JPS5974710A - クォードラチャ検波器 - Google Patents
クォードラチャ検波器Info
- Publication number
- JPS5974710A JPS5974710A JP18449682A JP18449682A JPS5974710A JP S5974710 A JPS5974710 A JP S5974710A JP 18449682 A JP18449682 A JP 18449682A JP 18449682 A JP18449682 A JP 18449682A JP S5974710 A JPS5974710 A JP S5974710A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- absolute value
- multiplier
- output
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/18—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＦＭ受信機におけるＦＭ検波器、特にフォー
ドラチャ検波器に関するものである。
ドラチャ検波器に関するものである。
フォードラチャ検波器は、第１図に示すように、ＦＭ中
間周波信号と、周波数が変ると入力の位相に対して出力
の位相が変化する移相器１を通った信号との掛算を乗算
器２で行い、ローパスフィルタ３で中間周波数（１０，
７Ｍ １１２）以上の周波数成分を減衰させてオーディ
オ信号を取り出すようにしたもので、そのリニアリティ
は移相器１の位相特性で決まる。ところで乗算器２は一
般にダブルバランス型差動増幅器により構成され、外付
１回路が移相器１のみでよいので、この検波器はＩＣ化
するのに通ずる。
間周波信号と、周波数が変ると入力の位相に対して出力
の位相が変化する移相器１を通った信号との掛算を乗算
器２で行い、ローパスフィルタ３で中間周波数（１０，
７Ｍ １１２）以上の周波数成分を減衰させてオーディ
オ信号を取り出すようにしたもので、そのリニアリティ
は移相器１の位相特性で決まる。ところで乗算器２は一
般にダブルバランス型差動増幅器により構成され、外付
１回路が移相器１のみでよいので、この検波器はＩＣ化
するのに通ずる。
第２図は、このようなりオードラチャ検波器の従来の具
体的回路例を示し、移相器１の入力側には、トランジス
タＱ＋ −Ｑ３ 、抵抗Ｒ１及びＲ２、コンデンサＣ１
からなる、移相器１を駆動するための差動アンプ４が接
続されている。移相器１はインダクタンスコイルＬ１及
びＲ２、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２からなり、Ｒ３、ｃ
２ 、Ｒ２は簡単な単同調回路を構成している。この移
相器１は、差動アンプ４を含めて第３図に示すような等
価回路で表わされ、第４図に示すように、入力への信号
の中心周波数ｆ”ｏにおいて出力の信号′に９０゜の移
相が生じ、ｆＯから外れることによって移相量が変化す
、るようになっている。
体的回路例を示し、移相器１の入力側には、トランジス
タＱ＋ −Ｑ３ 、抵抗Ｒ１及びＲ２、コンデンサＣ１
からなる、移相器１を駆動するための差動アンプ４が接
続されている。移相器１はインダクタンスコイルＬ１及
びＲ２、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２からなり、Ｒ３、ｃ
２ 、Ｒ２は簡単な単同調回路を構成している。この移
相器１は、差動アンプ４を含めて第３図に示すような等
価回路で表わされ、第４図に示すように、入力への信号
の中心周波数ｆ”ｏにおいて出力の信号′に９０゜の移
相が生じ、ｆＯから外れることによって移相量が変化す
、るようになっている。
移相器１の出力信号とＩＦ倍信号入力される乗算器２と
してのダブルバランス型差動増幅器は、トランジスタＱ
４〜Ｑ１０１抵抗Ｒ４〜Ｒ７、定電圧源Ｖｅ＋＋Ｖ＠２
からなり、元のＩＦ倍信号移相器１を通過した信号を掛
算し、そのビート成分から復調されたオーディオ信号を
得る。そしてこの乗算器２の出力には、オーディオ信号
の増幅のため、オペアンプＡ１抵抗Ｒｇ ｔ Ｒｓか
らなるアンプ５が接続されている。
してのダブルバランス型差動増幅器は、トランジスタＱ
４〜Ｑ１０１抵抗Ｒ４〜Ｒ７、定電圧源Ｖｅ＋＋Ｖ＠２
からなり、元のＩＦ倍信号移相器１を通過した信号を掛
算し、そのビート成分から復調されたオーディオ信号を
得る。そしてこの乗算器２の出力には、オーディオ信号
の増幅のため、オペアンプＡ１抵抗Ｒｇ ｔ Ｒｓか
らなるアンプ５が接続されている。
なお、第２図では、アンプ５の出力側に接続されうるロ
ーパスフィルタが省略されてし）る。
ーパスフィルタが省略されてし）る。
ところが、第２図に示すように、移相量１として、イン
ダクタンスコイルＬ１と単同調回路（１ン３９Ｃ２，Ｌ
２）を用いたフォードラチャ検波器では、第５図に示す
ように検波出力の直線範囲が狭く、また歪特性も良くな
いという欠点があった。
ダクタンスコイルＬ１と単同調回路（１ン３９Ｃ２，Ｌ
２）を用いたフォードラチャ検波器では、第５図に示す
ように検波出力の直線範囲が狭く、また歪特性も良くな
いという欠点があった。
この欠点を解消するには、移相器を複同調にすればよい
が、このようにすると調整が複雑になるという別の問題
が生じるようになる。
が、このようにすると調整が複雑になるという別の問題
が生じるようになる。
本発明は上述した従来の問題点を解消するためになされ
たもので、その目的とするところは、移相器として調整
の簡単な単同調回路を用む）たちのにおいて、その歪特
性を改善したフォードラチャ検波器を提供することにあ
る。
たもので、その目的とするところは、移相器として調整
の簡単な単同調回路を用む）たちのにおいて、その歪特
性を改善したフォードラチャ検波器を提供することにあ
る。
以下本発明を第６図以降を参照しながら説明する。
第６図は本発明の一実施例を示す回路図で、第２図と同
等の部分には同一符号を付しである。
等の部分には同一符号を付しである。
図において、１０及び１１は本発明により付加された絶
対値回路及び電流加算回路である。絶対値回路１０は、
オペアンプ八２ 、Ａ３、抵抗Ｒ１２〜ＲＩ７、ダイオ
ードＤ２．Ｄ３からなり、オペアンプΔ２などによって
直線検波回路が、オペアンプＡ３などによって加算回路
がそれぞれ構成されていて、入力信号の極性に係わらず
常に正の出力電圧を出力するように働く。すなわち、入
力電圧とオペアンプΔ２の出力との加算したものが、後
段のオペアンプＡ３の反転入力端子に加えられてオペア
ンプＡ３の出力に入力電圧の絶対値に応じた信号を出力
する。
対値回路及び電流加算回路である。絶対値回路１０は、
オペアンプ八２ 、Ａ３、抵抗Ｒ１２〜ＲＩ７、ダイオ
ードＤ２．Ｄ３からなり、オペアンプΔ２などによって
直線検波回路が、オペアンプＡ３などによって加算回路
がそれぞれ構成されていて、入力信号の極性に係わらず
常に正の出力電圧を出力するように働く。すなわち、入
力電圧とオペアンプΔ２の出力との加算したものが、後
段のオペアンプＡ３の反転入力端子に加えられてオペア
ンプＡ３の出力に入力電圧の絶対値に応じた信号を出力
する。
このような絶対値回路１０の入力には、アンプ５の出力
が接続されてＦＭ検波により得られるＦＭ検波出力信号
が入力されており、その出力に得られるＦＭ検波出力信
号の絶対値に応じた信号が電流加算回路１１に印加され
る。
が接続されてＦＭ検波により得られるＦＭ検波出力信号
が入力されており、その出力に得られるＦＭ検波出力信
号の絶対値に応じた信号が電流加算回路１１に印加され
る。
電流加算回路ｔｉは、トランジスタＱ１１％抵抗Ｒｈｏ
、 Ｒｕ−、ダイオードＤＩからなるカレントミラー
回路によって構成されていて、その入力に加えられる絶
対値回路１０からの信号に応じた電流がトランジスタＱ
１．のコレクタに流され、この電流がダブルバランス型
増幅器２の定電流源の電流に加算される。
、 Ｒｕ−、ダイオードＤＩからなるカレントミラー
回路によって構成されていて、その入力に加えられる絶
対値回路１０からの信号に応じた電流がトランジスタＱ
１．のコレクタに流され、この電流がダブルバランス型
増幅器２の定電流源の電流に加算される。
以上のような構成により、今ＦＭ検波出力（オーディオ
）信号の振幅が正又は負に大きく振れると、これに応じ
て絶対値回路１０の出力信号が大きくなって電流加算回
路１１に流れる電流が増大されるため、ダブルバランス
型増幅器２の電流源の電流が大きくなり、この結果ダブ
ルバランス型増幅器２の利得が増大されるようになる。
）信号の振幅が正又は負に大きく振れると、これに応じ
て絶対値回路１０の出力信号が大きくなって電流加算回
路１１に流れる電流が増大されるため、ダブルバランス
型増幅器２の電流源の電流が大きくなり、この結果ダブ
ルバランス型増幅器２の利得が増大されるようになる。
このため、ＩＦ倍信号周波数が中心周波数ｆｏがら十又
は−側に変化したとき、これに応じてダブルバランス型
増幅器２の利得が上げられ、検波出力レベルの増大が計
られることになる。
は−側に変化したとき、これに応じてダブルバランス型
増幅器２の利得が上げられ、検波出力レベルの増大が計
られることになる。
このことによって、第７図に示すように、検波出力特性
が従来に比べ改善され、その歪特性は歪の絶対値が良く
、かつその良好な範囲が拡大されるようになる。
が従来に比べ改善され、その歪特性は歪の絶対値が良く
、かつその良好な範囲が拡大されるようになる。
なお、第６図中の絶対値回路及び電流加算回路は図示の
具体的回路以外の回路構成であってもよく、また絶対値
回路のりニアリティはそれ程良いものでなくてもよい。
具体的回路以外の回路構成であってもよく、また絶対値
回路のりニアリティはそれ程良いものでなくてもよい。
例えば電流加算回路は、１−ランジスタＱ ＋ｏのベー
スにＩＥ抗を介して直接接続することも可能である。し
かし、この場合は、その抵抗値の設定には注意を要する
。
スにＩＥ抗を介して直接接続することも可能である。し
かし、この場合は、その抵抗値の設定には注意を要する
。
第８図は他の実施例を示すブロック図で、ＦＭ検波出力
に電圧制御増幅器ＶＣ八を接続し、そのゲインをＦＭ検
波出力の絶対値で制御するようにしても、第６図の場合
と同様の歪改善効果が得られる。なお、この場合、後段
へのＦＭ検波出力は電圧制御増幅器ＶＣＡの出力に得ら
れる。
に電圧制御増幅器ＶＣ八を接続し、そのゲインをＦＭ検
波出力の絶対値で制御するようにしても、第６図の場合
と同様の歪改善効果が得られる。なお、この場合、後段
へのＦＭ検波出力は電圧制御増幅器ＶＣＡの出力に得ら
れる。
以上のように、本発明によれば、乗算器の出力に得′ら
れるＦＭ検波出力の絶対値に応じた信号に応じて乗算器
の利得を制御しているため、調整が簡単なように移相器
に単同調回路を用いたものであっても、歪特性の良好な
ものを得ることができる。
れるＦＭ検波出力の絶対値に応じた信号に応じて乗算器
の利得を制御しているため、調整が簡単なように移相器
に単同調回路を用いたものであっても、歪特性の良好な
ものを得ることができる。
第１図はクメードラヂャ検波器の一般的な構成を示すブ
ロック図、第２図は従来のフォードラチャ検波器δ回路
例を示す回路図、第３図は第１図中の移相器の等価回路
図、第４図は第３図に示ず移相器の入出力特性を示すグ
ラフ、第５図は第２図に示す回路の欠点を説明するため
のグラフ、第６図は本発明の一実施例を示す回路図９、
第７図は第６図に示す回路の特性を従来と比較して示す
グラフ、第８図は本発明の他の実施例を示すブロック図
である。 ■・・・・・・移相器、２・・・・・・乗算器、１０・
・・・・・絶対値回路、１１・・・・・・電流加算回路
。
ロック図、第２図は従来のフォードラチャ検波器δ回路
例を示す回路図、第３図は第１図中の移相器の等価回路
図、第４図は第３図に示ず移相器の入出力特性を示すグ
ラフ、第５図は第２図に示す回路の欠点を説明するため
のグラフ、第６図は本発明の一実施例を示す回路図９、
第７図は第６図に示す回路の特性を従来と比較して示す
グラフ、第８図は本発明の他の実施例を示すブロック図
である。 ■・・・・・・移相器、２・・・・・・乗算器、１０・
・・・・・絶対値回路、１１・・・・・・電流加算回路
。
Claims (1)
- 単同調回路を有する移相器の出力に得られるＦＭ中間周
波信呼と元のＦＭ中間周波信号とを乗算器に加え、その
出力にＦＭ検波出力を得るようにしたクメードラチャ検
波器であって、前記ＦＭ検波出力の絶対値に応じた信号
を得、この信号により前記乗算器の利得を制御するよう
になしたことを特徴とするフォードラチャ検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18449682A JPS5974710A (ja) | 1982-10-22 | 1982-10-22 | クォードラチャ検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18449682A JPS5974710A (ja) | 1982-10-22 | 1982-10-22 | クォードラチャ検波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5974710A true JPS5974710A (ja) | 1984-04-27 |
| JPH0441524B2 JPH0441524B2 (ja) | 1992-07-08 |
Family
ID=16154195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18449682A Granted JPS5974710A (ja) | 1982-10-22 | 1982-10-22 | クォードラチャ検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5974710A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6070804A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | Ｆｍ復調回路 |
| JPS6133002A (ja) * | 1984-07-25 | 1986-02-15 | Mitsubishi Electric Corp | 掛算器 |
| US4667163A (en) * | 1984-06-06 | 1987-05-19 | Motorola, Inc. | Automatic gain control circuit |
| EP0415673A2 (en) * | 1989-08-28 | 1991-03-06 | Motorola, Inc. | FM detector with reduced distortion |
| US5136254A (en) * | 1990-07-10 | 1992-08-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FM demodulator circuit whose demodulation output is decreased in distortion |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55118527U (ja) * | 1979-02-15 | 1980-08-21 |
-
1982
- 1982-10-22 JP JP18449682A patent/JPS5974710A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55118527U (ja) * | 1979-02-15 | 1980-08-21 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6070804A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | Ｆｍ復調回路 |
| JPH0435923B2 (ja) * | 1983-09-28 | 1992-06-12 | Hitachi Ltd | |
| US4667163A (en) * | 1984-06-06 | 1987-05-19 | Motorola, Inc. | Automatic gain control circuit |
| JPS6133002A (ja) * | 1984-07-25 | 1986-02-15 | Mitsubishi Electric Corp | 掛算器 |
| EP0415673A2 (en) * | 1989-08-28 | 1991-03-06 | Motorola, Inc. | FM detector with reduced distortion |
| US5136254A (en) * | 1990-07-10 | 1992-08-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FM demodulator circuit whose demodulation output is decreased in distortion |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0441524B2 (ja) | 1992-07-08 |
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