DE3114761A1

DE3114761A1 - Demodulatorschaltung

Info

Publication number: DE3114761A1
Application number: DE19813114761
Authority: DE
Inventors: Dieter Dipl.-Ing. Janta; Wolfgang Dr. 2000 Hamburg Nolde
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1981-04-11
Filing date: 1981-04-11
Publication date: 1982-10-28
Also published as: GB2100083B; FR2503955A1; GB2100083A; JPS57180208A; FR2503955B1; US4560942A; JPS6347298B2; DE3114761C2

Description

PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH PHD 81-044

Demodulatorschaltung

Die Erfindung betrifft eine Demodulatorschaltung zum Demodulieren eines zeitlich ungefähr sinusförmig verlaufenden Signals mit einem Mischer, dessen erstem, im lineren Kennlinienbereich betriebenen Eingang das zu demodulierende Signal zugeführt wird und dessen zweitem, wenigstens annähernd eine Hyperbeltangens-Kennlinie aufweisenden Eingang . ein zweites, symmetrisches Signal mit der Frequenz des Trägers, auf den das zu demodulierende Signal aufmoduliert

ist, zugeführt wird.
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Hierbei und im folgenden wird unter Mischer eine Schaltung verstanden, die zwei Signale an ihren beiden Eingängen so miteinander verknüpft, daß an ihren Ausgängen ein Signal mit der Differenzfrequenz der beiden Eingangssignale entsteht, wobei die Differenzfrequenz auch Null sein kann. - Mit "Kennlinien eines Einganges" ist der Verlauf der Ausgangssignalamplitude als Funktion der Amplitude des Signals am betreffenden Eingang bezeichnet, wenn das Signal am anderen Eingang konstant gehalten wird. Daß der Mischer eine Hyperbeltangens-Kennlinie aufweist, bedeutet somit, daß zwischen seiner Ausgangsspannung y und seiner Eingangsspannung χ bei konstantem Signal am anderen Eingang der folgende Zusammenhang besteht:

y = a + b Tan ex,

wobei a, b und c Konstanten sind.

Eine Demodulatorschaltung der eingangs genannten Art ist aus der US-PS 3,617,641 bekannt. Zwar handelt es sich dabei um

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einen Stereodecoder, jedoch beinhaltet ein solcher auch eine Demodulation, weil das einem Eingang des Stereodecoders zugeführte Stereomultiplexsignal ein Differenzsignal enthält, das auf einen (unterdrückten) Träger von 38 kHz amplitudenmoduliert ist. Dem zweiten Eingang des Mischers, der eine nichtlineare Hyperbeltangens-Kennlinie aufweist, wird dabei ein Rechtecksignal mit einer Frequenz von 38 kHz zugeführt, wodurch am Ausgang des Mischers die Signale für den linken und für den rechten Kanal entstehen. Durch das rechteckförmige 38 kHz-Signal werden jedoch auch ungeradzahlige Oberwellen, insbesondere die dritte Harmonische, hervorgerufen. Dies kann zur Folge haben, daß das Modulationsspektrum eines unmittelbar benachbarten Senders die Ausgangssignale des Stereodecoders beeinflußt.

Um derartige Störungen durch unmittelbar benachbarte Sender zu vermeiden, ist es aus der DE-OS 25 13 228 bekannt, anstelle eines Rechtecksignals ein treppenförmiges Signal zu verwenden, das je nach Phasenlage drei verschiedene Spannungswerte annehmen kann. Durch diesen erhöhten Aufwand wird das Entstehen der dritten Oberwelle zwar verhindert, so daß Modulationsprodukte eines unmittelbar benachbarten (d.h. in 100 kHz-Abstand zum jeweils empfangenen Sender ausstrahlenden) Senders nicht empfangen werden können. Jedoch ergibt sich eine ausgeprägte fünfte Harmonische (mit einer Frequenz von 190 kHz), die dazu führt, daß Modulationsprodukte eines im 200 kHz-Abstand zum empfangenen Sender ausstrahlenden Senders empfangen werden können.

Man könnte zwar auch diese fünfte Oberwelle durch Verwendung eines mit vier Spannungswerten stufenweise veränderten Signals vermeiden, wie aus der DE-OS 28 50 555 bekannt, doch würde der Aufwand dadurch noch weiter erhöht.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Demodulatorschaltung anzu-

geben, bei der mit relai.Lv geringem Aufwand - insbesondere bei Ausführung in integrierter Schaltungstechnik - sichergestellt ist, daß im Mischer praktisch keine bzw. nur sehr geringe dritte und fünfte Harmonische der am zweiten nichtlinearen Eingang zugeführten Signalgrundschwingung entstehen. Ausgehend von einer Demodulatorschaltung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß das zweite Signal zeitlich dreieckförmig verläuft und eine solche AnpLitude hat, daß die dritten und fünften Oberwellenanteile am Ausgang des Mischers wenigstens annähernd minimal werden.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß durch die Hyperbeltangens-Kennlinie des zweiten Einganges die diesem Eingang zugeführte Dreieckspannung bei geeigneter Wahl ihrer Amplitude so verzerrtvird, daß (bei konstantem Signal am ersten Eingang) am Ausgang des Mischers ein nahezu sinusförmiges Signal entsteht. Mit anderen Worten: die nichtlineare Kennlinie des zweiten Einganges ruft keine dritten und fünften Oberwellen hervor, sondern verhindert sogar weitgehend deren Entstehung. Geradzahlige Oberwellen können bei der erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung ebenfalls nicht auftreten, was allerdings für die bekannten eingangs erwähnten Schaltungen in gleicher Weise gilt.

Die erfindungsgemäße Demodulatorschaltung kann zur Demodulation von amplitudenmodulierten Schwingungen, insbesondere mit unterdrücktem Träger, benutzt werden, wobei die Frequenz des dem zweiten Eingang zugeführten dreieckförmigen Signals

der Trägerfrequenz entsprechen muß. Die amplitudenmodulierte Schwingung selbst ist dabei dem ersten Eingang zuzuführen. Diese Funktion der Demodulatorschaltung macht sie insbesondere zum Einsatz in Stereodecodern geeignet.

Die erfindungsgemäße Demodulatorschaltung kann aber auch als

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Phasendemodulator bzw. Phasendetektor eingesetzt werden, insbesondere in der PLL-Schleife zur Erzeugung der Hilfsträgerfrequenz bei einem Stereodecoder. Sine solche PLL-Schleife enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator, der eine Frequenz von 38 kHz (oder ein Vielfaches davon) erzeugt (und dem Stereodecoder zuführt). Die Oszillatorfrequenz wird über einen geeigneten Frequenzteiler auf 19 kHz herabgesetzt und durch einen Phasendetektor mit der im Stereomultiplexsignal enthaltenen Frequenz des Pilotsignals verglichen. Der Phasendetektor erzeugt ein Regelsignal, mit dem die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf die 19 kHz-Schwingung im Pilotsignal synchronisiert wird. Bei Verkehrsfunksendungen wird jedoch zusätzlich noch ein 57 kHz-Signal (das Dreifache von 19 kHz) ausgestrahlt, das die Abstimmung des Oszillators ebenfalls beeinflussen kann, wenn durch das von dem Oszillator abgeleitete Signal im Phasendetektor die dritte Oberwelle erzeugt würde. Durch Verwendung einer erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung als Phasendetektor kann eine solche Fehlabstimmung vermieden werden.

Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß der Mischer wenigstens ein Paar bipolarer emittergekoppelter Transistoren enthält, in deren gemeinsame Emitterzuleitung eine Stromquelle geschaltet ist, die einen dem zu demodulierenden Signal entsprechenden Strom liefert,' und daß die zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung eine Amplitude zwischen 60 mV und 150 mV hat und der Basis wenigstens eines der beiden Transistoren des (der) Paare(s) von einer niederohmigen Spannungsquelle zugeführt wird.

An dieser Stelle sei erwähnt, daß auch bei der Schaltung nach der US-PS 3,617,641 der Mischer zwei Paare bipolarer emittergekoppelter Transistoren enthält, in deren gemeinsame Emitterzuleitung je eine Stromquelle geschaltet ist, die einen dem zu demodulierenden Signal entsprechenden Strom

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liefert, und daß bich rr-ch hierbei am zweiten Eingang bei niederohmiger Ansteuerung eine hyperbeltangensförmige Kennlinie ergibt, weil die Kollektorströrae der Transistorpaare, aus denen das Ausgangssignal des Mischers abgeleitet wird, nach einer Hyperbeltangensfunktion von der Eingangsspannung zwischen den Basiselektroden der Transistoren der Paare abhängt. Dieser Effekt wurde bei der bekannten Schaltung jedoch nicht erkannt und ausgenutzt, weil der Kollektorstrom dabei durch die rechteckige Eingangsspannung lediglieh geschaltet wird.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den weiteren Unteransprüchen beschrieben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 das Blockschaltbild eines Empfängers, der einen Stereodecoder mit einer erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung enthält,

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer solchen Demodulatorschaltung,

Fig. 3 die Größe der dritten und fünften Oberwellen als Funktion der Amplitude des dreieckigen Eingangssignals bei der Schaltung nach Fig. 2, Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel der Demodulatorschaltung, das als Stereodecoder dient, und Fig. 5 eine bevorzugte Schaltung zur Erzeugung der dreieckförmigen Spannungen.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Empfänger-Blockschaltbild wird das von einer Antenne 1 gelieferte Signal von einer Hochfrequenzeingangs- und Mischstufe 2 aufbereitet und mit Hilfe eines abstimmbaren Oszillators 3 in den Zwischenfrequenzbereich transponiert und einer Zwischenfrequenz-

stufe 4 zugeführt. Das Ausgangssignal der Zwischenfrequenz-

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stufe 4 wird in einem FM-Demodulator 5 demoduliert. Das Ausgangssignal des FM-Demodulators 5, das bei Stereosendungen ein Stereomultiplexsignal u ist, wird einem Stereodecoder 6 zugeführt, an dessen beide Ausgänge zwei Verstärker 7 und 8 mit nachgeschaltetem Lautsprecher 12 und 13 für die Kanäle "Links" und "Rechts" angeschlossen sind.

Das Ausgangssignal u des FM-Demodulators 5 wird außerdem einem Phasendetektor 9 zugeführt, der Teil einer PLL-Schleife ist, die einen vom Phasendetektor 9 steuerbaren Oszillator für die Hilfsträgerfrequenz (38 kHz) enthält, dessen Ausgangssignal über einen Frequenzteiler 1'1, der die Oszillatorfrequenz um den Faktor 2 herabsetzt, einem zweiten Eingang des Phasendetektors 9 zugeführt wird. Der Phasendetektor 9 synchronisiert dabei in bekannter V/eise die Ausgangsfrequenz des Oszillators 10 auf die Frequenz des in dem Stereomultiplexsignal u enthaltenen Pilotsignals. Ein weiterer Ausgang des Oszillators 10 liefert niederohmig eine zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung u^, die einem weiteren Eingang des Stereodecoders 6 zugeführt wird.

In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel des Stereodecoders 6 dargestellt. Dieser Stereodecoder besteht aus einer Matrixschaltung 60, der einerseits das Summensignal bzw. das Stereomültiplexsignal und andererseits vom Ausgang eines Mischers die demodulierten Differenzsignale L-R bzw. -(L-R) zugeführt werden und der an seinen Ausgängen Signale L und R für die Verstärker 7 und 8 liefert. Der Mischer umfaßt zwei über Kreuz gekoppelte Transistorpaare, d.h. vier bipolare

³⁰npn-Transistoren 61, 62, 63 und 64, von denen jeder eine seiner drei Elektroden mit der entsprechenden Elektrode eines der drei anderen Transistoren gemeinsam hat. Die gemeinsame Emitterzuleitung der Transistoren 61 und 62 ist mit dem Kollektor eines Transistors 65 verbunden, dessen Emitter über zwei in Serie geschaltete, der Linearisierung dienende

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Widerstände 651 und 66*¹ mit dem Emitter eines weiteren Transistors 66 verbunden ist, dessen Kollektor an den Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren 63 und 64 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt der beiden gleich großen Widerstände 651 und 66I ist über eine Gleichstromquelle 67 mit Masse verbunden. Zwischen den beiden Basiselektroden der Transistoren 65 und 66, die den ersten Eingang 68 des (Gegentakt-) Mischers bilden, wird das Stereomultiplexsignal, zumindest aber das in ihm enthaltene und auf den unterdrückten 38 kHz-Träger amplitudenmodulierte Differenzsignal angelegt. Daher liefern die Transistoren 65 und 66 Kollektorströme, die denselben Gleichstromanteil und gleich große, jedoch gegenphasige, Signalanteile enthalten.

Zwischen den miteinander verbundenen Basiselektroden der Transistoren 61 und 64 einerseits und 62 und 63 andererseits, die den zweiten Eingang 69 des Mischers bilden, wird die zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung U^ zugeführt, die periodisch und zeitlich linear von einem unteren Spannungswert auf einen oberen Spannungswert steigt, um danach wieder linear und mit entgegengesetzter zeitlicher. Steigung wie vorher wieder auf den unteren Spannungs- \^ert abzunehmen. Die eingeprägte - d.h. durch die Basisströme der Transistoren 61...64 nicht verzerrte - Spannung u-, hat eine Frequenz von 38 kHz.

Durch die Mischung mit dem dreieckförmigen Signal u-, werden die im Frequenzbereich zwischen 23 und 53 kHz auftretenden Seitenbänder des auf den unterdrückten 38 kHz-Trägers aufmodulierten Differenzsignal in den Bereich von 0 bis 15 kHz transponiert, so daß die von den beiden Transistorpaaren gelieferten Kollektorströme (dazu sind jeweils die Kollektoren der Transistoren 61 und 63 bzw. 62 und 64 miteinander verbunden) eine Signalkomponente liefern, die dem Differenz-

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signal L-R bzw. -(L-R) entspricht und. aus denen in der linear wirkenden Matrixschaltung 60 mit Hilfe des Summensignals die Signale L und R gebildet werden. Wenn den Eingängen 68 neben dem auf den 38 kHz-Träger modulierten Differenzsignal auch noch das Summensignal zugeführt wird, ergibt sich in den Kollektorströmen der Transistoren 61...64 ein mit der-Frequenz des Summensignals um 38 kHz herum schwankendes Signal, das am Ausgang der Matrixschaltung bzw. der daran angeschlossenen Verstärker jedoch wieder ausgesiebt werden kann.

Obwohl bei dieser Ausführungsform die Wechselströme aller vier Transistoren ausgewertet werden, was den Vorteil hat, da3 die Gleichspannungen an den Verbindungspunkten der Transistoren 61 und 63 bzw. 62 und 64 einander gleich und zeitlich konstant sind, ist es auch möglich, die Kollektorströme nur zweier Transistoren, z.B. der Transistoren und 64, oder auch nur eines einzigen Transistors auszuwerten.

Wie bereits erwähnt, wird die dreieckförmige Spannung am Eingang 69 von den Transistoren 61 und 64 in Kollektorströme umgesetzt, die bei geeigneter Wahl der Amplitude der Dreieckspannung nahezu sinusförmig verlaufen - wenn angenommen wird, daß die Spannung U_1n Null bzw. eine Gleichspannung ist. Wenn vorausgesetzt wird, daß die Kollektorströme der Transistoren 61...64 exponentiell von der Spannung zwischen Basis und Emitter dieser Transistoren abhängt und wenn weiter vorausgesetzt wird, daß der von

den Kollektorströmen der Transistoren 65 und 66 an den Basis- bzw. Emitter-Bahn-Widerständen dieser Transistoren erzeugte Spannungsabfall klein im Vergleich zur Temperaturspannung u_T (26 mV) ist, ergibt sich bekanntlich ein Hyperbeltangens-Zusammenhang - wie er in der Einleitung definiert

ist - zwischen den Kollektorströmen und der Spannung u,.

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Dadurch wird die areiecl'förmige Spannung abhängig von ihrer Amplitude u, mehr oder weniger verzerrt.

Fig. 3 zeigt die unter diesen Annahmen errechneten Quotienten K, bzw. K_c zwischen der dritten bzw. der fünften 3 5

Oberwelle einerseits und der Grundschwingung andererseits (in Prozent) als Funktion der auf die Temperaturspannung u™ normierten Amplitude u^ der Dreieckspannung. Man erkennt, daß K, bzw. die dritte Oberwelle den Wert Null erreicht, wenn die Amplitude der Dreieckspannung ungefähr dem Dreifachen der Temperaturspannung entspricht und daß Ke bzw. der Anteil der fünften Oberwelle bei einer etwas höher liegenden Amplitude ein flaches Minimum hat. Wählt man dementsprechend die Amplitude der Dreieckschwingung so, daß sie ungefähr dem Dreifachen der Temperaturspannung entspricht, was bei Zimmertemperatur bei etwa 78 mV der Fall ist, dann ist der dritte Oberwellenanteil kaum wesentlich größer als bei der Schaltung nach der DE-OS 25 13 228, während der Anteil Kc der fünften Oberwelle wesentlich niedriger ist und nicht einmal 2 % beträgt. Messungen an praktischen Schaltungen haben diese Berechnungen im wesentlichen bestätigt. Wenn der Spannungsabfall an den Basis- bzw. Emitter-Bahn-Widerständen jedoch nicht mehr vernachlässigbar klein gegenüber der Temperaturspannung u_T

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ist, verschieben sich die Minima für K, und K_c allerdings zu größeren Werten der Dreieckspannung. In der Praxis sollte daher die optimale Amplitude von Uj durch Messung ermittelt werden.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltung fungiert der Mischer als reine Demodulatorschaltung, die das auf den unterdrückten 38 kHz-Träger amplitudenmodulierte Signal demoduliert am Kollektor der Transistoren 61...64 erscheinen läßt. Etwaige im Signal am Eingang 68 vorhandene nieder-

frequente Summensignalanteile werden durch die Dreieck-

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Spannung in zwei Seitenbänder beiderseits von 38 kHz unigesetzt, beeinflussen den Empfang aber nicht. Deshalb ist eine Matrixschaltung 60 erforderlich, die die Ausgangssignale des Mischers, die den DifferenzSignalen L-R bzw. -(L-R) entsprechen, mit dem Summensignal L+R verknüpft. Venn der Signalstromanteil der von den Transistoren 65 und 66 gelieferten Ströme dem Multiplexsignal u proportional ist, und wenn von den Kollektorwechselströmen der Transistoren 61 und 63 einerseits sowie 62 und 64 andererseits jeweils ein Wechselstrom subtrahiert wird (z.B. durch gegenphasige Zufuhr eines entsprechenden Stromes), der halb so groß ist wie der Signalstromanteil, ist die Matrixschaltung verhältnismäßig einfach aufgebaut. Sie umfaßt dann lediglich zwei gleich große, an jeweils einem der gemeinsamen Kollektorverbindungspunkte der Transistoren 61, 63 bzw. 62, 64 angeschlossene Widerstände, deren anderer Anschluß mit der positiven Speisespannung verbunden ist.

In Fig. 4 ist nun ein Mischer dargestellt, der die nachgeschaltete Matrixschaltung nicht mehr benötigt, sondern an seinen Ausgängen direkt die Signale L bzw. R für den rechten bzw. für den linken Kanal liefert. Der Mischer besteht dabei wiederum aus zwei über Kreuz gekoppelten Transistorpaaren mit den Transistoren 61...64, deren paarweise (Transistoren 61 und 64 sowie 62 und 63) zusammengeschaltete Basiselektroden wiederum den zweiten Eingang bilden, dem die zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung u. zugeführt wird. In die gemeinsame Emitterzuleitung der Transistoren 61 und 62 ist eine Stromquelle 612 geschaltet, die einen Gleichstrom I_Q mit einem auf nicht näher dargestellte Weise aus dem FM-Demodulatorausgangssignal erzeugten Wechselstromanteil i liefert, der dem Stereomultiplexsignal u_ffl proportional ist und

jedenfalls das Summensignal und die Differenzsignal-Seitenbänder enthält. In die gemeinsame Smitterzuleitung

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der Transistoren 63 und 64 ist ebenfalls eine Stromquelle 634 aufgenommen, die Jenseiben Gleichstromanteil I_Q liefert wie die Stromquelle 612, jedoch einen Wechselstromanteil a«i , der um den Faktor a kleiner ist als der Wechselstromanteil, den die Quelle 612 liefert und gegenphasig zu diesem. Die Kollektoren der Transistoren 61 und 63 sind über einen Widerstand 613 mit der positiven Versorgungsspannung verbunden und ebenso sind die Kollektoren der Transistoren 62 und 64 über einen gleich großen Widerstand 624 mit der Versorgungsspannung verbunden.

Wenn die Dreieckspannung u. einen definierten, zwischen 60 mV und 150 mV liegenden Wert hat, treten - wie schon in Verbindung mit Fig. 2 und Fig. 3 erläutert - in den Kollektorströmen praktisch keine Wechselstromkomponenten auf, deren Frequenz das Drei- bzw. Fünffache der Frequenz der Dreieckschwingung beträgt. Wenn darüber hinaus der Faktor a ungefähr 1/3 beträgt, d.h. wenn der Wechselstromanteil, der von der Quelle 634 geliefert wird, gegenphasig zum Wechselstromanteil der Quelle 612 verläuft, jedoch drei mal kleiner ist als dieser, ergeben sich an den Kollektorwiderständen 613 und 624 unmittelbar die Signale L und R für den linken bzw. rechten Kanal. Eine Matrixschaltung ist dann nicht mehr erforderlich.

Da, wie Fig. 3 zeigt, die Amplitude u,, bei der die dritten und fünften Oberwellen minimal sind, der Temperaturspannung u_T proportional sind, ändern sie sich wie die Temperaturspannung proportional mit der Temperatur. Bei

einer Schaltung, die wechselnden Temperaturen ausgesetzt ist, müßte daher die Amplitude der Dreieckspannung proportional zur Temperatur geändert werden, wenn stets das Klirrfaktorminimum erreicht werden soll. Ein Dreieckspannungserzeuger, der dies leastet, ist in Fig. 5 dargestellt. Eine

solche Schaltung kann ein wesentlicher Bestandtsil des in

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Fig. 1 mit 10 bezeichneten spannungsgesteuerten Oszillators sein.

Der Dreieckspannungsgenerator enthält einen Kondensator 100, der durch eine Stromquelle 101 aufladbar und durch eins Stromquelle 102 entladbar ist.· Die Entladestromquelle 102 kann mit Hilfe eines Schalters 103 ein- und ausgeschaltet werden. Wenn der Schalter 103 geöffnet ist, wird der Kondensator 100 linear durch die Stromquelle 101 aufgeladen. Ist der Schalter 103 geschlossen, wird der Kondensator 100 durch die Stromquelle 101 aufgeladen und durch die Stromquelle 102 entladen. Da die Stromquelle 102 so ausgelegt ist, daß ihr Strom genau doppelt so groß ist wie der Strom der Stromquelle 101, resultiert ein Entladestrom, der genauso groß ist wie der von der Stromquelle 101 allein gelieferte Aufladestrom. Der Schalter 103 wird im 38 kHz-Takt geöffnet und geschlossen. Das Öffnen und Schließen wird durch ein Flip-Flop 104 bewirkt, das seinerseits von einer Vergleichsanordnung gesteuert wird, die zwei Komparatoren 105 und 106 enthält. Dem einen Eingang der beiden Komparatoren 105 und 106 wird die Kondensatorspannung zugeführt, während an den anderen Eingang des Komparators 105 eine den oberen Grenzwert U der Kondensatorspannung darstellende Gleichspannung und an den anderen Eingang des Komparators 106 eine den unteren Gr^
angeschlossen wird.

eine den unteren Grenzwert U. darstellende Gleichspannung

Sobald (bei geöffnetem Schalter 103) die Stromquelle 101 den Kondensator 100 so weit aufgeladen hat, daß der obere' Grenzwert U erreicht ist, erzeugt der Komparator 105

IuSuC

ein Signal,das das Flip-Flop 104 zum Kippen bringt und damit den Schalter 103 schließt. Dadurch wird der Kondensator 102 entladen, und zwar solange, bis der untere Grenzwert U . erreicht ist und der Kondensator 106 anspricht . · mm

und das Flip-Flop 104 wieder zum Kippen gebracht wird, wo-

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nach der Schalter 10J5viöderum geöffnet, der Kondensator 100 aufgeladen wird usw. Damit das Auf- und Entladen genau im 38 kHz-Takt erfolgt, muß die Amplitude der von den Stromquellen 101 gelieferten bzw. abgeführten Ströme durch einen Phasenvergleicher (z.B. 9 in Fig. 1) auf nicht näher dargestellte Weise so nachgesteuert werden, daß das Aufladen des Kondensators 100 auf den oberen Grenzwert V_max und das Entladen auf den unteren Grenzwert U. jeweils genau eine halbe Periode einer 38 kHz-Schwingung dauert.

Der obere und der untere Grenzwert U bzw. U. werden mit Hilfe dreier in Serie geschalteter Widerstände R₂ , Rg, R^ erzeugt, die von dem Kollektorgleichstrom eines pnp-Transistors 112 durchflossen werden, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen die positive Speisespannung und den Eingang des Komparators 105 geschaltet ist, der den oberen Grenzwert Uliefert. Zwischen diesem Eingang und dem entsprechenden Eingang des Komparators 106 ist die Serienschaltung der beiden Widerstände R_? und R, wirksam,

während der Widerstand R. zwischen den erwähnten Eingang des Komparators 106 und Masse geschaltet ist. Die Widerstände R₂ und R, sind gleich groß, so daß die Spannung Ü an ihrem Verbindungspunkt genau in der Mitte zwischen dem oberen und dem unteren Grenzwert liegt. Diese Spannung wird der Basis eines pnp-Transistors 107 zugeführt, dessen Emitter über einen Widerstand Rg mit Masse verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 107 ist mit dem Kollektor eines Transistors 108 verbunden, dessen Emitter an die positive Versorgungsspannung angeschlossen ist und der zusammen mit einem als Diode ge-

schalteten Transistor 109 einen Stromspiegel bildet. Der als Diode geschaltete npn-Transistor 109 ist mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 110 verbunden, dessen Basis die Spannung des Kondensators 110 zugeführt wird und dessen Emitter über einen Widerstand R₁- mit Masse verbunden ist. Der

->

Verbindungspunkt der Transistoren 108 und 107 ist über einen

Ί Ί -i ■ - ·- : ■ 31Η761 ic

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Widerstand Ry, der höchstens einige 100 Ohm betragen darf, mit einer Gleichspannungsquelle 111 verbunden.

Der Transistor 107 liefert einen konstanten Gleichstrom, während der Transistor 110 bzw. der Stromspiegel 108, einen dreieckförmigen Wechselstrom liefert, dessen Mittelwert durch geeignete Bemessung der Widerstände R₁- und R_r und der Emitterflächen der Stromspiegeltransistoren 108 und 109 so gewählt ist, daß er dem von dem Transistor gelieferten Gleichstrom entspricht. Die Differenz des dreieckförmigen Wechselstroms, den der Transistor 108 liefert, und des Gleichstroms vom Transistor 107 fließt mit wechselnder Polarität durch den V/i der stand Ry zur Spannungsquelle 111 und erzeugt am Widerstand Ry eine zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung u·,, deren Amplitude der Größe des Widerstandes Ry proportional ist und deren zeitlicher Mittelwert durch die Größe der von der Gleichspannungsquelle 111 gelieferten Gleichspannungsquelle bestimmt ist. An den Widerstand Ry kann daher der zweite Eingang 69 des Mischers nach Fig. 2 bzw. Fig. 4 angeschlossen werden.

Der vom Transistor 112 erzeugte, die Widerstände R~. . .R/ durchfließende Gleichstrom wird von einem Stromspiegel bestimmt, der aus zwei Transistoren 113 und 114 besteht, deren Basis-Emitter-Strecken der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 112 paräüelgeschaltet ist und von denen der eine durch Verbindung der Basis mit .seinem Kollektor als Diode geschaltet ist. Im Kollektorzweig dieser Transistoren ist ein weiterer aus npn-Transistoren 115 und bestehender Stromspiegel eingeschaltet, wobei der Kollektor des als Diode geschalteten Transistors 115 mit dem Kollektor des Transistors 113 und der Kollektor des als Diode geschalteten Transistors 114 mit dem Kollektor des Transistors mit der k-fachen Emitterfläche des Transistors 115 verbunden

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ist, in dessen Emitterz^leitung ein Widerstand R₁ aufgenommen ist. Die an sich bekannte Schaltung 113...116 bewirkt, daß der von ihr erzeugte Strom und damit der von dem Transistor 112 erzeugte Kollektorstrom dem Quotienten aus der Temperaturspannung und dem Widerstand R^ proportional ist. Dadurch wird zweierlei erreicht:

a) Die Grenzwerte U_. und U„_,, ändern sich proportional

ITi X Π ίΙΙαΛ

mit der Temperatur. Das gleiche gilt für die Differenz zwischen ihnen und damit letztlich für die Amplitude der Spannung u. am Widerstand Ry. Bei geeigneter Dimensionierung kann dadurch erreicht werden, daß die Spannung U-, auch bei wechselnden Temperaturen stets die Amplitude hat, die zum Erreichen des Klxrrfaktorminimums erforderlieh ist. Dies setzt voraus, daß die Transistoren 113 und 116 einerseits und 61 bis 64 (Fig. 2 bis 4) andererseits den gleichen Temperaturen ausgesetzt sind, was am zuverlässigsten erreicht wird, wenn die Schaltung nach Fig. 5 und Fig. 4 oder 2 in integrierter Schaltungstechnik auf einem gemeinsamen Substrat angeordnet ist.

b) Weil der von dem Transistor 112 gelieferte Strom dem Widerstand R^ ungefähr proportional ist und die Grenzwerte U bzw. U . den Widerständen R₀ und R/, direkt

max mm c. h-

proportional sind, sind die oberen und unteren Grenzwerte U und U . von dem für die Ausführung in integrierter Schaltungstechnik erforderlichen Fertigungsprozeß, bei dem die Widerstandswerte R^...R^ erheblich, jedoch stets im gleichen Maße schwanken können, unabhängig. Deshalb

ist auch die Amplitude der Spannung am Widerstand Ry weitgehend unabhängig von derartigen Fertigungsstreuungen.

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Claims

31U761 y .PHD 31-044 PATENTANSPRÜCHE:

1.) Demodulatorschaltung zum Domodulieren eines zeitlich ungefähr sinusförmig verlaufenden Signals mit einem Mischer, dessen erstem, im linearen Kennlinienbereich betriebenen Eingang das zu demodulierende Signal zugeführt wird und dessen zweitem, wenigstens ainähernd eine Hyperbeltangens-Kennlinie aufweisenden Eingang ein zweites, symmetrisches Signal mit der Frequenz des Trägers, auf den das zu demodulierende Signal aufmoduliert ist, zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Signal (uj zeitlich dreieckförmig verläuft und eine solche Amnlitude (iL) hat, daß die dritten und fünften Oberwellenanteile (K*, Kc) am Ausgang des Mischers wenigstens annähernd minimal werden.

2. Demodulatorschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer wenigstens ein Paar bipolarer emittergekoppelter Transistoren (61, 62... 63, 64) enthält, in deren gemeinsame Emitterzuleitung eine Stromquelle (65; 66 bzw. 612; 634) geschaltet ist, die einen dem zu demodulierenden Signal (^_n) entsprechenden Strom liefert, daß die zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung (u^) eine Amplitude zwischen 60 mV und 150 mV hat und der Basis (69) wenigstens eines der beiden Transistoren (61...64) des (der) Paare(s) von einer niederohmigen Spannungsquelle zugeführt wird.

3. Demodulatorschaltung nach Anspruch 2,

dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer zwei über Kreuz gekoppelte Transistorpaare (61, 62 und 63, 64) enthält und zv/ei Stromquellen, die den gleichen Gleichstrom und je einen dem zu demodulierenden Signal (u) entsprechenden

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Strom führen und mit dem Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren jeweils eines Paares verbunden sind.

4." Eine Demodulatorschaltung nach Anspruch 3 enthaltender Stereodecoder,

dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der dreieckförmigen Spannung der Hilfsträgerfrequenz entspricht und daß die von den Stromquellen (65 und 66) gelieferten Wechselströme gleich groß und gegenphasig sind (Fig. 2).

5. Eine Demodulatorschaltung nach Anspruch 3 enthaltender Stereodecoder,

dadurch gekennzeichnet, daß die dreieckförmige Spannung die Frequenz des Hilfsträgers hat und daß die von den beiden Stromquellen gelieferten Wechselstrome gleichphasig und verschieden groß sind (Fig. 4).

6. Demodulatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

dadurch gekennzeichnet, daß die zeitlich dreieckförmig verlaufende Spannung von einem Generator erzeugt wird, der einen Kondensator(100) enthält und zwei Konstantstromquellen (101, 102), die über eine Umschalteinrichtung (103) zum Aufladen bzw. Eni3adung des Kondensators (100) dienen, daß eine Vergleichsanordnung (105, 106) die Kondensatorspannung mit einem oberen und einem unteren Grenzwert (IL _v, U_m. ) vergleicht und die Umschaltung so.steuert, daß der Kondensator beim Erreichen des oberen Grenzwertes (U )

entladen und beim Erreichen des unteren Grenzwertes (U . )

■?n ^min

^iU entladen wird.

7. Demodulatorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Grenzwerte (U_max, U_min) proportional zur Umgebungstemperatur veränderbar sind.