JPS5854691B2 - ステレオ復調方式 - Google Patents
ステレオ復調方式Info
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- JPS5854691B2 JPS5854691B2 JP54014230A JP1423079A JPS5854691B2 JP S5854691 B2 JPS5854691 B2 JP S5854691B2 JP 54014230 A JP54014230 A JP 54014230A JP 1423079 A JP1423079 A JP 1423079A JP S5854691 B2 JPS5854691 B2 JP S5854691B2
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 23
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 10
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1653—Detection of the presence of stereo signals and pilot signal regeneration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパイロット)−ン方式FMステレオ信号を復調
して左右のステレオ信号を得るステレオ復調方式に関す
るものである。
して左右のステレオ信号を得るステレオ復調方式に関す
るものである。
FMステレオ放送は第1図に示すように左チャンネルと
右チャンネル(それぞれり、Rとする)の和信号L+R
を主信号とし、差信号L−R,で38KHzのサブキャ
リアを搬送波抑圧AM変調して副信号とし、更に38K
Hzの1/2である19KHzのパイロット信号を加え
たコンポジット信号でメインキャリアをFM変調し送信
されていることは周知の通りである。
右チャンネル(それぞれり、Rとする)の和信号L+R
を主信号とし、差信号L−R,で38KHzのサブキャ
リアを搬送波抑圧AM変調して副信号とし、更に38K
Hzの1/2である19KHzのパイロット信号を加え
たコンポジット信号でメインキャリアをFM変調し送信
されていることは周知の通りである。
近年このコンポジット信号の復調器として、サブキャリ
ア周波数が安定であり、各種性能が確保できるため第2
図に示すようなフエウズロツクドループ(以下PLLと
いう)を使用した復調器が用いられることが多い。
ア周波数が安定であり、各種性能が確保できるため第2
図に示すようなフエウズロツクドループ(以下PLLと
いう)を使用した復調器が用いられることが多い。
第2図において、コンポジット信号は増巾器1の入力端
子INに供給され、増巾器1でバンファ増巾されデコー
ダの役割を果たすスイッチング回路2に入力され、1部
はコンデンサ3を通じて電圧制御発振器1、第1の1/
2分周器8、第2の1/2分周器9、位相比較器4、低
域濾波器(以下LPFと呼ぶ)5および直流増巾器6で
構成されるPLL回路に入力されるこの増合直流増巾器
6は必ずしも必要なものでない。
子INに供給され、増巾器1でバンファ増巾されデコー
ダの役割を果たすスイッチング回路2に入力され、1部
はコンデンサ3を通じて電圧制御発振器1、第1の1/
2分周器8、第2の1/2分周器9、位相比較器4、低
域濾波器(以下LPFと呼ぶ)5および直流増巾器6で
構成されるPLL回路に入力されるこの増合直流増巾器
6は必ずしも必要なものでない。
本例の場合電圧制御発振器1のフリーシン周波数として
76KI(zを選ぶと、第1の分周器8の出力は38K
Hz、第2の分局器9の出力は19KHzとなり入力コ
ンポジット信号のパイロット信号に同期するので、第4
の分周器8の出力は入力信号に同期したサブキャリアF
1(t)、F2(t)を再生することとなる。
76KI(zを選ぶと、第1の分周器8の出力は38K
Hz、第2の分局器9の出力は19KHzとなり入力コ
ンポジット信号のパイロット信号に同期するので、第4
の分周器8の出力は入力信号に同期したサブキャリアF
1(t)、F2(t)を再生することとなる。
このサブキャリアF、(t)、F2(t)は第3図のよ
うな矩形波で得られ、正規化してフーリエ級数で表わす
と次のようになる。
うな矩形波で得られ、正規化してフーリエ級数で表わす
と次のようになる。
ただしW”2πX38KHz
上記サブキャリアはスイッチング回路2のスイッチング
信号としてコンポジット信号との乗算が行なわれる。
信号としてコンポジット信号との乗算が行なわれる。
コンポジット信号に(1)式を乗じオーディオ成分だけ
とり出すと出力eLoは となる。
とり出すと出力eLoは となる。
同様にしてコンポジット信号に(2)式を乗じオーディ
オ成分だけとり出すとその出力eROはとなる。
オ成分だけとり出すとその出力eROはとなる。
eLoからαeR□とすると
を減算した出力をeL
となって左信号を分離できる。
同様に右信号も分離できステレオ復調が行なえることは
よく知られているところである。
よく知られているところである。
ところでステレオ復調回路において入力信号がコンポジ
ット信号だけであれば第2図に示す復調器で不都合はな
いが受信希望放送局の隣接に放送局がある場合や相互変
調により隣接したところに不要スペクトラムを発生する
ような場合には問題を生じる。
ット信号だけであれば第2図に示す復調器で不都合はな
いが受信希望放送局の隣接に放送局がある場合や相互変
調により隣接したところに不要スペクトラムを発生する
ような場合には問題を生じる。
例えばそれぞれ振巾がり、Uである周波数f12f2(
角度周波数Wl 、 W2 )の2つの信号をFM受信
機の入力信号とすると両信号のベクトル関係は第4図に
示すようになる。
角度周波数Wl 、 W2 )の2つの信号をFM受信
機の入力信号とすると両信号のベクトル関係は第4図に
示すようになる。
合成ベクトルQBは両信号の位相の差ψ−(Wl W2
)tで位相変調を受けることなり周波数f、に同調させ
てこの信号をFM検波するとWI W2に比例した出
力がでてくる。
)tで位相変調を受けることなり周波数f、に同調させ
てこの信号をFM検波するとWI W2に比例した出
力がでてくる。
第5図はり、U2つの信号の周波数差を横軸にとりFM
受信機の検波出力レベルを実測したものである。
受信機の検波出力レベルを実測したものである。
ここで周波数差が75KI以上で検波出力が低くなるの
はIFフィルタの帯域特性が影響しているためである。
はIFフィルタの帯域特性が影響しているためである。
このように2つの放送局が隣接しである場合FM検波器
出力には希望放送のコンポジット信号の他に両信号の周
波数差に比例した信号が含まれることになる。
出力には希望放送のコンポジット信号の他に両信号の周
波数差に比例した信号が含まれることになる。
両数送局が200KHz離れて存在し、最大周波数偏位
が75KHzとすると画周波数差は50KHz〜350
KHzとなりFM検波器の出力すなわちステレオ復調
器の入力では第6図に示すようなスペクトルを持つこと
になる。
が75KHzとすると画周波数差は50KHz〜350
KHzとなりFM検波器の出力すなわちステレオ復調
器の入力では第6図に示すようなスペクトルを持つこと
になる。
第6図は第1図とくらべて斜線をほどこした部分のスペ
クトラムが増えている。
クトラムが増えている。
このような不要なスペクトラムがあるとサブキャリアの
高次高調波とのビート成分がオーディオ帯に落ち込むこ
とになり極めて不快な音を発生するようになる。
高次高調波とのビート成分がオーディオ帯に落ち込むこ
とになり極めて不快な音を発生するようになる。
第3図に示す信号をスイッチング信号としている場合に
は(1) ? (2)式かられかるように、サブキャリ
アの奇数次高調波近辺の不要スペクトルが不快音を発生
する原因となり、特に第3次高調波が問題となる。
は(1) ? (2)式かられかるように、サブキャリ
アの奇数次高調波近辺の不要スペクトルが不快音を発生
する原因となり、特に第3次高調波が問題となる。
そこで従来は第1図に示すようにコンポジット信号ライ
ンにビートカットフィルタまたはアンチバーディフィル
タと称される低域濾波器10を挿入することによって不
要なスペクトラムのしベルを下げ、前記ビートの低減を
行なう方法が提案されているが、ビートカ゛ノドフィル
タまたはアンチバーディフィルタの周波数特性が左右分
離度や復調出力の周波数特性にも影響を与えるため必要
十分な方法とは言えない。
ンにビートカットフィルタまたはアンチバーディフィル
タと称される低域濾波器10を挿入することによって不
要なスペクトラムのしベルを下げ、前記ビートの低減を
行なう方法が提案されているが、ビートカ゛ノドフィル
タまたはアンチバーディフィルタの周波数特性が左右分
離度や復調出力の周波数特性にも影響を与えるため必要
十分な方法とは言えない。
上記の現象は2つの放送局が隣接しである場合の他、相
互変調によって希望放送局の近辺にあたかも放送が発生
しているような場合や受信機内部に妨害信号(これは局
部発振周波数ではなく例えば受信周波数を周波数合成す
る場合に用いる基準周波数発振器の発振周波数やその高
調波又は受信周波数をディジタル表示するために用いる
局発周波数を分周する分周器出力の高調波等がある。
互変調によって希望放送局の近辺にあたかも放送が発生
しているような場合や受信機内部に妨害信号(これは局
部発振周波数ではなく例えば受信周波数を周波数合成す
る場合に用いる基準周波数発振器の発振周波数やその高
調波又は受信周波数をディジタル表示するために用いる
局発周波数を分周する分周器出力の高調波等がある。
)を有する場合に起こる。
本発明の目的は上記した従来技術の欠点である復調出力
の周波数特性に影響を与えることなくビート出力を低減
するFMステレオ復調方式を提供するにある。
の周波数特性に影響を与えることなくビート出力を低減
するFMステレオ復調方式を提供するにある。
本発明は電圧制御発振器の発振周波数をサブキャリアの
N倍(Nは3以上の整数)に選びサブキャリアの他サブ
キャリアの高調波を基本波とするスイッチング信号を作
り、コンポジット信号をサブキャリアでスイッチングし
た出力とコンポジット信号を上記サブキャリアの高調波
を基本波とするスイッチング信号でスイッチングした出
力とを加減することによりビート出力の低減をはかるも
のである。
N倍(Nは3以上の整数)に選びサブキャリアの他サブ
キャリアの高調波を基本波とするスイッチング信号を作
り、コンポジット信号をサブキャリアでスイッチングし
た出力とコンポジット信号を上記サブキャリアの高調波
を基本波とするスイッチング信号でスイッチングした出
力とを加減することによりビート出力の低減をはかるも
のである。
以下本発明になるステレオ復調方式を図に示す一実施例
により説明する。
により説明する。
本発明の実施例のブロック図を第8図に示す。
電圧制御発振器7の発振周波数をサブキャリアの6倍で
ある228KHzとし、第1の分周器8を分周比1/2
の分周器81と分周比1/3の分周器82で構成し、分
周器8.の出力信号(これはサブキャリアの3倍の周波
数を基本波とする)をスイッチング回路12に入力して
コンポジット信号をスイッチングし、スイッチング回路
2,12のそれぞれの出力を加(減)算回路13により
適当な割合で加減して復調出力を得るもので他の記号は
第2図の例の場合と同様な役割を果たす。
ある228KHzとし、第1の分周器8を分周比1/2
の分周器81と分周比1/3の分周器82で構成し、分
周器8.の出力信号(これはサブキャリアの3倍の周波
数を基本波とする)をスイッチング回路12に入力して
コンポジット信号をスイッチングし、スイッチング回路
2,12のそれぞれの出力を加(減)算回路13により
適当な割合で加減して復調出力を得るもので他の記号は
第2図の例の場合と同様な役割を果たす。
説明のためコンポジット信号にサブキャリアの3次高調
波を中心とした不要スペクトラムが存在する場合を考え
るとFMステレオ復調器入力は (L+R)+(L−R)■swt + Pcos −z
−)−xCO3(3w t±wpt) −・−(7)
但しXは不要スペクトラムの振巾、wpはサブキャリア
の3倍の周波数からの差の角周波数で表わされる。
波を中心とした不要スペクトラムが存在する場合を考え
るとFMステレオ復調器入力は (L+R)+(L−R)■swt + Pcos −z
−)−xCO3(3w t±wpt) −・−(7)
但しXは不要スペクトラムの振巾、wpはサブキャリア
の3倍の周波数からの差の角周波数で表わされる。
既に説明したようにスイッチング回路2のオーディオ出
力は で表わされ−CO3w p tなる不要な成分を含む。
力は で表わされ−CO3w p tなる不要な成分を含む。
3π
一方スイツチング回路12のオーディオ出力も同様に
と表わされるので加(減)算回路13で1対αの割合で
加算すると ・・・・・・(12) となり(3) ? (4)式の場合と同様この両出力を
適当な割合で加減することによりステレオ復調ができる
。
加算すると ・・・・・・(12) となり(3) ? (4)式の場合と同様この両出力を
適当な割合で加減することによりステレオ復調ができる
。
ところで加算割合αをiに設定することはバラツキを考
慮すると固定で行なうことは難しい。
慮すると固定で行なうことは難しい。
しかし第9図に示すようにスイッチング回路12へのコ
ンポジット信号を可変利得制御回路14を通じ、又は第
10図に示すようにスイッチング回路12の出力を可変
利得制御回路15を通じて調整できるようにすることに
よって解決される。
ンポジット信号を可変利得制御回路14を通じ、又は第
10図に示すようにスイッチング回路12の出力を可変
利得制御回路15を通じて調整できるようにすることに
よって解決される。
勿論スイッチング回路2の入力レベル又は出力レベルを
調整することによっても同様に目的を達することができ
る。
調整することによっても同様に目的を達することができ
る。
第11図は本発明にかかるスイッチング回路2゜12お
よび加算回路13のICに適した具体回路例を示したも
のである。
よび加算回路13のICに適した具体回路例を示したも
のである。
スイッチング回路2ではコンポジット信号はトランジス
タ21.22%抵抗2a 、24.25で構成される差
動増巾器に入力される。
タ21.22%抵抗2a 、24.25で構成される差
動増巾器に入力される。
この差動増巾器出力はサブキャリア(38KHz)でト
ランジスタ26,27,28,2.をスイッチングされ
ることによって乗算が行なわれる。
ランジスタ26,27,28,2.をスイッチングされ
ることによって乗算が行なわれる。
スイッチング回路12でも同様にしてコンポジット信号
はトランジスタ12..12□、抵抗123゜124お
よび可変抵抗器12.で構成される差動増巾器に入力さ
れサブキャリアのN倍(本例の場合3倍)の周波数でト
ランジスタ126,127゜128.12.をスイッチ
ングする。
はトランジスタ12..12□、抵抗123゜124お
よび可変抵抗器12.で構成される差動増巾器に入力さ
れサブキャリアのN倍(本例の場合3倍)の周波数でト
ランジスタ126,127゜128.12.をスイッチ
ングする。
第1のスイッチング回路2および第2のスイッチング回
路12の出力は負荷抵抗13□、132でそれぞれ加(
減)算される。
路12の出力は負荷抵抗13□、132でそれぞれ加(
減)算される。
抵抗125は可変となっており第9図又は第10図の可
変利得制御回路14.15の役割を果たしこの値を調整
することによって(8)式の第3項を打消すことができ
る、すなわちビートを低減することができる。
変利得制御回路14.15の役割を果たしこの値を調整
することによって(8)式の第3項を打消すことができ
る、すなわちビートを低減することができる。
以上説明したごとく本発明によれば、フィルタを用いて
いないので希望放送局と隣接放送局との差周波数とサブ
キャリア高調波とによる不要音は復調出力の周波数特性
を損うことなく除去できる。
いないので希望放送局と隣接放送局との差周波数とサブ
キャリア高調波とによる不要音は復調出力の周波数特性
を損うことなく除去できる。
第8図の実施例ではサブキャリアが矩形波であるため第
3次高調波に注目し電圧制御発振器1の発振周波数を2
28KHzで説明したが、これはサブキャリアのデユー
ティ比50%を確保するため(38X3)X2としたも
ので、この周波数に限定されるものでなく、第1の分周
器8によってサブキャリア38KHzとサブキャリアの
3倍の114KHzを得られる関係すなわちサブキャリ
アの3・N倍の周波数(但しNは整数)であればいずれ
でも良い。
3次高調波に注目し電圧制御発振器1の発振周波数を2
28KHzで説明したが、これはサブキャリアのデユー
ティ比50%を確保するため(38X3)X2としたも
ので、この周波数に限定されるものでなく、第1の分周
器8によってサブキャリア38KHzとサブキャリアの
3倍の114KHzを得られる関係すなわちサブキャリ
アの3・N倍の周波数(但しNは整数)であればいずれ
でも良い。
又本発明の説明ではサブキャリアの3次高調波付近の不
要スペクトルについて述べたが、同様な手法をその他の
高次高調波にも適用できることは容易に類推することが
できる。
要スペクトルについて述べたが、同様な手法をその他の
高次高調波にも適用できることは容易に類推することが
できる。
第3図のように矩形波でスイッチングを行なう場合、ス
イッチング波には奇数次高調波が含まれるので奇数次高
調波附近が問題となるが、この場合でも第5図の2つの
放送周波数差の出力の実測値よりわかるように3次(1
14KHz)と5次(190KHz)では約、2 Q
dB程5次の方が低く3次を改善すれば実用上大巾な改
善となる。
イッチング波には奇数次高調波が含まれるので奇数次高
調波附近が問題となるが、この場合でも第5図の2つの
放送周波数差の出力の実測値よりわかるように3次(1
14KHz)と5次(190KHz)では約、2 Q
dB程5次の方が低く3次を改善すれば実用上大巾な改
善となる。
【図面の簡単な説明】
第1図はパイロットトーン方式ステレオのコンポジット
信号のスペクトラム図、第2図は従来のPLL方式を用
いたステレオ復調回路のフ狛ツク図、第3図は第2図の
PLL回路で得られるサブキャリアの波形図、第4図は
2つの放送信号の合成ベクトル図、第5図は2つの放送
の周波数差によって得られるFM検波出力の実測値を示
す図、第6図は隣接局がある場合のFM検波出力の特性
図、第7図は従来の復調器のブロック図、第8図は本発
明によるステレオ復調回路のブロック図、第9図、第1
0図は本発明のステレオ復調回路のスイッチング回路の
他の実施例を示すブロック図、第11図は本発明のステ
レオ復調回路のスイッチング回路及び加算回路の具体的
な実施例を示す回路図である。 2.12・・・・・・スイッチング回路、7・・・・・
・VCo。 8・・・・・・第1の分周器、9・・・・・・第2の分
周器、4・・・・・・位相比較器、13・・・・・・加
(減)算回路、14゜15・・・・・・可変利得装置。
信号のスペクトラム図、第2図は従来のPLL方式を用
いたステレオ復調回路のフ狛ツク図、第3図は第2図の
PLL回路で得られるサブキャリアの波形図、第4図は
2つの放送信号の合成ベクトル図、第5図は2つの放送
の周波数差によって得られるFM検波出力の実測値を示
す図、第6図は隣接局がある場合のFM検波出力の特性
図、第7図は従来の復調器のブロック図、第8図は本発
明によるステレオ復調回路のブロック図、第9図、第1
0図は本発明のステレオ復調回路のスイッチング回路の
他の実施例を示すブロック図、第11図は本発明のステ
レオ復調回路のスイッチング回路及び加算回路の具体的
な実施例を示す回路図である。 2.12・・・・・・スイッチング回路、7・・・・・
・VCo。 8・・・・・・第1の分周器、9・・・・・・第2の分
周器、4・・・・・・位相比較器、13・・・・・・加
(減)算回路、14゜15・・・・・・可変利得装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 コンポジット信号に含まれるパイロット信号の位相
に同期してサブキャリア周波数のN倍の周波数(Nは3
以上の整数)を有する信号を発振する電圧制御発振器と
: 前記電圧制御発振器の出力信号が供給され、前■ 配電圧制御発振器の出力信号の周波数をNに分周して前
記サブキャリア周波数と同じ周波数を有する第]のスイ
ッチング信号を得る第1の分周器と:前記電圧制御発振
器の出力信号が供給され、前記電圧制御発振器の出力信
号の周波数を分周して前記サブキャリア周波数の3倍の
周波数を有する第2のスイッチング信号を得る第20分
周器と:前記コンポジット信号が供給されこれを増幅す
る第1の増幅器と: ■ 前記第]の増幅器の増幅度のIの増幅度を有し、前記コ
ンポジット信号が供給されこれを増幅して■ 前記第4の増幅器の出力信号の振幅のIの振幅を有する
出力信号を出力する第2の増幅器と;前記第4のスイッ
チング信号と前記第4の増幅器の出力信号が供給され前
記コンポジット信号から左チャンネル信号と右チャンネ
ル信号を分離する第1のスイッチング回路と: 前記第2のスイッチング信号と前記第2の増幅器の出力
信号が供給され前記コンポジット信号から左チャンネル
信号と右チャンネル信号を分離する第2のスイッチング
回路と: 前記第1のスイッチング回路の左チヤンネル出力信号と
前記第2のスイッチング回路の左チヤンネル出力信号と
を加算する第1の加算器と;前記第1のスイッチング回
路の右チヤンネル出力信号と前記第2のスイッチング回
路の右チヤンネル出力信号とを加算する第2の加算器と
:からなるステレオ復調回路。 2 前記第1及び第2の増幅器はそれぞれ差動増幅器か
らなり、前記第2の増幅器を構成する第2の差動増幅器
は前記第1の増幅器を構成する第1の差動増幅器の増幅
度の百の増幅度を有することを特徴とする特許請求の範
囲第1項に記載されたステレオ復調回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP54014230A JPS5854691B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-02-13 | ステレオ復調方式 |
US06/118,974 US4334125A (en) | 1979-02-13 | 1980-02-06 | Stereo demodulator circuit |
DE3005033A DE3005033C2 (de) | 1979-02-13 | 1980-02-11 | Stereomodulatorschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP54014230A JPS5854691B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-02-13 | ステレオ復調方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPS5854691B2 true JPS5854691B2 (ja) | 1983-12-06 |
Family
ID=11855262
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP54014230A Expired JPS5854691B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-02-13 | ステレオ復調方式 |
Country Status (3)
Country | Link |
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JP (1) | JPS5854691B2 (ja) |
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DE3114761A1 (de) * | 1981-04-11 | 1982-10-28 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Demodulatorschaltung |
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US4506376A (en) * | 1981-12-17 | 1985-03-19 | Pioneer Electronic Corporation | Subcarrier signal generator for use in stereo tuners |
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US5357544A (en) * | 1992-07-21 | 1994-10-18 | Texas Instruments, Incorporated | Devices, systems, and methods for composite signal decoding |
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1979
- 1979-02-13 JP JP54014230A patent/JPS5854691B2/ja not_active Expired
-
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- 1980-02-11 DE DE3005033A patent/DE3005033C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
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US4334125A (en) | 1982-06-08 |
DE3005033A1 (de) | 1980-08-14 |
JPS55107355A (en) | 1980-08-18 |
DE3005033C2 (de) | 1985-01-03 |
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