DE2636070C2 - Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines frequenzmodulierten Signals in ein amplitudenmoduliertes Signal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 genannten Art. Sie dient dazu, ein frequenzmoduliertes Signal in ein amplitudenmoduliertes Signal umzusetzen. Dabei soll die Modulation erhalten bleiben, d. h, das modulierende Signal, aus dem durch Frequenzmodulation des ersten Trägers das frequenzmoduilierte Signal am Eingang dieser Schaltungsanordnung gebildet wird, soll dasselbe sein, dem nachher auch die Amplitudenmodulation des zweiten Trägers entspricht.

Eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 genannten Art ist aus der DE-OS 59 585 bekannt. Nachteilig an dieser Schaltung ist, daß die Linearität der Abhängigkeit der Amplitude des amplitudenmodulierten Signals am Ausgang von den Frequenzänderungen des frequenzmodulierten Signals am Eingang dabei noch nicht zufriedenstellend ist. Die Amplitude des amplitudenrnodulierten Signals am Ausgang hängt nämlich u. a. von Fluktuationen der Amplitude des frequenzmodulierten Signals am Eingang ab, se daß man bei der bekannten Schaltung — um diese Fluktuationen auszuschalten — einen besonders exakt arbeitenden Amplitudenbegrenzer zwingend der gesamten Schaltungsanordnung vorschalten muß. Ferner ist nachteilig an der bekannten Schaltung, daß man die zweite Trägerfrequenz, mit der das Ausgangssignal amplitudenmeduliert ist nicht beliebig wählen kann, sondern dabei im Hinblick auf den konkreten Schaltungsaufbau in besonderem Maße der Frequenz des frequenzmodulierten Signals am Eingang Rechnung tragen muß.
In »Hochfrequenztechnik«, 4. Lehrbrief (Nachdruck 1956), der »Lehrerbriefe für das Fernstudium«, hrsg. von der Technischen Hochschule Dresden, VEB Verlag Technik Berlin, S. 218, ist zur Frequenz-Demodulation einen sog. »Zweiflanken-Demodulator« beschrieben, bei dem zwei Röhren gleichphasig durch die frequenzmodulierte Spannung gesteuert werden und zwei gegeneinander verstimmte Kreise speisen, wobei die Anodenspannungen der Röhre voneinander subtrahiert werden und die Differenzspannung das deniodulierte Niederfrequenzsignal darstellt Hier geht es um die Um-Wandlung eines frequenzmodulierten Signals in ein NF-Signai (Demodulation), wohingegen die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, — ausgehend von dem Stande der Technik — nicht eine solche Demodulation, sondern eine Umsetzung FM/AM-Modulation unter Beibehaltung des modulierten Signals (das also bei dieser bekannten Demodulator der abgegebenen NF-Spannung entspricht), und somit in ein Signal in einem bestimmten Basisband, zum Gegenstand hat.
Es ist Aufgabe vorliegender Erfindung, die Linearität zwischen den Frequenzveränderungen des frequenzmodulierten Signals am Eingang und den Amplitudenveränderungen des amplitudenmodulieren Signals am Ausgang zu verbessern; die Verbesserung soll dabei insbesondere derart sein, daß ohne Verzicht auf exzellente Linearität auf einen vorgeschalteten Amplitudenbegrenzer verzichtet werden kann. Ferner so!! der Scha!- tungsaufbau so sein, daß der zweite Träger, durch dessen Amplitudenmodulation das Signa! am Ausgang entsteht, unabhängig von der Frequenz des frequenzmodulierten Signals am Eingang frei wählbar ist

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst
Das frequenzmodulierte Signal am Eingang wird also in einem Netzwerk — im Prinzip einem Filter mit einem Eingang und zwei Ausgängen — in zwei Signale mit unterschiedlicher Frequenz/Amplituden-Charakteristik umgesetzt. Beide Signalkomponenten gelangen an nichtlineare Elemente, d. h. Elemente mit von der Amplitude des anliegenden Signals abhängiger Impedanz, so daß auf diese Weise erreicht wird, daß die jeweilige r.iomentane Impedanz dieser beiden nichtlinearen Elemente von der Frequenz des am Eingang anliegenden frequenzmodulierten Signals bestimmt wird. Wird nun gleichzeitig diesen beiden nichtlinearen Elementen der zweite Träger zugeführt, so wird dieser jeweils an beiden nichtlinearen Elementen amplitudenmoduliert, und zwar entsprechend dem jeweils durch die Frequenz des frequenzmodulierten Signais am Eingang bestimmten momentanen Wertes der Impedanz der nichtlinearen Elemente. Die beiden an den beiden nichtlincaren Elementen entstehenden Signale werden dann voneinander subtrahiert, d. h. in einer Kombinationsschaltung überlagert, nachdem einer der beiden Signalkomponenten eine Phasendrehung von 180" erteilt worden ist. Das Differenzsignal ist dann das Ausgangssignal, das über einen weiten Bereich ohne die zwingende Notwendigkeit eines Amplitudenbegrenzers am Ausgang eine her-

vorragende Linearität aufweist

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß dem Ausgangssignal in einem weiteren Netzwerk mit einem bestimmten Signal der zweite Träger überlagert wird. Das dient dazu, den Nulldurchgang der Kennlinie für die Abhängigkeit der Amplitude des amplitudenmodulierten Signals am Ausgang von der Frequenz des frequenzmodulierten Signals am Eingang so zu verschieben daß dies bestimmten Anwendungen (Umsetzung von Videosignalen) optimal angepaßt werden kann.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es stellt dar

F i g. 1 eine Schaltungsanordnung nach dem Stande der Technik;

F i g. 2 bis 4 Kennlinien zur Erläuterung von F i g. 1;

F i g. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel;

F i g. 6 bis U Kennlinien zur Erläuterung von F i g. 5;

Fig. 12 bis 14 Möglichkeiten der Realisierung des Netzwerkes 2Ϊ2 nach F i g. 5;

Fig. 15 bis 17 Möglichkeiten der Realisierung des Teilers 215 bzw. der KombinationsschaltungeE 216,217 in F i g. 5;

F i g. 18 bis 20 weitere Ausführungsbeispiele;

Fig.21 bis 27 Beispiele für die Realisierung nichtlinearer Netzwerke mit veränderlicher Impedanz bei den Ausführungsbeispielen;

F i g. 28 ein weiteres Ausführungsbeispiel;

F i g. 29 verschiedene Amplitudenverläufe beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 28;

F i g. 30 bis 35 weitere Ausführungsbeispiele;

F i g. 36 verschiedene Signalverläufe zum Ausführungsbeispiel nach F i g. 35.

Die F i g. 1 bis 4 zeigen eine bekannte Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines frequenzmodulierten Signals in ein amplitudenmoduliertes Signal (FM/A M-Konverter). An den Eingang 201 gelangt das FM-Signal mit einer momentanen Frequenz /Ί; sie liegt oberhalb oder unterhalb einer bestimmten Frequenz /o, die als Mittenfrequenz des FM-Signals bezeichnet wird. Das AM-Signal am Ausgang 209 hat die Trägerfrequenz f₂. Vom Eingang 201 gelangt das FM-Signal an ein Netzwerk 202; seine Übertragungseigenschaften hängen von der Frequenz /1 des FM-Signals am Eingang ab und haben bei der Frequenz k einen bestimmten Wert. In F i g. 2 ist ein Beispiel der Abhängigkeit der Amplitude E\ des Signals am Ausgang des Netzwerks 202 von der Frequenz f\ dargestellt. Vom Netzwerk 202 gelangt das Signal an eine Diode 203 über eine Bandsperre 204 für die relativ hoch liegende Frequenz f₂ des zweiten Trägers h. Die Diode 203 richtet das Signal mit der Amplitude E\ gleich, so daß ein gleichgerichteter Strom U über den geschlossenen Schaltkreis fließt, den die Diode 203 und die für tiefe Frequenzen ausgelegte Bandsperre 205 bilden. Id ändert sich mit E\. Es ist nun vorgesehen, daß sich die Kleinsignal-Impedanz Rd der Diode 203 in der aus F i g. 3 ersichtlichen Art und Weise ebenfalls ändert. Der Diode 203 ist dann ferner über eine zweite Bandsperre 207 für die Frequenz (\ des FM-Signals mit einer Richtungsleitung 206 verbunden, die z. B. als Brükkenschaltung, Richtungskoppler oder Zirkulator ausgebildet und defen Leitungswiderstand Rq ist. Wird dem Eingangsanschluß 208 der Richtungsleitung 206 ein Trägersignal mit der f·". equenz I₂ zugeführt, so ergibt sich am Ausgang 209 ein AM-Signal mit der momentanen Amplitude £2. Dabei ergibt sich die in F i g. 4 dargestellte Abhängigkeit der Amplitude £2 des AM-Signals an 209 von der Frequenz f\ des FM-Signals an 201. Der Tiefpaß 205 ist für f\ und f₂. Da das Trägersignal I₂ auch an die Diode 203 gelangt, hat der gleichgerichtete Strom Id Komponenten folgender Frequenzen:

I m/i ± nh I;

dabei sind m und π ganze Zahlen einschließlich 0, sofern die Frequenzkomponenten nicht gleich /i und f₂ sind, Daher ist ein Bandpaß 210 mit dem genannten geschlossenen Kreis für Id parallel geschaltet, um die am meisten störenden dieser Komponenten kurzzuschließen. Die Amplitude E₂ des AM-Signals ist:

E₂ = k(R_d -

+ Ro);

dabei ist k eine Konstante.

Bei dem FM/AM-Konverter nach Fig. 1 bis 4 ist es wahrscheinlich, daß einige der nach Gleichung (1) entstehenden Störkomponenten das AM-Signal am Ausgang 209 ais parasitäre Signale überiage-n. Daher ist es schwer, die Frequenz des zweiten Trägers, also I₂ je nach Wunsch beliebig zu wählen.
Es ist ferner unmöglich, zwischen der Frequenz I\ des FM-Sif nals und der Amplitude E\ des Signals am Ausgang des Netzwerks 202 sowie zwischen der Amplitude E\ und dem Kleinsignal-Widerstand Rd der Diode 203 und schließlich zwischen Rd und der Amplitude E₂ des AM-Signals am Ausgang 209 eine hervorragende Linearität zu gewährleisten. Daher ist auch der bekannte Konverter auch in seiner Gesamtheit nicht ausreichend linear.

Ist die Amplitude des FM-Signals am Eingang einer Fluktuation ausgesetzt, dann ergibt sich eine weitere Veränderung der Kleinsignal-Impedanz R_d, die zur Überlagerung der Amplitude E₂ des AM-Signals am Ausgang mit fluktuierendem Rauschen führt. Daher war es seither unbedingt notwendig, dem Konverter einen äußerst präzise arbeitenden (nicht gezeigten) Amplitudenbegrenzer vorzuschalten. Ferner war auch die erste Baiidsperre 204 für die Trägerfrequenz f₂ unbedingt notwendig, weil ansonsten das AM-Signal an der Diode 203 auf das Netzwerk 202 zurückwirft und cig mit an der Eingangsklemme 201 erscheint und somit wiederum die Frequenzcharakteristik des AM-Signals am Ausgang verschlechtert. Ebenso ist die zweite Hochfrequenz-Bandsperre 207 für die Frequenz t\ des FM-Signals unbedingt notwendig, weil ansonsten das AM-Signal mit der Amplitude Fi über der Diode 203 die Richtungsleitung 206 erreichen und sich dem AM-Signal am Ausgang überlagern würde. Auch das würde die Frequenzcharakteristik für das Ausgangssignal verschlechtern. Nun 'iä:igen die Kennlinien der Bandsperren 204 und 207 vom Gütefaktor Q des jeweiligen Resonanzkreises ab. Es ist somit sch»/ierig, über ein weites Frequenzband eine entsprechend qualitativ hochwertige Kennlinie zu realisieren. Legt man die Bandsperren 204 und 207 aber entsprechend für einen weiten Frequenzbereich aus, so besteht die Gefahr, daß auch benötigte Frequenzen unterdrückt werden und damit schließlich auch die Amplituden/Frequenz-Charakteristik im Basisband, die für den gesamten FM/AM-Konverter msßgtbend ist, verschlechtert wird. Ferner ist die Einstellung der Bandsperren 204 und 2Π7 auf jeweils eine bestimmte gewünschte Frequenz schwierig.

F i g. 5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel. Es weist einen Eingang 201 für das FM-Signal, einen Eingang 208 für das zweite Trägersignal f₂ und einen Ausgang 209

für das A M-Signal auf. Anstelle des oben beschriebenen nur frequenzabhängigen Netzwerkes 202 ist ein Netzwerk 212 vorgesehen, das das FM-Signal, wie weiter unten noch erläutert werden wird, in eine erste und eine zweite FM-Signalkomponente mit unterschiedlicher Abhängigkeit der Übertragungseigenschaften von der Frequenz f\ aufteilt. Die erste Signalkomponente gelangt über eine erste Bandsperre 204 für die Trägerfrequenz /j an eine erste Klemme GA eines ersten Netzwerkes 213/4 mit veränderlicher Impedanz, das als Diodenschaltung realisiert ist. Die zweite Signalkomponente gelangt über eine weitere erste bandsperre 204ß für die Trägerfrequenz /i an eine erste Ki'emme GB eines zweiten Netzwerkes 213fl mit ebenfalls veränderlicher Impedanz. Das erste Netzwerk 2134 weist eine Diode 203/4, einen Tiefpaß 2054 sowie ferner einen Bandpaß 210/4 auf. Die Diode 203/4 ist wiederum wie bei dem Konverter nach F i g. I so ausgebildet, daß sich ihre Kieinsignal-Impedanz mit dem durchfließenden Strom bzw. mit der anliegenden Amplitude ändert. Sie ist auf der einen Seite unter Zwischenschaltung einer Vorspannungsquelle 214/4 mit einer zweiten Klemme HA und auf der anderen Seite über die Klemme IA mit einer zweiten Bandsperre 207A für die Frequenz f\ des FM-Signals verbunden. Das zweite Netzwerk 2*3ß weist entsprechende Schalteinheiten 203ß, 205ß, 210ß, 214ß sowie entsprechende Klemmen HB und IB auf. Die Klemme IB ist mit einer zweiten Bandsperre 207 ß für die Frequenz f\ des FM-Signals verbunden. Die Klemmen HA und HB sind geerdet. Die erstgenannten Klemmen GA und Gßsind mit den Klemmen IA und IB verbunden. An den beiden Dioden 203Λ und 203ß, die in bezug auf Massepotential in gleicher Richtung geschaltet sind, liegen je eines der beiden vom Netzwerk 212 abgegebenen FM-Signale mit der Frequenz /J sowie ferner das zweite Trägersignal mit der Frequenz h an. /-»is L^iGucH Kann man z. B. eine PN-Fiächendiode, eine Schottky-Barrier-Diode, ei.'.e Tunneldiode, eine Gunn-Diode oder eine IMPATT-Diode verwenden. Anstelle der nur einen Richtungsleitung 206 nach Fig. 1 weist das Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 einen Teiler 215, eine erste Kombinationsschaltung 216 und eine zweite Kombinationsschaltung 217 auf; sie können als Richtungskoppler ausgebildet sein. Der Eingang 208 für das Trägersignal Z₂ führt zum Eingang A der Teiler 215 zu einem der Eingänge der zweiten Kombinationsschaltung 217. Der zweite Träger /j gelangt also über den Teiler 215 an dessen beide Ausgänge B und C. Der eine Ausgang D der ersten Kombinationsschaltung 216 ist mit dem Eingang £der zweiten Kombinationsschaltung 217 verbunden. Die Ausgänge B bzw. Cdes Teilers 215 sind direkt mit den Eingängen fund Fder ersten Kombinationsschaltung 216 verbunden. Sie sind ferner über die Bandsperren (für f,) 207A und 207ßan die Netzwerke 213/4 und 2135gekoppelt. Es gilt nun:

\(<AB+ <ED)-(<AC+ <FD)\ = 180° (2)

(dabei sind die Winkel AB, AC, ED und FC die Phasenwinkel der Signale zwischen den mit denselben Buchsta- ω ben bezeichneten Anschlüssen). Gleichung (2) ist u. a. erfüllt, wenn Winkel AB, AC und EVgleich 0° und der Winkel FD gleich 180° ist

Wie außer aus F i g. 5 ferner aus F i g. 6 bis 11 zu ersehen, sind die Amplituden Zf_n bzw. £12 der ersten bzw. der zweiten FM-Signaikomponenten am Ausgang des Netzwerks 212 zueinander bezüglich der Mittenfrequenz /2 des frequenzmodulierten Signals I_x symmetrisch. Daher ändern sich die Kleinsignal-Impedanzen Rd\ und /?tßder Dioden 2034 und 2035 und die Übertragungscharakteristiken G\ und <J2 der Netzwerke 213/4 und 213S für das Trägersignal h ebenfalls im wesentlichen zueinander symmetrisch bezüglich der Mittenfrequenz fo. Entsprechend dieser Frequenzabhängigkeit, gegeben durch die Übertragungscharakteristiken G\ und Gi ergibt sich daher auch die Frequenzabhängigkeit der Amplituden £21 und £22 der Signale an den Eingängen £und Fder ersten Kombinationsschaltung 216 im wesentlichen symmetrisch zur Mittenfrequenz /Ί>. Jedoch haben diese Signale an £und Fentgegengesetzte Phasep.lagen. In der ersten Kombinationsschaltung 216 werden diese Signale zusammengesetzt. Das zusammengesetzte Signal erscheint am Ausgang D. Im Hinblick darauf, daß das Signal an F gegenüber dem an E 180° phasenversetzt ist. handelt es sich bei der Kombination in der Kombinationsschaltung um eine Subtraktion. Die Amplitude £23 dieses zusammengesetzten Signals wird (vgl. Fig.9) an einem Punkt auf der Achse der Frequenz f\, der die Mittenfrequenz /"0 darstellt, im wesentlichen gleich Null. Der Verlauf von En schneidet an dieser Stelle die Frequenzachse und verläuft entlang dieses Abschnitts angenähert geradlinig. Diese Linearität ist hervorragend im Vergleich mit der »Linearität« bekannter FM/AM-Konverter, die im wesentlichen nur gleich der »Linearität« der Amplituden £21 und £22 der Eingangssignale der Kombinationsschaltung 216 ist. Die zweite Kombinationsschaltung 217 hat den Zweck, je nach Bedarf der Amplitude £23 des zusammengesetzten Signals eine beliebige Amplitude £_r des Trägersignals f₂ zusätzlich überlagern zu können, die Überlagerung erfolgt entweder phasengleich oder mit entgegengesetzter Phase bezüglich eines der Signale an den Eingängen £und Fder ersten Kombinationsschaltung 216, durch entsprechende Wahl bzw. Vertauschung der Eingänge der zweiten KüffibinäiiüriSSChäiiüng 2Ϊ7. man cffeiciii so, daß die Amplitude £2 des AM-Signals am Ausgang gleich der um einen beliebigen Betrag E_c verschobenen Amplitude £23 des zusammengesetzten Signals ist. Damit kann man erreichen, daß die Amplitude £2 des AM-Signals am Ausgang bei einer beliebigen Frequenz im Bereich der Frequenz f\ des FM-Signals gleich Null wird und somit das FM-Signal in ein AM-Signal mit hinreichend hohem Modulationsgrad bei bemerkenswert exzellenter Linearität konvertiert wird. Daher unterliegt auch die Amplitude £2 des AM-Signals am Ausgang im Frequenzbereich um die Mittemrequenz k keiner Fluktuation mehr. Die Amplitude £2 ist auch von einer, falls vorhanden, Fluktuation der Amplitude des FM-^Cignals am Eingang im wesentlichen unbeeinflußbar. Wie aus Fig. 10, 11 zu ersehen, kann man derart nun auch ein solches FM-Signal beliebig konvertieren, das von einem Video-Signal moduliert ist, bei dem Synchronisiersignal die Frequenz negativ verändert. Das heißt, daß man ein solches FM-Signal in jede Art von AM-Signal umwandeln kann, wobei je nach Wunsch das Synchronisierungssignal zu einer Verringerung oder einer Erhöhung der Amplitude führen kann. Die Polarität der Amplitudenmodulation kann also je nach Bedarf positiv oder negativ sein. Daraus ergibt sich, daß man auf die zweite Kombinationsschaltung 217 verzichten kann, wenn nur der Teil des zusammengesetzten Signals, dessen Amplitude £73 größer oder kleiner als die der Mittenfrequenz /0 entsprechende ist, zur Amplitudenmodulation mit positiver oder negativer Palarität und mit hohem Modulationsgrad erforderlich ist
Wie aus F i g. 12 zu ersehen, enthält das Netzwerk 212

ζ. B. eine Verzweigungsschaltung 220 und zwei gegeneinander entsprechend F i g. 6 verstimmte Reihenschwingkreise. Man kann dazu auch Parallelschwingkreise anderer Bandpaßfilter verwenden. Alternativ kann man das Netzwerk 212 nach Fig. 15 mit Richtungsleitungen realisieren. Nach Fig. 13 besteht das Netzwerk 212 aus einem Übertrager 223, dessen Sekundärwicic'ung eine Mittelanzapfung aufweist, die über eine Kapazität 224 mit einem Ende der Primärwicklung verbunden ist. Nach Fig. 14 besteht die Frequenzweiche 212 aus einer Richtungsleitung 226, deren einer Ausgang über einen Widerstand geerdet und deren einer Eingang mit dem Eingang 201 verbunden ist. Der weitere Eingang ist mit der Bandsperre 204Λ verbunden. Das magische T ist mit einem Abstimmkreis 228 und einem kurzen Tauchkolben 229 verbunden. Bei diesem Aufbau kann man Verstärker, Isolatoren oder Richtungsleitungen direkt an den Eingang 201 schalten.

Wie in Fig. 15 zu ersehen, wird der Teiler 215 bzw. die Kombinationsschaltungen 216,217 z. B. durch einen Übertrager mit Anschlüssen U, V und VK die die Anschlüsse A, B, Cbzw. D, F, Fnach F i g. 5 bzw. den weiter unten noch beschriebenen Ausführungsbeispielen sind, gebildet. Alternativ kann man nach Fig. 16 Leitungen mit verteilten elektrischen Leitungskonstanten verwenden. In Fig. 17 ist die Verwendung eines aktiven Elementes 230 gezeigt.

Fig. 18 zeigt nun ein zweites Ausführungsbeispiel. Dieselben Schalteinheiten wie in F i g. 5 haben dieselben Bezurszeichen. Abweichend von Fig.5 ist anstelle des Teilers 215 und der ersten Kombinationsschaltung 216 nur eine Richtungsleitung 240, z. B. eine Brückenschaltung oder ein Richtungskoppeier, mit Anschlüssen a, b, c und d vorgesehen. Das Trägersignal h gelangt an den Anschluß a. Die von den Dioden 203Λ und 203ß reflektierten Signalkomponenten des zweiten Trägersignals /j haben die Amplituden ab, bc, cd und da, die der Beziehung genügen:

\(<ab+ <bc)-{<cd+ <da)\ = 180°.

Beim dritten Ausführungsbeispiel eines FM/AM-Konverters nach Fig. 19, sofern es wie das erste Ausführungsbeispiel aufgebaut ist, werden gleiche Bezugszeichen verwendet (was im übrigen auch für die weiteren Ausführungsbeispiele gilt). Es sind zwei Detektorschaltungen 241 und 242 vorgesehen. Sie sind als Diodenschaltungen mit Dioden 251, 252 aufgebaut und direkt dem Netzwerk 212 nachgeschaltet. Den Detektorschaltungen 261, 262 folgen Netzwerke 243 und 244 je mit veränderlicher Impedanz, ebenfalls als Diodenschaltungen aufgebaut Die Ausgänge Bund Cdes Teilers 215 sind mit den Netzwerken 243 und 244 und deren Ausgänge mit den Eingängen E und F der ersten Kombinationsschaltung 216 verbunden. Die Detektorschaltung 241 und das Netzwerk 243 sind über einen ersten Tiefpaß 246, die zweite Detektorschaltung 242 und das zweite Netzwerk 244 über einen zweiten Tiefpaß 247 untereinander verbunden. Die Detsktorschaltungen 241 und 242 sind mit dem Netzwerk 212 über Kapazitäten und ferner direkt mit dem Tießpaß 246 bzw. 247 verbunden; sie sind ferner mit Vorspannungsquellen 253 und 254 ausgestattet, die mit den Dioden 251, 252 in Reihe geschaltet sind.

Parallel zu den Dioden 256 und 257 sind Reihenschwingkreise 256 und 257 geschaltet, die die Stromkomponenten der Frequenzen (w + l)/i kurzschließen. Die Netzwerke 243 und 244 sind mit dem Teiler 215 und der ersten Kombinationsschaltung 216 über Kapazitäten und mit den Tiefpässen 246 und 247 direkt verbunden; ferner sind Vorspannungsquellen 263 und 264 in Reihenschaltung zu den Dioden 261 und 262 vorgesehen. Parallel zu den Dioden 261, 262 sind Reihenschwingkreise 276 und 277 geschaltet, die Stromkompenten der Frequenzen (n + \)h kurzschließen. Die Tiefpässe 246 und 247 haben denselben Zweck wie die Tießpässe 205Λ und 205Ö nach F i g. 5. Die FM-Signalkomponenten mit den Amplituden E\\ und £12 (vgl. F i g. 6) führen an den Dioden 251 und 252 zu proportionalen Spannungen (Signalen), die ihrerseits damit die Vorströme in den zweiten Dioden 261 und 262 verändern; damit verändern sich deren Kleinsignal-Impedanzen Rd\ und R<n. Man kann nun die Trägerfrequenz /2 des AM-Signals am Ausgang völlig unabhängig von der Frequenz f\ des FM-Signals am Eingang wählen, da an die Dioden 251 und 252 nur je eine der FM-Signalkomponenten mit den Amplituden Fn und Fi2, hingegen an die Dioden 261 und 262 nur die von den Anschlüssen B und C des Teilers 215 abgegebenen Trägersignale gelangen. Es gelangen keine Komponenten mit den Frequenzen nach Gleichung (1) an die Anschlüsse Fund F der Kombinationsschaltung 216. Obwohl an den Dioden 261 und 262 höhere Harmonische der Trägerfrequenz /2 entstehen können, wird dies im wesentlichen vermieden, wenn die Phasenwinkel folgender Beziehung genügen:

I <ED- <FD\ = 180°

dann gelangen diese höheren Harmonischen nämlich mit entgegengesetzter Phase an die erste Kombinationsschaltung 216. Durch eine Schaltung nach Fig. 15 bis 17 kann Gleichung (3) eingehalten werden.

Man kann im vierten Ausführungsbeispiel nach Fig. 19 auch den Teiler 215 und die erste Kombinaiiünsschäuung 216 durch eine Riciitungsleiiung ersetzen.

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 20 unterscheidet sich von diesen dadurch, daß die Dioden 251, 261 bzw. 252,262 in Reihe geschaltet sind. Die Vorströme werden ihnen über die Tiefpässe 276 bis 279 zugeführt.

Die bis jetzt beschriebenen Ausführungsbeispiele kann man dadurch modifizieren, daß man die Polarität der Dioden 203>4 und/oder 203Ö sowie der Dioden-Paare 251,261 und/oder 252,262 umkehrt. Weitere Modifikationen erhält man dadurch, daß man anstelle der Dioden andere nicht-lineare Schaltelemente verwendet, z. B. die Dioden-Eigenschaften von Transistoren oder Elektronenröhren ausnützt.

Die Fig. 21 bis 23 zeigen weitere Beispiele für die Ausbildung der Netzwerke 213/4,213ß als Diodenschaltungen. Sie werden gebildet durch eine abgeglichene Schaltung mit einem Dioden-Paar (Fig.21), eine doppelte abgeglichene Schaltung mit zwei Dioden-Paaren (Fig.22) oder durch die Kombination einer Diode 281 und einer Richtungsleitung 282 (F i g. 23); im letzteren Fall kann man die Richtungsleitung 282 auch durch eine Brückenschaltung, einen Richtungskoppler oder durch einen Zirkulator realisieren.

Die F i g. 24 und 25 zeigen Beispiele für die ais Diodenschaltungen ausgebildeten Netzwerke 213Λ und 2136 unter Verwendung von Transistoren mit Anschlüssen G. H und /(vgl. deren Verbindung in Fig. 5). Ge-

b5 langt eine FM-Signaikomponeme mit der Amplitude F11, En (vgl. F i g. 6) an den Anschluß G, dann wird die Wellenform sowohl am Eingang als auch am Ausgang verzerrt Sowohl am Eingang als auch am Ausgang er-

geben sich also Gleichstromkomponenten, die von der Amplitude Ew bzw. E\2 abhängen und den Arbeitspunkt des Transistors und damit die Eingang/Ausgang-Kleinsignal-Impedanz verändern. Wenn der Arbeitspunkt des Transistors und die Übertragungseigenschaften des Netzwerkes 2i2 entsprechend eingestellt sind, ändert sich die Kleinsignal-Impedanz zwischen Kollektor und Emitter in Fig. 24 nach Fig. 7. Die Anschlüsse C. H, und / des Verstärkers nach F i g. 24 können auch in anderer Kombination angeschlossen werden.

Die Fig. 26 und 27 zeigen die Realisierung der Diodenschaltungen 213/4 und 213SaIs nicht-lineare Schaltungen unter Verwendung eines Transistors oder einer Röhre. Die Bandsperren 250/4 und 210# sind ebenfalls eingezeichnet.

Die Fig. 28 und 29 zeigen ein Ausführungsbeispiel, das sich von F i g. 5 dadurch unterscheidet, daß die zweite Kombinationsschaltung 217 entfällt und anstatt dessen eine Dampfungsschaltung 290 zwischen dem nichtlinearen Netzwerk 213ß und dem zugeordneten Eingang der einen Kombinationsschaltung 216 zwischengeschaltet ist. Damit wird die Amplitude E22 der einen AM-Signaikomponente (vgl. F i g. 29) so gedämpft, daß die Amplitude £23 des zusammengesetzten AM-Signals an einem Punkt gleich Null wird, der nicht die Mittelfrequenz /ö ist. Das AM-Signal am Ausgang des Konvjrters kann also bei der Mittelfrequenz /ö eine bestimmte gewünschte Amplitude haben. Das Netzwerk 212 ist entsprechend ausgelegt. Obwohl die Dämpfungsschaltung 290 zu einer gewissen Unabgeglichenheit bzw. Asymmetrie führt, ist die dennoch vorhandene Linearität immer noch besser als bei herkömmlichen Konvertern. Die Kennlinie nach Fig. 29 kann man dadurch erzielen, daß man ferner außer durch Verwendung einer zweiten Kombinationsschaltung 217 oder einer Dämpfungsschaltung 290 auch noch dafür sorgt, daß die Amplituden £, 1 und Fi2 der rm-Signäikomponenten verschieden groß sind, so daß sich verschiedene Kleinsignal-Impedanzen R_dl und R<n der Netzwerke 213A und 2136 ergeben.

Die Fig. 30 bis 33 zeigen Ausführungsbeispiele, die sich vom Ausführungsbeispiel nach F i g. 19 lediglich dadurch unterscheiden, daß anstelle der zweiten Kombinationsschaltung 217 ein Paar von Impedanz-Elementen 291 und 292 mit verschiedenen Impedanzen verwendet werden, so daß die Kleinsignal-Impedanzen, gesehen vom Teiler 215. der nur einen Kombinationsschaltung 216 oder der Richtungsleitung 240, voneinander verschieden sind. Man erhält ähnliche Kennlinien wie in F i g. 29. Die Impedanzelemente 291 und 292 werden realisiert durch einen Widerstand, eine Induktivität, eine Kapazität oder eine Kombination da/on. Anstatt, wie gezeigt, parallel geschaltet zu sein, können sie auch mit den Diodenschaltungen 213/4, 213S oder 243, 244 in Reihe geschaltet sein.

Fig.34 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem ein FM/AM-Konverter 300, wie seither beschrieben, als Komponente eingesetzt ist. Der Konverter 300 in F i g. 34 weist einen Eingang 210 für das FM-Signal, einen Eingang 208 für f₂ und einen Ausgang 209 sowie einen weiteren Ausgang 296 auf. Das FM-Signal gelangt an den Eingang 301, von dort an den Mischer 304. An diesen gelangt ferner das Signal von einem spannungsgesteuerten Oszillator 303. Dieser wird von der Gleichstrom-Komponente gesteuert, die über den Ausgang 2% von dem Konverter 301 abgeleitet wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator 303 ist als »örtlicher« Oscillator anzusehen und gibt ein Zwischenfrequenz-Signal ab. Das Ausg..ngssignal des Mischers 304 gelangt an einen Zwischenfrequenz-Verstärker 305, dem ein Begrenzer 306 rifichgeschaltet ist. Das Ausgangssignal des Begrenzers gelangt an den Eingang 201. Der Eingang 208 wird mit dem Ausgangssignal eines zweiten örtlichen Oszillators 308, der die Frequenz /j hat, beaufschlagt. Der FM/AM-Konverter arbeitet so als Superhet-Empfänger. Die Schalteinheiten 303 bis 306 zwischen den Klemmen 201, 296 und 301 sorgen für auiomatische Frequenzsteuerung (AFC = Automatic Frequency Control) des FM-Signals.

Die Fig. 35 und 36 zeigen ein Ausführungsbeispicl. bei dem eine Reihenschaltung von Detektorschaltung 321, Verstärker 322 und Pegelsteuerung 323 zwischen dem Ausgang 209 und einem Punkt zwischen dem Eingang 208 und dem Eingang des Teilers 215 geschaltet ist. dem ansonsten des Trägersignal 6 direkt zugefühn wird. Ferner ist eine weitere Detektorschaltung 325 zwischen Detektorschaltung 321 und den Verstärker 322 geschaltet. Sie demoduliert das AM-Signa! am Ausgang und leitet derart daraus ein im demodulierten Signal enthaltenes Signal bei einer spezifischen Amplitude ab. Derart kann die Amplitude Ei des AM-Signals am Ausgang automatisch auf einem bestimmten Wert gehalten werden. So sei z. B. angenommen, daß das Video-Signal, mit dem das FM-Signal moduliert ir·., das in Fig. 36 mit SC 1 bezeichnete Signal sei. Die Kennlinie des FM/AM-Konverters sei durch die Kurve 326 gegeben. Das ergibt das AM-Signal SC 2 am Ausgang. Ohne automatische Ampliti'denstcuerung konnte sich die Kennlinie 326 derart verändern, wie dies, wenn auch übertrieben, durch Kurve 327 angegeben ist, z. B. durch eine Veränderung der Temperatur o. dgl. Dann ergibt sich am Ausgang ein AM-Signal SG 2'; mit einer automatischen Amplitudensteuerung kann man automatisch dafür sorgen, daß sich die Kennlinie nicht verändert. Eine Abnahme der Ampiiiuuc tics Synchronisiersignais ist in einem AM-Signal SG 2', das sich unerwünscht verändert hat, somit feststellbar. Demgemäß wird dann die Amplitude des Trägersignals /"2, das entweder an den Teiler 215 oder an die Richtungsleitung 240 gelangt, trhöht: unerwünschte Änderungen in der FM/AM-Kennlinie werden damit automatisch kompensiert. Selbst wenn das FM-Signal mit einem durch eine Multiplex-Umsetzung entstandenen Signal moduliert ist, ist eine automatische Amplitudensteuerung dadurch möglich, das diejenige Amplitude im AM-Signal festgestellt und zur Steuerung eingesetzt wird, die durch Modulation mit einem der Multiplex-Signale entstanden ist.

Hierzu 12 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines frequenzmodulierten Signals (f\), das durch Frequenzmodulation eines ersten Trägersignals mit einem modulierenden Signal gebildet ist, in ein amplitudenmoduliertes Signal, das durch Amplitudemodulation eines zweiten Trägersignals (fz) mit dem modulierenden Signal gebildet ist, bei welcher Schaltungsanordnung in einem ersten Netzwerk (212) das frequenzmodulierte Signal (f\) in ein frequenzmoduliertes Signal mit frequenzabhängiger Amplitude (Eu) umgesetzt wird, welches an ein erstes nichtlineares Element (TOiA.) mit amplitudenabhängiger Impedanz (R<n) gelangt, dem ferner das zweite Trägersignal (ty zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das frequenzmodulierte Signal in dem ersten Netzwerk (212) in zwei frequenzmodulierte Signalkomponenten (Eu, £12) mit frequenzabhängigeü Amplituden aufgeteilt wird, deren Frequenz/AmpIituden-Charakteristiken verschieden, jedoch bezüglich der Mittcnfrequenz (f₀) des frequenzmodulierten Signals (f\) zueinander symmetrisch sind, daß die erste Signalkomponente (Eu) an das erste nichtlineare Element (203 A) geführt ist, daß die zweite Signalkomponente an ein zweites nichtlineares Element (2O3B) mit amplitudenabhängiger Impedanz (R<a) geführt ist, daß das zweite Trägersignal (Tj) ebenfalls diesem zweiten nichtlinearen Element (2f<W) zugeführt ist und daß die an beiden nichtlinearen Elementen entstehenden unterschiedlich amplitudenmoduiierten signale (E₁X, Eu) in einem zweiten Netzwerk (216) voneinander subtrahiert werden und das erhaltene Signal (Έ23) dem Ausgang (209) als Ausgangssigna! zugeführt ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erhaltene Signal (£23) in einem dritten Netzwerk (217) mit dem zweiien Trägersignal (/2) mit vorbestimmter Amplitude (E_c) überlagert wird und dem Ausgang (209) zugeführt ist.