JPS59226531A - Ｆｍステレオ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、ＦＭステレオ受信機のＦＭステレオ復１１
１Ｅ路に関する。

背景技術とその問題点 ＦＭステレオ放送においてコンポジット信号からステレ
オｆｊｉｌを行うには、 （ｉ）コンポジット信号をサブキ中り゛ｒ周波数のスイ
ッチング信号でスイッチングして左及び右チャンネルの
オーディオ信号をｉＭ、ｍする。

（１１）このｔｌｆｌＡされたオーディオ信号に対し゛
ζクロストークのキャンセルを行う。

（ｉｉｉ　）さらに、ディエンファシスも行う。

の信号処理が必要である。

しかし、一般に知られているステレオ復調回路におい”
ζは、電源電圧が低いとき、大振幅の動作を行うと歪み
が多くなってしまうので、電池で動作させようとすると
、信号レベルを小さくしなければならず、このため、Ｓ
／Ｎの点で不利であった。

発明の目的 このような点にかんがみ、この発明は、低電圧動作が可
能であると共に、Ｓ／Ｎが良く、しかもＩＣ化に適した
ステレオ復調回路を提供しようとするものである。

発明の概要 このため、この発明においては、ステレオｉＫ　ｇＭの
信号処理を電流動作により行うようにしたものである。

実施例 第１図において、（１）はダブルバランス型のスイッチ
ング回路を示す。すなわち、トランジスタＱ１゜Ｑ２の
エミッタが互いに接続され、このエミッタと接地との間
に定電流源用のトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ
間と抵抗器Ｒ３とが直列接続されると共に、トランジス
タ０４〜Ｑ６及び抵抗器Ｒ６が同様に接続される。さら
に、トランジスタＱｓ、Ｑ５のベースが互いに接続され
、トランジスタＱ２．Ｑ４のベースが互いに接続され、
トランジスタＱｓ、Ｑ４のコレクタが互いに接続され、
トランジスタＱ２．Ｑ５のコレクタが互いに接続される
と共に、トランジスタＱ６のベースはバイアス電源■６
に接続され、トランジスタＱ３のベースはトランジスタ
ＱＯのベースに接続される。

このトランジスタＱｏは、トランジスタＱ３と共に、接
地を基準電位点とし、かつ、このトランジスタＱｏを入
力側としたカレントミラー回ＶＳａωを構成しているも
ので、そのエミッタは抵抗器Ｒ。

を通じて接地され、そのベースはコレクタに接続される
。

そして、電源端子Ｔ１とトランジスタＱＯのコレクタと
の間に、定電流信号源ＳＣが接続されると共に、トラン
ジスタＱ２．Ｑ４のベースと、トランジスタＱｒ、Ｑｓ
のベースとの間に信号源３３１１が接続される。この場
合、信号源ＳＣは、コンポジット信号、すなわち、 ｉｃ　＝　（Ｌ＋Ｒ）　＋　（Ｌ−Ｒ）　　ｓｉｎωｔ
（ω−２πｘ　３Ｂｋｌｌｚ　） で示されるコンポジット信号電流ｉ（と直流分とを供給
するものであり、信号源Ｓ３８は）ずイロ・ノド信号に
同期したサブキャリア周波数３８ｋｌｌｚのスイッチン
グ信号を供給するものである。また、トランジスタＱ３
．ＱＧのコレクタ電流の直流分は互いに等しくされる。

また、トランジスタＱ２　、Ｑ５のコレクタがトランジ
スタＱｌｌのコレクタに接続される。このトランジスタ
Ｑｕは、トランジスタＱ１２及び差動アンプ（１３）と
共に、端子Ｔ１を基準電位点とし、かつ、このトランジ
スタＱ１１を入力側としてカレントミラー回路（１１）
を構成しているもので、そのエミッタは抵抗器Ｒ１１及
びコンデンサＣ１ｌの並列回路を通じて端子Ｔ１に接続
され、そのベースはトランジスタＱ１２のベースに接続
され、このトランジスタＱ１２のエミッタは抵抗器Ｒ１
２を通じて端子Ｔ１に接続される。

さらに、トランジスタＱ１］Ｉ　Ｑ１４のエミッタが互
いに接続されると共に、このエミッタと接地との間に定
電流源ＱＬ６が接続されて差動アンプ（１３）が構成さ
れる。そして、トランジスタＱ１３のベースがトランジ
スタＱｕのコレクタに接続され、トランジスタＱ１３の
コレクタが端子Ｔ１に接続され、トランジスタＱ１４の
コレクタがトランジスタＱｔｓのコレクタ及びベースに
接続されると共に、このトランジスタＱｘｓのベースが
トランジスタＱ１１゜Ｑ１２のベースに接続され、トラ
ンジスタＱｔｓのエミッタが抵抗器Ｒｕを通じて端子Ｔ
ｔに接続される。

また、端子Ｔ１と接地との間に、ダイオードＤ１゜Ｄ２
と定電流源Ｑ９とが直列接続され、ダイオードＤ１．Ｄ
２の接続中点にトランジスタＱ１４のべ−スが接続され
る。

なお、例えば抵抗器Ｒｎ＋Ｒｔ２の比を選定することに
よりトランジスタＱ１１のコレクタ実流１１１とトラン
ジスタＱ１２のコレクタ電流１１２とは、１１ｔ：　１
１２＝１　：　ｒ　　　　　・・・（ｉｖ）γ＝２π／
（π−２） とされる。

さらに、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４により電流加算回
路（２１）が構成される。すなわち、ダミー用のトラン
ジスタＱ２１．　Ｑ２２のコレクタ・エミッタ間が並列
接続され、そのコレクタがトランジスタＱ１２のコレク
タに接続され、トランジスタＱ２１゜Ｑ２２のエミッタ
と接地との間に、トランジスタＱ２３のコレクタ・エミ
ッタ間と抵抗器Ｒ２３とが直列接続され、トランジスタ
Ｑ２３のベースがトランジスタＱＯのベースに接続され
、トランジスタＱ２１゜Ｑ２２のベースがトランジスタ
ＱＢ、Ｑ４のベースにそれぞれ接続される。さらに、ト
ランジスタＱ２４のエミッタがトランジスタＱ２１．　
Ｑ２２のコレクタに接続され、トランジスタＱ２４のベ
ースがダイオードＤ２と定電流源Ｑ９との接続点に接続
され、トランジスタＱ２４のコレクタと接地との間に、
ディエンファシス用のコンデンサＣ２４及びＩＩＥ　）
Ａ　器Ｒ２４が並列接続されると共に、ごのコレクタが
右チャンネルの出力端子Ｔ２１に接続される。

また、回路（３１）　、　　（３３）　、　　（４１）
が、トランジスタＱ３１〜Ｑ４４などにより回路（１１
）　、　　（１３）　。

（２１）と同様に構成され、トランジスタＱｓ　、　Ｑ
４のコレクタがカレントミラー回路（３１）に接続され
、加算回路（４１）から左す中ンネルの出力端子Ｔ４１
が引き出される。

このような構成によれば、信号源Ｓｃからのコンポジッ
ト信号電流ｉｃが、カレントミラー回ＭＡａ〔を通じて
トランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタに供給されると共に
、信号源３３Ｂからのスイッチング信号がトランジスタ
Ｑ１．Ｑ２のベースに供給されるので、スイッチング回
路（１）におい′ζスイソチグ復調が行われ、トランジ
スタＱ１．Ｑ２のコレクタには、 でポされる信号電流１１＋１２が流れる。また、このと
き、トランジスタＱ３．Ｑ６のコレクタ電流の直流分は
大きさが等しく、がっ、トランジスタＱ１＋　　Ｑ２の
コレクタ電流は、トランジスタＱ４Ｑ５のコレクタ電流
とは逆相でスイッチングされているので、トランジスタ
Ｑ１とＱ４　、Ｑ２とＱ５との合成コレクタ電流にはス
イッチング信号成分は含まれない。

そして、信号電流１２がカレントミラー回路（１１）に
供給される。すなわち、トランジスタＱ１４のベースは
、ダイオードＤ１を通じて交流的に接地されているので
、トランジスタＱ　１３　、　　Ｑ　１４が差動アンプ
（１３）として働き、トランジスタＱ１３のベース電流
が、この差動アンプ（１３）により増幅されてからトラ
ンジスタＱｘｅを通じてトランジスタＱｕ、Ｑ１２にベ
ース電流として供給される。従って、トランジスタＱ　
１１　、’　Ｑ　１２は、トランジスタＱｌｌを入力端
とするカレントミラー回路（１１）として働く。そして
、このとき、信号電流１２がトランジスタＱ１．に供給
されると共に、トランジスタＱ１１．　Ｑ１２のコレク
タ電流は（ｉｖ　）式のように設定されζいるので、ト
ランジスタＱ１２のコレクタには電流増幅された信号電
流γ１２が流れる。

また、トランジスタＱ２３もトランジスタＱｏを入力端
とするカレントミラー回路α０）の一部であるからトラ
ンジスタＱ２３のコレクタにも信号電流ｉｃが流れると
共に、トランジスタＱ２１１　Ｑ２２はスイッチング信
号ＳＣによりどちらかがオンであるからトランジスタＱ
２１．　Ｑ２２のコレクタに信号電流ｉ（が流れる。

従って、トランジスタＱ２４のエミッタには、トランジ
スタＱ１２の信号電流γｉ２と、トランジスタＱ２１．
　Ｑ２２の信号電流ｉｃとの差の信号電流１２４が流れ
る。このとき、 ｉ２＋−γ１２−１ｃ　　　　　・・・　（■）（（Ｌ
＋Ｒ）＋　　（Ｌ−Ｒ）　　ｓｔｎωＬ）４ である。

そして、トランジスタＱ２４は、そのベースがダイオー
ドＤＩ、１．）２を通じて交流的に接地されていてペー
ス接地として働くので、トランジスタＱ２４のコレクタ
に信号電流１２４が流れる。

そして、この信号電流１２４は、さらに抵抗器Ｒ２４を
流れるので、これにより信号電圧に変換されると共に、
このとき、抵抗器Ｒ２４にはコンデンサＣ２４が並列接
続されているので、角周波数ωのサブチャンネル信号成
分がバイパスされる。従って、。

端子’ｌ”２１には右チャンネルの信号Ｒが得られる。

また、このとき、この信号Ｒは、コンデンサＣ２４によ
りディエンファシスが行われている。

さらに、信号電流１１におい°ζは、信号り、Ｒが、信
号１２とは逆の関係なので、同様にして端子Ｔ４１には
ディエンファシスされた左チャンネルの信号りが得られ
る。

こうして、端子Ｔ’　４１１　Ｔ　２１には、コンポジ
ット信号電流ｉｃからスイッチング復調され、かつ、ク
ロストークがキャンセルされていると共に、ディエンフ
ァシスの行われている左及び右チャンネルのオーディオ
信号り、　Ｒが取り出される。

そして、この場合、この発明によれば、すべ′ζが電流
動作なので、端子Ｔ１の電源電圧Ｖｃｃが低くても大振
幅で、低歪みにでき、従って、Ｓ／Ｎが良好で、しかも
、歪みの少ないオーディオ信号り、Ｒを得ることができ
る。実験によれば、Ｖｃｃ＝　１．８Ｖで十分なＳ／Ｎ
及び歪め特性を得ることができた。

また、ＩＣ化した場合、各素子の絶対値がばらついても
相対値はばらつかないので、クロストーク特性などがば
らつくことがなく、良好になる。

さらに、ＩＣ化にも適している。　　　　　。

なお、」二連において、セパレーションのｉ１Ｍ整を行
う必要があるときには、抵抗器Ｒ２３の値を変更し°ζ
（ｖ）式における電流ｉｃの大きさを変化さセればよい
。あるいは、第２図または第３図に示すように、セパレ
ーション調整用の用度抵抗器ＶＲを接続すればよい。

発明の効果 電源電圧が低く−Ｃも、Ｓ／Ｎが良好で、しがち歪み特
性にも優れＣいる。また、特性のばらつきがほとんどな
く、ＩＣ化にも好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の接続図、第２図及び第３図は
この発明の他の例の一部の接続図である。 Ｓ　ｃ　＋　　３３８は信号源、Ｔ２１．　Ｔ４１は出
力端子である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 第１〜第４のトランジス□りＱｈ　Ｑ２　＊　Ｑ４　＊
   Ｑ６によりダブルバランス型のスイッチング−路（１）
   が構成され、第５〜第８のトランジスタＱｏ。 Ｑａ　＋　Ｑ２３．　Ｑ４３を有して上記第５のトラン
   ジスタＱｏを入力側とした第１のカレントミラー回路ａ
   呻が構成され、第９及び第１ＯのトランジスタＱ１１゜
   Ｑ１２を有して上記第９のトランジスタＱ１１を入力側
   とした第２のカレントミラー回路（１１）が構成され、
   第１１及び第１２のトランジスタＱ　３ｉ　、　　Ｑ　
   ３２を有して上記第１１のトランジスタＱ３ｋを人力側
   とした第３のカレントミラー回路（３１）が構成され、
   上記第５のトランジスタＱＯにコンポジット信号電流が
   供給され、上記第６のトランジスタＱ３の出力電流が上
   記スイッチング回路＋１１に供給されると共に、スイッ
   チング信号が上記スイッチング回路＋１１に供給され、
   このスイッチング回路（１１の各スイッチング出力が上
   記第９及び第１１のトランジスタＱ＊ｔ＋　Ｑａ１にそ
   れぞれ供給されると共に、上記第１０及び第１２のトラ
   ンジスタＱ１２．　Ｑ３２の各出力電流と、上記第７及
   び第８のトランジスタＱ２３゜Ｑ４３の各出力電流とが
   それぞれ減算され°ζ上記コンボジフト信号電流のステ
   レオ復調出力が取り出されるＦＭステレオ復調回路。