JPS5944828B2 - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
- Publication number
- JPS5944828B2 JPS5944828B2 JP54116023A JP11602379A JPS5944828B2 JP S5944828 B2 JPS5944828 B2 JP S5944828B2 JP 54116023 A JP54116023 A JP 54116023A JP 11602379 A JP11602379 A JP 11602379A JP S5944828 B2 JPS5944828 B2 JP S5944828B2
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- Japan
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- signal
- pulse train
- subcarrier
- signals
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/63—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for separation improvements or adjustments
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭ受信機に関し特にＦＭステレオ受信機のＦ
Ｍステレオ信号復調回路に関する。
Ｍステレオ信号復調回路に関する。
ＦＭステレオ受信機においては、ＦＭ受信信号を中間周
波信号に変換後、ＦＭ検波回路によって検波していわゆ
るコンポジット信号を得、しかる後にマルチプレックス
復調回路において左右のステレオ信号に分離復調してい
る。
波信号に変換後、ＦＭ検波回路によって検波していわゆ
るコンポジット信号を得、しかる後にマルチプレックス
復調回路において左右のステレオ信号に分離復調してい
る。
近時のＦＭチューナにおいては音質向上がよシー要望ま
れていわゆるＨ ｉ −Ｆ ｉチューナが要求される。
れていわゆるＨ ｉ −Ｆ ｉチューナが要求される。
か＼る要求に答えるためには、チューナにおける信号経
路を出来るだけ短くすることが必要となる。
路を出来るだけ短くすることが必要となる。
上記のＦＭチューナのステレオ信号復調方式では、ＦＭ
検波段とマルチプレックス復調段の２回路を信号が経由
すると共に、当該回路における信号歪は避けられず、よ
ってＨｉ −Ｆ ｉチューナとするには限度がある。
検波段とマルチプレックス復調段の２回路を信号が経由
すると共に、当該回路における信号歪は避けられず、よ
ってＨｉ −Ｆ ｉチューナとするには限度がある。
更に、スイッチング信号として矩形波サブキャリヤ信号
を用いているため、このサブキャリヤ信号に含まれる奇
数次高調波によるビート妨害が生じる。
を用いているため、このサブキャリヤ信号に含まれる奇
数次高調波によるビート妨害が生じる。
このため、ステレオ復調出力を所謂アンチ・バーディ・
フィルタ（Ａｎｔｉ Ｂ ｉ ｒｄｙ Ｆ ｉ ｌ ｔ
ｅｒ）と呼ばれるフィルタを通して高調波成分を除去す
るようにしているが、このフィルタを通過することによ
シ復調信号に歪やセパレーションの悪化が生じ易くなる
。
フィルタ（Ａｎｔｉ Ｂ ｉ ｒｄｙ Ｆ ｉ ｌ ｔ
ｅｒ）と呼ばれるフィルタを通して高調波成分を除去す
るようにしているが、このフィルタを通過することによ
シ復調信号に歪やセパレーションの悪化が生じ易くなる
。
本発明の目的はＦＭ受信信号の経路を出来るだけ短くし
て信号の歪の発生を抑え音質劣化を防止したＦＭ受信機
を提供することである。
て信号の歪の発生を抑え音質劣化を防止したＦＭ受信機
を提供することである。
本発明のＦＭ受信はＦＭ検波と左右チャンネル信号の分
離復調とを同時に行うことを特徴とするものであって、
ＦＭ信号の各瞬時周波数に対応した清報を有するパルス
列信号（例えばＰＰＭＦＭ信号発生させ、またこのパル
ス列信号又はＦＭ信号からパイロット信号成分と同相の
サブキャリヤ信号とこの信号と逆相の信号とをそれぞれ
所定直流分を含んで発生させ、この直流分を含んだサブ
キヤリャ信号の正逆信号の各々とパルス列信号との乗算
をなしこれら各乗算信号からＦＭ信号に含まれている左
右チャンネル信号をそれぞれ分離出力するようにしたこ
とを特徴としている。
離復調とを同時に行うことを特徴とするものであって、
ＦＭ信号の各瞬時周波数に対応した清報を有するパルス
列信号（例えばＰＰＭＦＭ信号発生させ、またこのパル
ス列信号又はＦＭ信号からパイロット信号成分と同相の
サブキャリヤ信号とこの信号と逆相の信号とをそれぞれ
所定直流分を含んで発生させ、この直流分を含んだサブ
キヤリャ信号の正逆信号の各々とパルス列信号との乗算
をなしこれら各乗算信号からＦＭ信号に含まれている左
右チャンネル信号をそれぞれ分離出力するようにしたこ
とを特徴としている。
以下本発明を図面によって説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であシ、フ
ロントエンド１にて得られた１０．７■七のＩＦ（中間
周波）信号はＩＦアンプ２において増幅されて次段の２
ｎｄミキサ３に入力される。
ロントエンド１にて得られた１０．７■七のＩＦ（中間
周波）信号はＩＦアンプ２において増幅されて次段の２
ｎｄミキサ３に入力される。
この２ ｎｄ ミキサ３では２ｎｄローカル４よシの所
定周波数を有する局発信号と混合されて信号処理を行い
易くするために、１０．７ＭＨｚのＩＦ周波数よシ低い
例えばＩＭＨｚのＦＭ信号に変換される。
定周波数を有する局発信号と混合されて信号処理を行い
易くするために、１０．７ＭＨｚのＩＦ周波数よシ低い
例えばＩＭＨｚのＦＭ信号に変換される。
この変換信号は低域フィルタ５を介してリミッタ６に入
力されて振幅制限を受ける。
力されて振幅制限を受ける。
この振幅制限出力の例えば立上りにてトリガされる単安
定マルチ７を設けることによシ、単安定出力はＦＭ信号
の各瞬時周波数に対応して発生位置が異なるように位置
変調を受けたＰＰＭ（パルス位置変調）信号となってい
る。
定マルチ７を設けることによシ、単安定出力はＦＭ信号
の各瞬時周波数に対応して発生位置が異なるように位置
変調を受けたＰＰＭ（パルス位置変調）信号となってい
る。
とのＰＰＭＦＭ信号Ｍ信号に対応したパルス列信号であ
る故にその周波数スペクトラム中には下記で示される周
波数成分をも含んでいる。
る故にその周波数スペクトラム中には下記で示される周
波数成分をも含んでいる。
こ＼に、Ｌ、Ｒは左右チャンネル信号、ωはサブキャリ
ヤの角周波数、Ｐはパイロット信号（ω／２）の振幅を
示しているもので、上式（１）はいわゆるコンポジット
信号成分を表わしていることが判る。
ヤの角周波数、Ｐはパイロット信号（ω／２）の振幅を
示しているもので、上式（１）はいわゆるコンポジット
信号成分を表わしていることが判る。
上記成分中のパイロット信号成分を検出して、このパイ
ロット信号に同期したサブキャリヤ信号を発生すべくサ
ブキャリヤ信号発生回路８が設けられている。
ロット信号に同期したサブキャリヤ信号を発生すべくサ
ブキャリヤ信号発生回路８が設けられている。
当該回路８は例えば第２図に示すように周知のＰＬＬ（
フェイズロックドルーフ）を用いて容易に実現可能であ
る。
フェイズロックドルーフ）を用いて容易に実現可能であ
る。
すなわち、ＰＰＭ信号出力は位相比較８１へ印加される
。
。
こ＼でＶＣＯ（電圧制御型発振器）８２の自走周波数を
１９ＫＨｚＸ４゛−７６ＫＨｚに選定しておき、このＶ
ＣＯ出力を１／２分周器８３に２分周して矩形状３８Ｋ
Ｈｚ信号を得、この３８ＫＨｚ信号をサイン状のサブキ
ャリヤ信号とすべくＬＰＦ’８４へ印加する。
１９ＫＨｚＸ４゛−７６ＫＨｚに選定しておき、このＶ
ＣＯ出力を１／２分周器８３に２分周して矩形状３８Ｋ
Ｈｚ信号を得、この３８ＫＨｚ信号をサイン状のサブキ
ャリヤ信号とすべくＬＰＦ’８４へ印加する。
とのＬＰＦ８４の出力がパイロット信号と同相のサブキ
ャリヤ信号となるが、この出力はまた矩形パルスに変換
すべくレベルコンパレータ８５に入力され、その矩形出
力は再び１／２分周器８６にて分周されて１９ＫＨｚ信
号となる。
ャリヤ信号となるが、この出力はまた矩形パルスに変換
すべくレベルコンパレータ８５に入力され、その矩形出
力は再び１／２分周器８６にて分周されて１９ＫＨｚ信
号となる。
この１９ＫＨｚ信号と先のＰＰＭ信号中のパイロット信
号成分との位相差が比較器８１にて比較されて、その差
に応じた出力がＬＰＦ８７．ＤＣアンプ８８を介してＶ
ＣＯ８２の制御をなす構成である。
号成分との位相差が比較器８１にて比較されて、その差
に応じた出力がＬＰＦ８７．ＤＣアンプ８８を介してＶ
ＣＯ８２の制御をなす構成である。
よって、３８ＫＨｚフイルタ８４の出力にはパイロット
信号成分と完全に同期した同相のサイン状サブキャリヤ
信号が得られることが判る。
信号成分と完全に同期した同相のサイン状サブキャリヤ
信号が得られることが判る。
３８ＫＨｚのサブキャリヤ信号はそのま＼加算器９に印
加されると共に、位相反転器１０を介して逆相信号が別
の加算器１１へ印加される。
加されると共に、位相反転器１０を介して逆相信号が別
の加算器１１へ印加される。
これら加算器９，１１の加算入力としては直流バイアス
発生回路１６からの・直流分が加えられておシ、従って
、サブキャリヤ信号の正逆信号がそれぞれ所定直流レベ
ルだけレベルシフトした信号となシ、これら信号が次段
の各アナログゲート１２及び１３へそれぞれ入力される
。
発生回路１６からの・直流分が加えられておシ、従って
、サブキャリヤ信号の正逆信号がそれぞれ所定直流レベ
ルだけレベルシフトした信号となシ、これら信号が次段
の各アナログゲート１２及び１３へそれぞれ入力される
。
これらアナログゲート１２及び１３のオンオフのための
制御信号として先のＰＰＭＦＭ信号いられてお虱各ゲー
ト出力はそれぞれ積分回路１４及び１５へ入力され、こ
れら積分出力がそれぞれ左右チャンネル信号として用い
られる。
制御信号として先のＰＰＭＦＭ信号いられてお虱各ゲー
ト出力はそれぞれ積分回路１４及び１５へ入力され、こ
れら積分出力がそれぞれ左右チャンネル信号として用い
られる。
こ＼で直流バイアス発生回路１６の直流レベルを１／２
に設定し、またサブキャリヤ信号をｓｉｎωｔとすると
、加算器９の出力Ｃ（ｔ）は次式となる。
に設定し、またサブキャリヤ信号をｓｉｎωｔとすると
、加算器９の出力Ｃ（ｔ）は次式となる。
同じく加算器１１の出力Ｃ’（ｔ）は次式となる。
上記（２） ？ （３）式かられかるようにサブキャリ
ヤ信号は正弦波なので、加算器出力Ｃ（ｔ） 、 ｃ’
（ｔ）にはその奇数次高調波成分５ｉｎ３ （ｄｊ 、
５ｉｎ５ωｔ・・・は含まれていない。
ヤ信号は正弦波なので、加算器出力Ｃ（ｔ） 、 ｃ’
（ｔ）にはその奇数次高調波成分５ｉｎ３ （ｄｊ 、
５ｉｎ５ωｔ・・・は含まれていない。
そして、アナログゲーＨ２，１３においてはＰＰＭＦＭ
信号シ上言α２） 、 （３）式にて示される信号をス
イッチングして導出するものであるから、乗算機能と等
価と考えられる。
信号シ上言α２） 、 （３）式にて示される信号をス
イッチングして導出するものであるから、乗算機能と等
価と考えられる。
そしてＰＰＭＦＭ信号記の（１）式で示されるコンポジ
ット信号成分Ａ（ｔ）をそのスペクトラム中に含有して
いるものであるから、アナログゲートの各出力はこれら
の乗算とみることが可能となる。
ット信号成分Ａ（ｔ）をそのスペクトラム中に含有して
いるものであるから、アナログゲートの各出力はこれら
の乗算とみることが可能となる。
従って、アナログゲート１２の出力は次式となる。
Ａ（ｔ） Ｘ Ｃ（ｔ）−（Ｌ＋Ｒ）／２ ＋ （Ｌ−
Ｒ）／２−（（Ｌ−Ｒ） ｃｏｓ２ｏ）ｔ）／２＋ （
（Ｌ−Ｒ）ｓｉｎ鋼）々同様にアナログゲート１３の出
力は次式で示される。
Ｒ）／２−（（Ｌ−Ｒ） ｃｏｓ２ｏ）ｔ）／２＋ （
（Ｌ−Ｒ）ｓｉｎ鋼）々同様にアナログゲート１３の出
力は次式で示される。
Ａ（ｔ）Ｘ Ｃ’（ｔ）＝（Ｌ十Ｒ）／２−（Ｌ−Ｒ）
／２＋ （（Ｌ−Ｒ） ｃｃｙｓ２ωｔ）々＋（（Ｌ−
Ｒ）Ｓｌｎωｔ）Ａか＼る（４） 、 （５）式で示さ
れる信号を低域フィルタ機能の積分回路１４，１５をそ
れぞれ通すことによシ、ｓｉｎωを及びｓｌｎ、 ｆ、
の信号成分は除去されるから積分回路１４．１５の出力
は次式となる。
／２＋ （（Ｌ−Ｒ） ｃｃｙｓ２ωｔ）々＋（（Ｌ−
Ｒ）Ｓｌｎωｔ）Ａか＼る（４） 、 （５）式で示さ
れる信号を低域フィルタ機能の積分回路１４，１５をそ
れぞれ通すことによシ、ｓｉｎωを及びｓｌｎ、 ｆ、
の信号成分は除去されるから積分回路１４．１５の出力
は次式となる。
尚、上述のようにサブキャリヤ信号には奇数次高調波成
分は含まれていないので、（４） １ （５）式から明
らかなようにアナログゲート１２，１３によるコンポジ
ット信号成分Ａ（ｔ）との乗算出力Ａ（ｔ） Ｘ Ｃ（
ｔ）及びＡ（ｔ）Ｘ Ｃ’（ｔ）にも高調波成分は含ま
れていない。
分は含まれていないので、（４） １ （５）式から明
らかなようにアナログゲート１２，１３によるコンポジ
ット信号成分Ａ（ｔ）との乗算出力Ａ（ｔ） Ｘ Ｃ（
ｔ）及びＡ（ｔ）Ｘ Ｃ’（ｔ）にも高調波成分は含ま
れていない。
Ａ（ｔ）Ｘ Ｃ（ｔ＞＝ （Ｌ＋Ｒ）／２＋（Ｌ−Ｒ）
／２ ＝ ＬＡ（ｔ）Ｘ Ｃτｔ）＝ （Ｌ−Ｒ）／２
− （Ｌ−Ｒ）／２ ＝Ｒすなわち、左右チャンネル信
号がそれぞれ分離出力されることになる。
／２ ＝ ＬＡ（ｔ）Ｘ Ｃτｔ）＝ （Ｌ−Ｒ）／２
− （Ｌ−Ｒ）／２ ＝Ｒすなわち、左右チャンネル信
号がそれぞれ分離出力されることになる。
この場合、サブキャリヤ信号が１９ＫＨｚパイロット信
号と完全に同相ではないような時には当然左右チャンネ
ル信号出力ではセパレーションが悪化するから、直流バ
イアス発生回路１６の直流レベルを６とせず適当な値に
調整すればセパレーション調整が可能となることか判る
。
号と完全に同相ではないような時には当然左右チャンネ
ル信号出力ではセパレーションが悪化するから、直流バ
イアス発生回路１６の直流レベルを６とせず適当な値に
調整すればセパレーション調整が可能となることか判る
。
上記においては定量的に動作説明を行ったが、第３図Ａ
−Ｅの波形を用いて概略動作を説明する。
−Ｅの波形を用いて概略動作を説明する。
説明の便宜上、左チャンネル信号のみ存在し右チャンネ
ル信号が無い場合を考えるに、左チャンネル信号（実際
には（Ｌ−Ｒ）信号）によシ３８ＫＨｚのサブキャリヤ
信号がＡのように振幅変調されておシ、この信号成分を
含む信号によりＦＭ信号が得られるものであるから、Ｐ
ＰＭＦＭ信号に示すようにＡの信号振幅が犬のときには
パルス密度が大とな）、逆に信号振幅が小のときには小
となる。
ル信号が無い場合を考えるに、左チャンネル信号（実際
には（Ｌ−Ｒ）信号）によシ３８ＫＨｚのサブキャリヤ
信号がＡのように振幅変調されておシ、この信号成分を
含む信号によりＦＭ信号が得られるものであるから、Ｐ
ＰＭＦＭ信号に示すようにＡの信号振幅が犬のときには
パルス密度が大とな）、逆に信号振幅が小のときには小
となる。
Ｃは加算器９，１１の出力波形を示し、十Ｂだけレベル
シフトされている。
シフトされている。
従って、アナログゲート出力はＤのようになることは明
白である。
白である。
尚、サインカーブはゲート出力のエンベロープ波形であ
る。
る。
よって当該出力りを積分することによってＥに示す波形
すなわちＡの左チャンネル信号が得られ、復調可能であ
ることが判る。
すなわちＡの左チャンネル信号が得られ、復調可能であ
ることが判る。
上記において、サブキャリヤ信号発生回路８の入力とし
てＰＰＭＦＭ信号いたが、例えばＩＦアンプ２の出力を
ＦＭ検波する一般のクワドラチャ検波器にて検波し、こ
のコンポジット検波信号からサブキャリヤ信号を得るよ
うにしてもよい。
てＰＰＭＦＭ信号いたが、例えばＩＦアンプ２の出力を
ＦＭ検波する一般のクワドラチャ検波器にて検波し、こ
のコンポジット検波信号からサブキャリヤ信号を得るよ
うにしてもよい。
この場合の検波器としては単にパイロット信号のみを得
るのが目的であるから歪率特性は重視されず簡単な構成
としうるととになる。
るのが目的であるから歪率特性は重視されず簡単な構成
としうるととになる。
以上述べた如く、本発明によれば正弦波サブキャリヤ信
号をＦＭコンポジット信号成分を含むパルス列信号によ
シスイツチングすることによって、両者の信号を乗算し
てステレオ復調信号を得るようにしたので、サブキャリ
ヤ信号の奇数次高調波によるビート妨害を生じることが
ない。
号をＦＭコンポジット信号成分を含むパルス列信号によ
シスイツチングすることによって、両者の信号を乗算し
てステレオ復調信号を得るようにしたので、サブキャリ
ヤ信号の奇数次高調波によるビート妨害を生じることが
ない。
また、ＦＭ受信信号から直接分離復調できるので信号経
路が短くなっていわゆるＨｉ−Ｆｉ再再生期待できるし
、セパレーション調整が単に直流バイアスレベル調整に
よって可能となり、回路の簡素化が図れる。
路が短くなっていわゆるＨｉ−Ｆｉ再再生期待できるし
、セパレーション調整が単に直流バイアスレベル調整に
よって可能となり、回路の簡素化が図れる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図におけるサブキャリヤ信号発生回路のブロック図、
第３図Ａ−Ｅは第１図のブロックの動作波形図である。 主要部分の符号の説明、７・・・・・・単安定マルチ、
８・・・・・・サブキャリヤ信号発生回路、９，１１・
・・・・・加算器、１０・・・・・・位相反転回路、１
６・・・・・・直流バイアス発生回路、１２，１３・・
・・・・アナログゲート、１４．１５・・・・・・積分
器。
１図におけるサブキャリヤ信号発生回路のブロック図、
第３図Ａ−Ｅは第１図のブロックの動作波形図である。 主要部分の符号の説明、７・・・・・・単安定マルチ、
８・・・・・・サブキャリヤ信号発生回路、９，１１・
・・・・・加算器、１０・・・・・・位相反転回路、１
６・・・・・・直流バイアス発生回路、１２，１３・・
・・・・アナログゲート、１４．１５・・・・・・積分
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｉ ＦＭ受信信号の各瞬時周波数に対応して発生位置
が異なるように位置変調をうけたパルス位置変調信号に
よるパルス列信号を発生するパルス変調信号発生手段と
、前記ＦＭ受信信号又は前記パルス列信号に含まれるパ
イロット信号成分を選択的に検出してこのパイロット信
号と同相の正弦波サブキャリヤ信号及びこの正弦波サブ
キャリヤ信号と逆相の信号を所定直流分を含んでそれぞ
れ発生する正弦波サブキャリヤ信号発生手段と、前記所
定直流分を含んだ正弦波サブキャリヤ信号の正逆相信号
の各々を前記パルス列信号によってスイッチングするこ
とによシ正逆相信号とパルス列信号との乗算をなす乗算
手段と、これら各乗算信号から前記ＦＭ受信信号に含ま
れるステレオ信号をそれぞれ分離出力する分離手段とを
含むＦＭ受信機。 ２ 前記前記乗算手段は前記パルス列信号により前記正
弦波サブキャリヤ信号の伝達がオンオフ制菌されるアナ
ログゲートを有する特許請求の範囲第１項記載のＦＭ受
信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54116023A JPS5944828B2 (ja) | 1979-09-10 | 1979-09-10 | Ｆｍ受信機 |
| US06/185,846 US4362906A (en) | 1979-09-10 | 1980-09-10 | FM Receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54116023A JPS5944828B2 (ja) | 1979-09-10 | 1979-09-10 | Ｆｍ受信機 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6090184A Division JPS6022841A (ja) | 1984-03-30 | 1984-03-30 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5640340A JPS5640340A (en) | 1981-04-16 |
| JPS5944828B2 true JPS5944828B2 (ja) | 1984-11-01 |
Family
ID=14676859
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54116023A Expired JPS5944828B2 (ja) | 1979-09-10 | 1979-09-10 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4362906A (ja) |
| JP (1) | JPS5944828B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4497063A (en) * | 1981-06-26 | 1985-01-29 | Pioneer Electronic Corporation | FM stereo demodulator |
| US4502148A (en) * | 1981-06-26 | 1985-02-26 | Pioneer Electronic Corporation | FM Stereo demodulator for demodulating stereo signals directly from an FM intermediate frequency signal |
| JPS5830249A (ja) * | 1981-08-18 | 1983-02-22 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ復調回路 |
| JPS5943644A (ja) * | 1982-09-04 | 1984-03-10 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ復調回路 |
| JPH0614204B2 (ja) * | 1983-02-28 | 1994-02-23 | キヤノン株式会社 | 画像形成装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5179502A (en) * | 1975-01-06 | 1976-07-10 | Hitachi Ltd | Efuemu maruchipuretsukusufukuchokairo |
| GB2052218B (en) * | 1979-01-09 | 1983-04-20 | Victor Company Of Japan | Method and apparatus for frequency multiplying an electrical signal |
-
1979
- 1979-09-10 JP JP54116023A patent/JPS5944828B2/ja not_active Expired
-
1980
- 1980-09-10 US US06/185,846 patent/US4362906A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5640340A (en) | 1981-04-16 |
| US4362906A (en) | 1982-12-07 |
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| US4018994A (en) | Compatible AM stereophonic receivers | |
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