタＱ１３を定電流源
としてトランジスタＱ１６ ｔ Ｑ１７により第３の差
動アンプ１３が構成されると共に、これら差動アンプ１
２．１３は、それらの入力端及び出力端間が、互いに逆
関係となるように並列接続される。
また、バッファ用としてトランジスタＱ１８がトランジ
スタＱ１３と同様に設けられ、中間周波トランスＭ２よ
りの中間周波信号が、トランジスタＱｓａを通じて第４
図Ａにおいて説明した移相回路３０に供給されて第４図
Ｂに示すような特性の中間周波信号とされ、この中間周
波信号が、差動アンプ１２，１３のトランジスタＱ１５
＋ Ｑｌａに供給されると共に、バイアス電源■２よ
り直接あるいは抵抗器Ｒ４及び移相回路３０を通じて差
動アンプ１２，１３のトランジスタＱ１４〜Ｑ１７にバ
イアス電圧が供給される。
スタＱ１３と同様に設けられ、中間周波トランスＭ２よ
りの中間周波信号が、トランジスタＱｓａを通じて第４
図Ａにおいて説明した移相回路３０に供給されて第４図
Ｂに示すような特性の中間周波信号とされ、この中間周
波信号が、差動アンプ１２，１３のトランジスタＱ１５
＋ Ｑｌａに供給されると共に、バイアス電源■２よ
り直接あるいは抵抗器Ｒ４及び移相回路３０を通じて差
動アンプ１２，１３のトランジスタＱ１４〜Ｑ１７にバ
イアス電圧が供給される。
なおこの場合、トランジスタＱ１８の出力インピーダン
ス及び抵抗Ｒ４が、第４図Ａの抵抗器Ｒ１に対応する。
ス及び抵抗Ｒ４が、第４図Ａの抵抗器Ｒ１に対応する。
またトランジスタＱ１９は、トランジスタＱ１８とのバ
ランスを取るためのものである。
ランスを取るためのものである。
さらに、トランジスタＱ２１〜Ｑ２３により第１のカレ
ントミラー回路２１が構成され、トランジスタＱ２１の
コレクタがトランジスタＱ１４ ） Ｑｌａのコレクタ
に接続され、トランジスタＱ２２のコレクタが第１の出
力端子ＴＩに接続されると共に、トランジスタＱ２４〜
Ｑ２６により第２のカレントミラー回路２２が構成され
、トランジスタＱ２４のコレクタがトランジスタＱ１５
、Ｑ１７のコレクタに接続され、トランジスタＱ２５
のコレクタが第２の出力端子Ｔ２に接続される。
ントミラー回路２１が構成され、トランジスタＱ２１の
コレクタがトランジスタＱ１４ ） Ｑｌａのコレクタ
に接続され、トランジスタＱ２２のコレクタが第１の出
力端子ＴＩに接続されると共に、トランジスタＱ２４〜
Ｑ２６により第２のカレントミラー回路２２が構成され
、トランジスタＱ２４のコレクタがトランジスタＱ１５
、Ｑ１７のコレクタに接続され、トランジスタＱ２５
のコレクタが第２の出力端子Ｔ２に接続される。
またトランジスタＱ３１゜Ｑ３□により第３のカレント
ミラー回路２３が構成され、トランジスタＱ３□のコレ
クタがトランジスタＱ２６のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３□のコレクタが端子Ｔ１に接続されると共
に、トランジスタＱ３ａ ｔ Ｑ３４により第４のカレ
ントミラー回路２４が構成され、トランジスタＱ３３の
コレクタがトランジスタＱ２３のコレクタに接続され、
トランジスタＱ３４のコレクタが端子Ｔ２に接続される
。
ミラー回路２３が構成され、トランジスタＱ３□のコレ
クタがトランジスタＱ２６のコレクタに接続され、トラ
ンジスタＱ３□のコレクタが端子Ｔ１に接続されると共
に、トランジスタＱ３ａ ｔ Ｑ３４により第４のカレ
ントミラー回路２４が構成され、トランジスタＱ３３の
コレクタがトランジスタＱ２３のコレクタに接続され、
トランジスタＱ３４のコレクタが端子Ｔ２に接続される
。
さらに端子Ｔ、、Ｔ２とバイアス電源■２との間に、互
いに等しい抵抗器Ｒ５、Ｒａが接続される。
いに等しい抵抗器Ｒ５、Ｒａが接続される。
なお、Ｔ３は電源端子である。
そして端子ＴＩ、Ｔ２に対して、さらに第９図に示すよ
うに素子が接続される０すなわち、第９図において、４
０は第６図において説明したスイッチング回路を示し、
端子Ｔ１．Ｔ２間に、コンデンサＣ１１が接続されると
共に、抵抗器Ｒ１□とコンデンサＣ１２と抵抗器Ｒ１２
との直列回路が接続され、またコンデンサＣ１２にＡＦ
ＣスイッチＳｌｌが並列されると共に、コンデンサＣＩ
□の両端より端子Ｔｌｌ 、Ｔ１２が引き出される。
うに素子が接続される０すなわち、第９図において、４
０は第６図において説明したスイッチング回路を示し、
端子Ｔ１．Ｔ２間に、コンデンサＣ１１が接続されると
共に、抵抗器Ｒ１□とコンデンサＣ１２と抵抗器Ｒ１２
との直列回路が接続され、またコンデンサＣ１２にＡＦ
ＣスイッチＳｌｌが並列されると共に、コンデンサＣＩ
□の両端より端子Ｔｌｌ 、Ｔ１２が引き出される。
そして端子’Ｉ’ｌｌに得られる信号が、局部発振回路
５の可変容量ダイオードＤａに供給され、また端子Ｔ２
に得られる信号がステレオ復調回路３に供給される。
５の可変容量ダイオードＤａに供給され、また端子Ｔ２
に得られる信号がステレオ復調回路３に供給される。
なお抵抗器ＲＨ、Ｒ１２の値は、互いに等しくされる。
このような構成によれば、中間周波トランスＭ２よりの
中間周波信号は、トランジスタＱ１２ ＞ Ｑｔａのベ
ースに互いに逆相に供給されるので、トランジスタＱ１
□、Ｑ０３は、第７図Ａ、Ｂに示すように互いに逆相で
オンオフされる０そしてこのとき、トランジスタＱ１８
がトランジスタＱ１３と同相でオンオフされると共に、
その出力が、移相回路３０により第４図Ｂに示す位相特
性φで遅相されて差動アンプ１２，１３のトランジスタ
Ｑ１５ ｔ Ｑｔａに供給される０従って、トランジス
タＱ１５ ｔ Ｑｔａ及びＱ１４ ｔ Ｑ１７は、第７
図Ｃ，Ｄに示すように、中間周波数ｆｉが中心周波数１
０．７ＭＨｚのときには、トランジスタＱ１２ ｒ Ｑ
１３のオンオフに対して９０゜の遅れとなり、中心周波
数１０．７ＭＨｚよりも低いときには９００より小さい
遅れとなり、さらに中心周波数１０．７ＭＨｚよりも高
いときには、９００よりも大きい遅れでオンオフされる
。
中間周波信号は、トランジスタＱ１２ ＞ Ｑｔａのベ
ースに互いに逆相に供給されるので、トランジスタＱ１
□、Ｑ０３は、第７図Ａ、Ｂに示すように互いに逆相で
オンオフされる０そしてこのとき、トランジスタＱ１８
がトランジスタＱ１３と同相でオンオフされると共に、
その出力が、移相回路３０により第４図Ｂに示す位相特
性φで遅相されて差動アンプ１２，１３のトランジスタ
Ｑ１５ ｔ Ｑｔａに供給される０従って、トランジス
タＱ１５ ｔ Ｑｔａ及びＱ１４ ｔ Ｑ１７は、第７
図Ｃ，Ｄに示すように、中間周波数ｆｉが中心周波数１
０．７ＭＨｚのときには、トランジスタＱ１２ ｒ Ｑ
１３のオンオフに対して９０゜の遅れとなり、中心周波
数１０．７ＭＨｚよりも低いときには９００より小さい
遅れとなり、さらに中心周波数１０．７ＭＨｚよりも高
いときには、９００よりも大きい遅れでオンオフされる
。
そしてトランジスタＱ１４のコレクタ電流ＩＣ１４は、
トランジスタＱ１□、Ｑ１４がオンのときに流れるので
、このコレクタ電流ＩＣ１４は第７図Ｅに示すようにな
り、またトランジスタＱ１６のコレクタ電流ＩＣ１６は
、トランジスタＱｔａ ＋ Ｑｔａがオンのときに流れ
るので、コレクタ電流ＩＣ１６は第７図Ｆに示すように
なる０従ってコレクタ電流■Ｃ１４とＩＣ１６との和の
電流（すなわちトランジスタＱ２１のコレクタ電流ＩＣ
２□）は、第７図Ｇに示すように、中間周波数ｆｉの２
倍の周波数で、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．７
ＭＨｚのときには、デユーティ−レシオが５０％になり
、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．７ ＭＨｚより偏
移したときには、その偏移量に比例したデユーティ−レ
シオの交番電流となる。
トランジスタＱ１□、Ｑ１４がオンのときに流れるので
、このコレクタ電流ＩＣ１４は第７図Ｅに示すようにな
り、またトランジスタＱ１６のコレクタ電流ＩＣ１６は
、トランジスタＱｔａ ＋ Ｑｔａがオンのときに流れ
るので、コレクタ電流ＩＣ１６は第７図Ｆに示すように
なる０従ってコレクタ電流■Ｃ１４とＩＣ１６との和の
電流（すなわちトランジスタＱ２１のコレクタ電流ＩＣ
２□）は、第７図Ｇに示すように、中間周波数ｆｉの２
倍の周波数で、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．７
ＭＨｚのときには、デユーティ−レシオが５０％になり
、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．７ ＭＨｚより偏
移したときには、その偏移量に比例したデユーティ−レ
シオの交番電流となる。
また同様にしてトランジスタＱ１５ ｔ Ｑ１７のコレ
クタ電流■”１５ ｔ Ｉ Ｃ１７及びこれらの和の電
流（トランジスタＱ２４のコレクタ電流ＩＣ２４）は、
第７図Ｈ，Ｉ及びＪに示すようになる。
クタ電流■”１５ ｔ Ｉ Ｃ１７及びこれらの和の電
流（トランジスタＱ２４のコレクタ電流ＩＣ２４）は、
第７図Ｈ，Ｉ及びＪに示すようになる。
すなわち、コレクタ電流ＩＣ２４，ＩＣｔｏの和の電流
と、コレクタ電流Ｉ Ｃ１５、Ｉ Ｃ１７の和の電流と
は、互いに逆相になる。
と、コレクタ電流Ｉ Ｃ１５、Ｉ Ｃ１７の和の電流と
は、互いに逆相になる。
そしてコレクタ電流Ｉ Ｃ１４ｔ Ｉ Ｃ１６の和の電
流は、トランジスタＱ２□のコレクタ電流Ｉ Ｃ２１で
あり、このトランジスタＱ２□とトランジスタＱ２２と
はカレントミラー回路２１を構成しているので、トラン
ジスタＱ２□のコレクタ電流ＩＣ２２も第７図Ｇに示す
ようになる。
流は、トランジスタＱ２□のコレクタ電流Ｉ Ｃ２１で
あり、このトランジスタＱ２□とトランジスタＱ２２と
はカレントミラー回路２１を構成しているので、トラン
ジスタＱ２□のコレクタ電流ＩＣ２２も第７図Ｇに示す
ようになる。
またトランジスタＱ２４゜となり、トランジスタＱ３□
のコレクタ電流■Ｃ３２も第７図Ｊに示すようになる。
のコレクタ電流■Ｃ３２も第７図Ｊに示すようになる。
そしてこの場合、コレクタ電流Ｉ Ｃ２２（第７図Ｇ）
が増加しているときには、コレクタ電流ＩＣ３２（第７
図Ｊ）は減少していて、逆にコレクタ電流■Ｃ２２が減
少しているときには、コレクタ電流ＩＣ３□は増加して
いるので、これらコレクタ電流■Ｃ２２とＩＣ３２との
差の電流は、抵抗器Ｒ６を通じて電源■２より流れるこ
とになる。
が増加しているときには、コレクタ電流ＩＣ３２（第７
図Ｊ）は減少していて、逆にコレクタ電流■Ｃ２２が減
少しているときには、コレクタ電流ＩＣ３□は増加して
いるので、これらコレクタ電流■Ｃ２２とＩＣ３２との
差の電流は、抵抗器Ｒ６を通じて電源■２より流れるこ
とになる。
すなわち、抵抗器Ｒ５には、第７図Ｋに示すように、コ
レクタ電流■Ｃ２２とＩＣ３□との差の電流が流れる。
レクタ電流■Ｃ２２とＩＣ３□との差の電流が流れる。
従って抵抗器Ｒ６には、この差の電流によってやはり第
７図Ｋに示すような交番電圧、すなわち中間周波数ｆｉ
の２倍の周波数で、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．
７ ＭＩ−（ｚのときには、デユーティ−レシオが５０
％になり、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．ＭＨｚよ
り偏移したときには、その偏移量に比例したデユーティ
−レシオの交番電圧Ｅ０が得られる。
７図Ｋに示すような交番電圧、すなわち中間周波数ｆｉ
の２倍の周波数で、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．
７ ＭＩ−（ｚのときには、デユーティ−レシオが５０
％になり、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．ＭＨｚよ
り偏移したときには、その偏移量に比例したデユーティ
−レシオの交番電圧Ｅ０が得られる。
またこの場合、コレクタ電流Ｉ Ｃ２２＋ Ｉ Ｃ３２
の直流成分について考えると、これら直流成分は互いに
等しいので、これら直流成分が抵抗器Ｒ５を流れること
はなく、従ってトランジスタＱ２□。
の直流成分について考えると、これら直流成分は互いに
等しいので、これら直流成分が抵抗器Ｒ５を流れること
はなく、従ってトランジスタＱ２□。
Ｑ３２のコレクタの直流電位は、電源■２の電圧■２に
なる。
なる。
従って、端子Ｔ１には、直流レベルが■２の交番電圧Ｅ
１が得られる。
１が得られる。
そしてまったく同様にして端子Ｔ２には、直流レベルが
■２の交番電圧Ｅ２が得られる。
■２の交番電圧Ｅ２が得られる。
だだしこの場合、交番電圧Ｅ２は、中間周波数ｆｉの２
倍の周波数で、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．７
ＭＨｚのときには、デユーティ−レシオが５０％になり
、中間周波数が偏移したときには、交番電圧Ｅ１とは逆
の関係に、デユーティ−レシオが変化する。
倍の周波数で、中間周波数ｆｉが中心周波数１０．７
ＭＨｚのときには、デユーティ−レシオが５０％になり
、中間周波数が偏移したときには、交番電圧Ｅ１とは逆
の関係に、デユーティ−レシオが変化する。
すなわち、トランジスタＱ２２１ Ｑ３□ｔ Ｑ２５
ｒＱ３４がそれぞれ定電流信号源として働くので、この
第６図の回路は、等価的に第８図Ａのように示され（Ｉ
Ｃ２５，ＩＣ３４はトランジスタＱ２５ ｔ Ｑ３４の
コレクタ電流）、さらに第８図Ａの等価回路は、第８図
ＢあるいはＣのように変形できる。
ｒＱ３４がそれぞれ定電流信号源として働くので、この
第６図の回路は、等価的に第８図Ａのように示され（Ｉ
Ｃ２５，ＩＣ３４はトランジスタＱ２５ ｔ Ｑ３４の
コレクタ電流）、さらに第８図Ａの等価回路は、第８図
ＢあるいはＣのように変形できる。
従って端子Ｔ１．Ｔ２に、直流レベルが■２で、互いに
逆相の交番電圧Ｅｌ、Ｅ２が得られる。
逆相の交番電圧Ｅｌ、Ｅ２が得られる。
そして第９図に示すように、端子Ｔ１．Ｔ２間には、コ
ンデンサＣ０□が接続されているので、このコンデンサ
Ｃ１ｌを通じて電圧Ｅ１ｔＥ２の２倍の中間周波数成分
は互いに相殺され、従ってコンデンサＣ１ｌの一端には
、第３図に破線で示すように、直流レベルが■２で、中
間周波数ｆｉの上昇と共にレベルが上昇する信号、すな
わち復調信号Ｅｌｌが得られ、またコンデンサＣＬＩの
他端には、第３図に実線で示すように、直流レベルが■
２で、信号Ｅｌｌとは逆相の復調信号Ｅ１□が得られる
。
ンデンサＣ０□が接続されているので、このコンデンサ
Ｃ１ｌを通じて電圧Ｅ１ｔＥ２の２倍の中間周波数成分
は互いに相殺され、従ってコンデンサＣ１ｌの一端には
、第３図に破線で示すように、直流レベルが■２で、中
間周波数ｆｉの上昇と共にレベルが上昇する信号、すな
わち復調信号Ｅｌｌが得られ、またコンデンサＣＬＩの
他端には、第３図に実線で示すように、直流レベルが■
２で、信号Ｅｌｌとは逆相の復調信号Ｅ１□が得られる
。
そしてこの信号Ｅ１２が、ステレオ復調回路３に供給さ
れるＯ そしてさらに、この互いに逆相の復調信号Ｅ１１゜Ｒ１
２が抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２を通じてコンデンサＣ１２に
供給されると共に、このとき抵抗器Ｒｔｔ Ｊ Ｒ１２
及びコンデンサＣ１□がローパスフィルタを構成してい
るので、信号Ｅｌｌ 、 ＥＩ□中の交流成分（超低周
波成分以外の交流成分）が互いに相殺され、従ってコン
デンサＣ１□の両端には、やはり第３図に示すように、
直流レベルが■２で、中間周波数ｆｉの変動に対してレ
ベルが互いに逆方向に変化するＡＦＣ電圧Ｅ２１ ｔ
Ｒ２２が得られ、これらＡＦＣ電圧Ｅ２□、Ｒ２２は端
子Ｔｌｌ ｙ Ｔ１２にそれぞれ取り出される。
れるＯ そしてさらに、この互いに逆相の復調信号Ｅ１１゜Ｒ１
２が抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２を通じてコンデンサＣ１２に
供給されると共に、このとき抵抗器Ｒｔｔ Ｊ Ｒ１２
及びコンデンサＣ１□がローパスフィルタを構成してい
るので、信号Ｅｌｌ 、 ＥＩ□中の交流成分（超低周
波成分以外の交流成分）が互いに相殺され、従ってコン
デンサＣ１□の両端には、やはり第３図に示すように、
直流レベルが■２で、中間周波数ｆｉの変動に対してレ
ベルが互いに逆方向に変化するＡＦＣ電圧Ｅ２１ ｔ
Ｒ２２が得られ、これらＡＦＣ電圧Ｅ２□、Ｒ２２は端
子Ｔｌｌ ｙ Ｔ１２にそれぞれ取り出される。
そしてＡＦＣ電圧Ｅ２１が、局発回路５の可変容量ダイ
オードＤａに供給され、ＡＦＣが行なわれる。
オードＤａに供給され、ＡＦＣが行なわれる。
またスイッチＳ１１をオンにすれば、ＡＦＣ電圧Ｅ２１
、Ｒ２２が互いに相殺されるので、ＡＦＣ電圧Ｅ２１
ｔ Ｅ２□は中間周波数ｆｉにかかわらずレベルがｖ
２の直流電圧となる。
、Ｒ２２が互いに相殺されるので、ＡＦＣ電圧Ｅ２１
ｔ Ｅ２□は中間周波数ｆｉにかかわらずレベルがｖ
２の直流電圧となる。
こうして互いに逆に変化するＡＦＣ電圧Ｅ２□。
Ｒ２２を得ることができるわけであるが、この場合、本
発明によれば、ＡＦＣ電圧Ｅ２□、Ｒ２２は直流レベル
■２を有するので、このＡＦＣ電圧Ｅ２１あるいはＲ２
２でＡＦＣを行うには、第９図に示すように、単にＡＦ
Ｃ電圧Ｅ２１あるいはＲ２２だけを可変容量ダイオード
Ｄａに供給すればよく、逆バイアス用に定電圧ダイオー
ドなどを設ける必要がない。
発明によれば、ＡＦＣ電圧Ｅ２□、Ｒ２２は直流レベル
■２を有するので、このＡＦＣ電圧Ｅ２１あるいはＲ２
２でＡＦＣを行うには、第９図に示すように、単にＡＦ
Ｃ電圧Ｅ２１あるいはＲ２２だけを可変容量ダイオード
Ｄａに供給すればよく、逆バイアス用に定電圧ダイオー
ドなどを設ける必要がない。
また２つのＡＦＣ電圧Ｅ２１ ｒ Ｅ２□が得られると
共に、これらＡＦＣ電圧Ｅ２□ｔＥ２□の変化方向は、
互いに逆なので、ローア−ヘテロダインのときと、アッ
パーヘテロダインのときとでは、第９図に実線及び破線
で示すように、端子Ｔ１１ 、Ｔ１２と局発回路５との
接続を変更すｌだけでよい。
共に、これらＡＦＣ電圧Ｅ２□ｔＥ２□の変化方向は、
互いに逆なので、ローア−ヘテロダインのときと、アッ
パーヘテロダインのときとでは、第９図に実線及び破線
で示すように、端子Ｔ１１ 、Ｔ１２と局発回路５との
接続を変更すｌだけでよい。
しかもその場合、局発回路５のあ乞フロントエンドと、
復調回路とは、一般に別のプリント基板に組まれるから
、その接続変更もフロントエンドのプリント基板と、復
調回路のプリント基板との間で行えばよく、簡単である
と共に、ローア−ヘテロダイン用とアッパーヘテロダイ
ン用とで、復調回路のプリント基板を別々に用意する必
要がなく、従って量産性にすぐれている。
復調回路とは、一般に別のプリント基板に組まれるから
、その接続変更もフロントエンドのプリント基板と、復
調回路のプリント基板との間で行えばよく、簡単である
と共に、ローア−ヘテロダイン用とアッパーヘテロダイ
ン用とで、復調回路のプリント基板を別々に用意する必
要がなく、従って量産性にすぐれている。
さらにＡＦＣスイッチＳ１１をオフにしたときでも、オ
ンにしたときでも、ＡＦＣ電圧Ｅ２□、Ｅ２□の直流レ
ベルは■２で一定であるから、同調操作時、同調が急に
引き込まれたり、とんだりすることがなく、フィーリン
グよく同調をとることができる。
ンにしたときでも、ＡＦＣ電圧Ｅ２□、Ｅ２□の直流レ
ベルは■２で一定であるから、同調操作時、同調が急に
引き込まれたり、とんだりすることがなく、フィーリン
グよく同調をとることができる。
また第９図に示すように、スイッチング回路４０は、移
相回路３０を除いてＩＣ化できる。
相回路３０を除いてＩＣ化できる。
第１０図は、スイッチＳｌｌに代えてＦ Ｅ Ｔ（Ｑ
４１ ）が接続された場合である。
４１ ）が接続された場合である。
すなわち、デプレッションタイプのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ
４１）が設けられ、そのドレイン・ソース間がコンデン
サＣ□２に並列接続され、そのゲートが抵抗器Ｒ１３を
通じて電源端子Ｔ１３に接続されると共に、Ａ、ＦＣス
イッチＳ１□を通じて接地される。
４１）が設けられ、そのドレイン・ソース間がコンデン
サＣ□２に並列接続され、そのゲートが抵抗器Ｒ１３を
通じて電源端子Ｔ１３に接続されると共に、Ａ、ＦＣス
イッチＳ１□を通じて接地される。
従ってスイッチＳ１２がオンのときには、ＡＦＣ電圧Ｅ
２１．Ｒ２２の直流レベル■２によりＦＥＴ（Ｑ４１）
はオフとされてＡＦＣがかかり、スイッチ８１２がオフ
のときには、端子Ｔ１３よりの電圧＋ＶｃｃによりＦＥ
Ｔ（Ｑ４１ ）はオンとなってＡＦＣはかからなくなる
。
２１．Ｒ２２の直流レベル■２によりＦＥＴ（Ｑ４１）
はオフとされてＡＦＣがかかり、スイッチ８１２がオフ
のときには、端子Ｔ１３よりの電圧＋ＶｃｃによりＦＥ
Ｔ（Ｑ４１ ）はオンとなってＡＦＣはかからなくなる
。
そしてこのようにＦＥＴ（Ｑ４１）を使用する場合には
、ＡＦＣスイッチＳ１２がフローティング接続にならず
、接地できると共に、ＡＦＣスイッチＳＬ２の配置場所
が問題にならなくなる。
、ＡＦＣスイッチＳ１２がフローティング接続にならず
、接地できると共に、ＡＦＣスイッチＳＬ２の配置場所
が問題にならなくなる。
また例えばＦＥＴ（Ｑ４１）のピンチオフ電圧を２〜３
■、電圧■２を５〜６■とすることができ、これにより
ＦＥＴ （Ｑ４１）のオンオフを上述の接続だけで確実
に行うことができる。
■、電圧■２を５〜６■とすることができ、これにより
ＦＥＴ （Ｑ４１）のオンオフを上述の接続だけで確実
に行うことができる。
なお上述において、コンデンサＣ１１に代えて直列共振
回路により２倍の中間周波数成分を除去することもでき
る。
回路により２倍の中間周波数成分を除去することもでき
る。
第１図は従来例の接続図、第２図はその説明のための図
、第３図〜第５図、第７図及び第８図は本発明を説明す
るための図、第６図は本発明の一例の一部の接続図、第
９図及び第１０図はそれぞれ本発明の一例の接続図であ
る。 １は中間周波アンプ、３はステレオ復調回路、５は局部
発振回路、１１〜１３は差動アンプ、２１〜２４はカレ
ントミラー回路、４０はスイッチング回路、Ｓｌｌ 、
８１２はＡＦＣスイッチである。
、第３図〜第５図、第７図及び第８図は本発明を説明す
るための図、第６図は本発明の一例の一部の接続図、第
９図及び第１０図はそれぞれ本発明の一例の接続図であ
る。 １は中間周波アンプ、３はステレオ復調回路、５は局部
発振回路、１１〜１３は差動アンプ、２１〜２４はカレ
ントミラー回路、４０はスイッチング回路、Ｓｌｌ 、
８１２はＡＦＣスイッチである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 人力信号の周波数に対応してデユーティ−レシオが
変化する第１の定電流交番信号を供給する第１の定電流
信号源と、上記第１の定電流交番信号とは逆相の第２の
定電流交番信号を供給する第２の定電流信号源と、バイ
アス電源と、上記第１及び第２の定電流交番信号の直流
レベルを、上記バイアス電源よりのバイアス電圧により
設定する第１及び第２の抵抗器と、第３の抵抗器、コン
デンサ及び第４の抵抗器の直列回路と、上記コンデンサ
に並列接続されたスイッチ手段とを有し、上記直列回路
の両端に、上記第１及び第２の定電流交番信号が供給さ
れ、上記スイッチ手段の両端の少なくとも一方からＡＦ
Ｃ電圧が取り出されるＡＦＣ回路。 ２ 上記特許請求の範囲第１項のＡＦＣ回路において、
上記スイッチ手段がＦＥＴとされたＡＦＣ回路。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50050047A JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
| JP50055735A JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
| AU13017/76A AU495055B2 (en) | 1975-04-24 | 1976-04-14 | Fm discriminator |
| GB15309/76A GB1528824A (en) | 1975-04-24 | 1976-04-14 | Frequency modulation discriminators |
| FR7611729A FR2333381A1 (fr) | 1975-04-24 | 1976-04-21 | Discriminateur a modulation de frequence |
| CA250,928A CA1065410A (en) | 1975-04-24 | 1976-04-23 | Fm discriminator |
| US05/679,862 US4024461A (en) | 1975-04-24 | 1976-04-23 | FM discriminator |
| DE19762617873 DE2617873A1 (de) | 1975-04-24 | 1976-04-23 | Fm-diskriminator |
| NLAANVRAGE7604439,A NL188825C (nl) | 1975-04-24 | 1976-04-26 | Fm-discriminatorschakeling. |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50050047A JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
| JP50055735A JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS51131205A JPS51131205A (en) | 1976-11-15 |
| JPS5828930B2 true JPS5828930B2 (ja) | 1983-06-18 |
Family
ID=26390495
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50050047A Expired JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
| JP50055735A Expired JPS5828930B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-05-08 | Ａｆｃ カイロ |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50050047A Expired JPS5928084B2 (ja) | 1975-04-24 | 1975-04-24 | 復調回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4024461A (ja) |
| JP (2) | JPS5928084B2 (ja) |
| CA (1) | CA1065410A (ja) |
| DE (1) | DE2617873A1 (ja) |
| FR (1) | FR2333381A1 (ja) |
| GB (1) | GB1528824A (ja) |
| NL (1) | NL188825C (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55165005A (en) * | 1979-06-11 | 1980-12-23 | Sony Corp | Fm detection circuit |
| JPS5765902A (en) * | 1980-10-13 | 1982-04-21 | Victor Co Of Japan Ltd | Fm demodulating circuit |
| JPS58212205A (ja) * | 1982-04-28 | 1983-12-09 | Toko Inc | Ｆｍ検波回路 |
| JPS59182162U (ja) * | 1983-04-14 | 1984-12-05 | 株式会社 日本抗体研究所 | 実験用げっ歯類飼育箱 |
| JPS6389765U (ja) * | 1986-12-01 | 1988-06-10 | ||
| US6920190B2 (en) * | 2000-11-21 | 2005-07-19 | Research In Motion Limited | System and method for inverting automatic frequency control (AFC) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3241078A (en) * | 1963-06-18 | 1966-03-15 | Honeywell Inc | Dual output synchronous detector utilizing transistorized differential amplifiers |
| US3667060A (en) * | 1970-08-26 | 1972-05-30 | Rca Corp | Balanced angle modulation detector |
| US3866125A (en) * | 1972-08-23 | 1975-02-11 | Philips Corp | Circuit arrangement for a receiver for frequency-modulated signals having variable attenuation phase shifter |
-
1975
- 1975-04-24 JP JP50050047A patent/JPS5928084B2/ja not_active Expired
- 1975-05-08 JP JP50055735A patent/JPS5828930B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-04-14 GB GB15309/76A patent/GB1528824A/en not_active Expired
- 1976-04-21 FR FR7611729A patent/FR2333381A1/fr active Granted
- 1976-04-23 CA CA250,928A patent/CA1065410A/en not_active Expired
- 1976-04-23 US US05/679,862 patent/US4024461A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-04-23 DE DE19762617873 patent/DE2617873A1/de active Granted
- 1976-04-26 NL NLAANVRAGE7604439,A patent/NL188825C/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS51126028A (en) | 1976-11-02 |
| FR2333381A1 (fr) | 1977-06-24 |
| NL7604439A (nl) | 1976-10-26 |
| GB1528824A (en) | 1978-10-18 |
| JPS51131205A (en) | 1976-11-15 |
| NL188825C (nl) | 1992-10-01 |
| FR2333381B1 (ja) | 1983-02-04 |
| DE2617873C2 (ja) | 1987-03-12 |
| NL188825B (nl) | 1992-05-06 |
| DE2617873A1 (de) | 1976-11-04 |
| JPS5928084B2 (ja) | 1984-07-10 |
| CA1065410A (en) | 1979-10-30 |
| US4024461A (en) | 1977-05-17 |
| AU1301776A (en) | 1977-10-20 |
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