DE2636070A1 - Fm/am-konverter - Google Patents

Description

üic Erfindung betrifft einen Konverter zur Umwandlung eines .durch Modulation eines ersten Trägersignals mit einem modulierenden Signal entstandenen frequenzmodulierten Signals (FM-Signal) in ein durch Modulation eines zweiten Trägersignals mit demselben modulierenden Signal entstandenes ar.iplitudenmoduliertes Signal (AM-Signal).

Es sind derartige FM/AM-Konverter bekannt (Fig. 1), bei denen ein erstes Netzwerk aus dem FM-Signal ein Signal gewinnt,

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dessen Amplitude sich mit der Frequenz des FM-Signals ändert, und ein zweites Netzwerk an das vom ersten Netzwerk abgegebene und das zweite Trägersignal gelangt, und das eine sich mit der Amplitude das vom ersten Metzwerk abgegebenen Signals veränderliche Impedanz aufweist, ein amplitudenmoduliei"tes Signal abgibt.

Ein Nachteil dieser bekannten FM/AM-Konverter ist u.a. darin zu sehen, daß man die zweite Trägerfrequenz nicht beliebig wählen kann, sondern dabei vielmehr die Frequenz des FM-Signals berücksichtigen muß. Ferner ist nachteilig, daß die Linearität der Abhängigkeit der Amplitude des AM-Signals am Ausgang von der Frequenz des FM-Signals am Eingang nicht wirklich hervorragend ist. Ferner hängt die Amplitude auch von Fluktuationen der Amplitude des FM-Signals ab, so daß iuaii bei den bekannten FM/AM-Konvertern auf einen Amplitudenbegrenzer, der noch dazu besonders exakt arbeiten mui'J, unter keinen Umständen verzichten kann. Bei bekannten FM/AM- oder AxM/AM-Konvertern war es auch unbedingt notwendig, wenngleich im Hinblick auf die Kennlinie der Konvertierung nicht erwünscht, sowohl am Eingang als auch am Ausgang Bandsperren bzw. Wellenfallen vorzusehen. Im einzelnen wird das weiter unten noch erörtert.

Es ist Aufgabe \rorliegender Erfindung, einen FM/AH-Konverter der eingangs genannten Art derart zu verbessern, daß eine

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ausgezeichnete Linearität zwischen der Amplitude des AM-Signals an; Ausgang von der Frequenz des FM-Signals am Eingang gegeben ist, dabei trotz exzellenter Linearität auf einen Amplitudenbegrenzer verzichtet werden kann und die Trägerfrequenz des AM-Sigiials am Ausgang unabhängig von der Frequenz des FM-Sijnals am Eingang frei wählbar ist; Wellenfallen bzw. Bandsperren auf der Eingangs- und Ausgangsseite sollen entfallen können.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst. Die Erfindung betrifft ferner mehrere vorteilhafte Weiterbildungen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihrer vorteilhaften Weiterbildungen werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben. Es stellen dar:

Fig. 1 einen bekannten FM/AM-Konverter;

Fig. 2-4 Kennlinien zur Erläuterung von Fig. 1;

Fig. 5 ein 1. Ausführungsbeispiel;

Fig. 6-11 Kennlinien zur Erläuterung von Fig. 5;

Fig. 12-17 Beispiele für die beim 1. Ausführungsbeispiel verwendete Frequenzweiche;

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Fig. 18-25 Beispiele für eine beim 1. Ausführungsbeispiel verwendete Richtungsleitung;

Fig. 26-32 ein 2. bis 3. Ausführungsbeispiel;

Fig. 33-51 Beispiele für die beim 1. bis 8. Ausführungsbeispiel verwendeten Netzwerke mit veränderlicher Impedanz,

Fig. 52 ein 9. Ausführungsbeispiel;

Fig. 53 den Verlauf von Signalen zur Erläuterung

von Fig. 52;

Fig. 54-75 ein 10. bis 31. Ausführungsbeispiel; Fig. 76-79 ein 32. bis 35. Ausführungsbeispiel;

Fig. 80 den Verlauf von Signalen zur Erläuterung des

32. bis 35. Ausführungsbeispiels;

Fig. 81-90 ein 36. bis 45. Ausführungsbeispiel;

Fig. 91 ein Beispiel eines beim 3., 4., 7. Ausführungs

beispiel verwendeten Tiefpasses;

Fig. 92-93 ein 46. und 47. Ausführungsbeispiel;

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Fig. 94-95 ein 48. und 49. Ausführungsbeispiel;

Fig. 96-100 Beispiele im 46.-49. Ausführungsbeispiel

verwendbarer abgeglichener Dioden-Brückenschaltungen mit zugeordneten Wandlern;

Fig.101-105 Beispiele eines im 46.-49. Ausführungsbeispiel verwendbaren Wandlers.

Die Fig. 1 bis 4 zeigen und erläutern einen typischen bekannten FM/AM-Konverter. An die Eingangsklemme 201 gelangt ein FM-Signal mit einer momentanen Frequenz f-. Sie ist veränderlich und liegt oberhalb oder unterhalb einer Mittelfrequenz f . Das AM-Signal am Ausgang hat die Trägerfrequenz f₂· Von der Eingangs klemme 201 gelangt das FM-Signal an das Netzwerk 202, dessen Übertragungseigenschaften von der Frequenz f.. des FM-Signal s am Eingang abhängen, bei der Mittelfrequenz f einen bestimmten Wert einnehmen bzw. auf diesen eingestellt sind. In Fig. 2 ist als Beispiel die Frequenzabhängigkeit der Amplitude E₁ des Signals am Ausgang des Netzwerks 202 dargestellt. Vom Netzwerk 202 wird ein Ausgangssignal an eine Diode 203 abgegeben. Dies geschieht über eine erste Bandsperre oder Wellenfalle 204, die für die relativ hoch liegende Frequenz f₂ des 2. Trägersignals f₂ ausgelegt ist. Die Diode 203 richtet

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das Ausgangssignal mit der Amplitude E₁ gleich, so daß ein gleichgerichteter Strom I , über den geschlossenen Schaltkreis fließt, den die Diode 203 und eine für tiefe Frequenzen ausgelegte Bandsperre 205 bilden. Das sich I , mit E. ändert, ist vorgesehen, daß sich die Kleinsignal-Impedanz R der Diode in der aus Fig. 3 ersichtlichen Art und Weise ebenfalls ändert. Die Diode 203 ist dann ferner über eine zweite Ilochfrequciiz-Wellenfalle oder Bandsperre 207 für die Frequenz f- des FM-Signals mit einer Richtungsleitung 206 verbunden, die z.B. als Brückenschaltung, Richtungskoppler oder Zirkulator ausgebildet ist und deren Leitungswiderstand R ist. Wird dem Eingangsanschluß 208 der Richtungsleitung 206 ein Trägersignal mit der Frequenz f~ zugeführt, so gibt dieser an der Ausgangsklemme 209 ein AM-Signal mit der momentanen Amplitude E^ ab. Dabei ergibt sich die in Fig. 4 dargestellte Abhängigkeit der Amplitude E₂ von der Frequenz £-. Der Tiefpass 205 ist für f., und f^. Soweit das Trägersignal f^ auch an die Diode 203 gelangt, hat der gleichgerichtete Strom I, Komponenten folgender Frequenzen:

+ nf ₂ j ; (T)

dabei sind m und η ganze Zahlen einschließlich o. Dies gilt, sofern die Frequenz komponenten nicht gleich f., und Ey sind. Daher ist ein Bandpass-Filter 210 mit dem geschlossenen

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Schaltkreis (s.o.) parallel geschaltet, um die am meisten Störenden dieser Komponenten kurzzuschließen. Die Amplitude E₂ des AM-Signals ist:

dabei ist k eine Konstante.

Bei dem FM/AM-Konverter nach Fig. 1 bis 4 ist es wahrscheinlich, daß einige der Stromkomponenten nach Gleichung (1) an der Aus gangsklemme 209 dem AM-Signal als parasitäre Signale überlagert sind. Daher ist es schwer, die Trägerfrequenz f₂ je nach Wunsch beliebig zu wählen. Es ist ferner unmöglich, zwischen der Frequenz f. des FM-Signals und der Amplitude E, des Ausgangssignals (am Netzwerk 202), sowie zwischen der Amplitude E₁ des Aus gangs signal s und dem Kleinsignal-Widerstand R-, der Diode 203 und schließlich zwischen R-, und der Amplitude B_? des AM-Signals eine hervorragende Linearität zu gewährleisten. Daher ist auch der bekannte Konverter nicht ausreichend linear. Ist die Amplitude des FM-Signals am Eingang einer Fluktuation ausgesetzt, dann ergibt sich eine weitere Veränderung der Kleinsignal-Impedanz R,, die zur Überlagerung der Amplitude E-.. des AM-Signals am Ausgang mit fluktierendem Rauschen führt. Deshalb war es seither unbedingt notwendig, dem Konverter

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einen, äußerst präzise arbeitenden [nicht gezeigten) Amplitudenbegrenzer vorzuschalten. Ferner war die erste Hochfrequenz· Bandsperre 204 für die Trägerfrequenz f₀ unbedingt notwendig, weil ansonsten das AM-Signal, das an der Diode 203 entsteht, auf das Netzwerk 202 zurückwirkt, an der Eingangs klemme 201 erscheint und damit die Frequenzcharakteristik des AM-Signals am Ausgang verschlechtert. Ebenso ist die zweite Hochfrequenz-Bandsperre 207 für die Frequenz f.. des FH-Signals unbedingt notwendig, weil ansonsten das AM-Signal nit der Amplitude ¥.* über der Diode 205 die Ricatungsleitung 206 erreichen un/i sich den Ali-Signal an Ausgang überlti^crn würde. Oies würde die Frequenzcharakteristik für das Ausgangssignal mit der Amplitude E., verschlechtern. Da die Kennlinien der Bandsperren und 207 von Gütefaktor Q des jeweiligen Resonanzkreises abhängen, ist es schwierig, über ein weites Frequenz!)aiii eine entsprechend qualitativ hochwertige Kennlinie r.u realisieren. Legt ivian. die Bandsperren 204- und 207 aber entsprechend für einen weiten Frequenzbereich aus, so ergibt sich die Tendenz, daß diese Bandsperren auch benötigte Frequenzen unterdrücken und damit schließlich auch die Amplituden- und Frequenz-Kennlinien im Basisband, die für den gesamten F!i/A."I-Konverter maßgebend sind, verschlechtern. Ferner ist die Einstellung der Bandsperren 204 und 207 auf jeweils eine bestimmte gewünschte Frequenz schwierig.

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Der VA/AH-Konverter gemäß dem 1. Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 weist, entsprechend Fig. 1, eine Eingangs klerime 201, einen Eingangs ans c.hIu"» 208 und eine Ausgangs klemme 209 auf. Anstelle des oben beschriebenen nur frequenzabhängigen Netzwerkes 202 ist eine Frequenzweiche 212 vorgesehen, die das eingehende 1^:.-!-Signal in Abhängigkeit von der Frequenz f-, wie weiter unten noch erläutert werden wird, in eine erste und eine zweite F.'l-Signalkomponente aufgeteilt. Die erste Signalkomponente gelangt über eine erste Wellenfalle oder ilocbfrequenz-Bandsperre 204 für die Trägerfrequenz f.. an eine erste Klenme GA eines ersten Netzwerkes Mit veränderlicher Impedanz 213A, das als eine Diodenscnaltung realisiert ist. TUe zweite Signalkomponente gelangt über eine weitere erste »v'ellenfalle oder ilochfrequenz-Bandsperre 2O4B für die Trägerfrequenz f.* an eine erste Klemme GB eines zweiten Netzwerkes mit ebenfalls veränderlicher Impedanz 213B. Das erste Netzltferk 213A weist, wie ein herkömmlicher Konverter, eine i)iode 203Λ, einen Tiefpass oder Bandsperre 205 A, sowie ferner eine Bandpass-Wellenfalle 210A auf. Die Diode 2O3A ist auf der einen Seite unter Zwischenschaltung einer Vorspaunungsquelle' 214A mit einer zweiten Klemme HA und auf der anderen Seite über die Klemme IA mit einer zweiten 1/ellenfalle oder Ilochfrequenz-Bandsperre 2Ο7Λ für die Frequenz f. des F■ !-Signals verbunden. Das zweite Netzwerk 213B weist

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entsprechende Schalteinheiten 2O5B, 2OSB, 21OB, 214B sowie entsprechende Klemmen FIB und IB auf. Letztere ist mit einer zweiten Wellenfalle oder f-Iochfrequenz-Bandsperre 2O7B für die Frequenz f.. des FM-Signals verbunden. Die Klemmen ΠΛ und HB sind geerdet. Die erstgenannten Klenmen GA und GB sind mit den an dritter Stelle genannten Klemmen IA und IB verbunden. An den beiden Dioden 2Ο3Λ und 2O3B, die gleich orientiert sind, liegen Signale mit beiden Frequenzen f- und f~ an. Als Dioden kann man z.B. eine PN-Flächendiode, eine Schottkv-Barrier-Diode, eine Tunneldiode, eine Gunn-Uiode oder eine IMPATT-Diode verwenden. Anstelle der nur einen Richtungsleitung 206 nach Fig. 1 weist das Ausführungbeispiel nach Fig. 5 einen Teilwer 215, eine erste !Combinationsschaltung und eine zweite Kombinat ions schaltung 217 auf; sie alle können als Richtungskoppler ausgebildet sein. Der Eingangsanschluß 208 führt zu einem ersten Anschluß A, der der nur eine Eingang des Teilers 215 ist, und zu einem der Eingänge der zweiten Kor«) inat ions schaltung 217. Das zweite Trägersignal, das die Frequenz f_? hat (in folgenden auch der Einfachheit halber: Trägersignal f->) , gelangt also über den Teiler 215 an dessen beide Ausgänge, die durch die Anschlüsse B und C gebildet werden. Der nur eine Ausgang der ersten Koiab i nationsschaltung 216, der durch deren Anschluß D gebildet wird, ist mit einem Anschluß der zweiten Konhinationsschaltimg

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verbunden. Die durch die Anschlüsse B bzw. C des Teilers gebildeten Ausgänge desselben sind direkt mit den Anschlüssen E und F, die die beiden Eingänge der ersten Kombinationsschaltung 216 sind, verbunden. Ferner sind die Ausgänge des Teilers 215, d.h. dessen Anschlüsse B und C, über die IVellenfall en 2O7A und 2O7B und die Netzwerke 213A und 213B miteinander gekoppelt. Es ist nun gewährleistet, daß die Übertragungseigenschaften des Teilers 215 und der ersten Kombinationsschaltung 216 folgender Beziehung genügen:

|( L AB + ^. EI)) - ( ^AC + L· FD) | = 180°; (2)

dabei sind die Winkel AB, AC, EU und FC die Phasenwinkel der Signale zwischen den mit denselben Buchstaben bezeichneten Anschlüssen. Gleichung (2) ist u.a. erfüllt, wenn Phasemvinkel AB, AC und ED gleich 0° und der Phasenwinkel FD gleich 180° ist. Bin derartiger Teiler und eine derartige Kombinationsschaltung werden weiter unten noch beschrieben.

Wie außer aus Fig. 5 ferner aus Fig. 6 bis 11 zu ersehen, sind die Amplituden E.... bzw. E₁-, der ersten bzw. der zweiten FM-Signalkomponenten zueinander bezüglich der Mittelfrequenz fι in wesentlichen symmetrisch. Die Kleinsignal-Impedanzen und R,- der Dioden 2Ü3A und 2O5B und die Übertragungs-

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kennlinien G und G₂ der Netzwerke 213Λ und 213B für das Trägersignal f₇ sind daher auch so bestii.iat, daiö sie sich im wesentlichen zueinander symmetrisch bezüglich der Hittelfrequenz £ andern. Entsprechend dieser Frequenzabhängigkeit der Übertragungskennlinien G₁ und G₇ ist daher auch die Frequenzabhängigkeit der Änderung der Amplituden E₇₁ und E₇₉ der Eingangssignale an den Anschlüssen E und F der ersten Kombinat, ionsschaltung 216 im wesentlichen symmetrisch zur ⁴Tittelfrequenz f . Jedoch haben diese Eingangs signale entgegengesetzte Phasenlagen. In der ersten Kombinationsschaltung 216 \v^rird ein zusammengesetztes Signal gebildet, das an Ausgang, der durch den Anschluß D gebildet wird, abgegeben wird. Die Amplitude E₇, dieses zusammengesetzten Signals (vgl. Fig. 9) wird an einem Punkt auf der Achse der Frequenz f₁, der die Hittelfrcquenz f darstellt, in wesentlichen gleich Null. Der Verlauf von E₇-? schneidet an dieser Stelle die Frequenzachse und verläuft entlang dieses Abschnitts angenähert geradlinig. Diese Linearität ist hervorragend im Vergleich mit der "Linearität" bekannter F.M/AH-Konverter, die im wesentl ichen gleich der "Linearität" der Amplituden E₇₁ und E₇₇ der eingangssignale der Komi) inat ionss ch al tun a 216 ist. Die zweite Komb inationsschal tun«? 217 hat den Zweck, je nach Bedarf eier Amplitude E -> _ des zusammengesetzten Signals eine beliebige Amplitude E des Trägersignals f₇ zusätzlich überlagern zu können; die Überlagerung erfolgt

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entweder phasengleich oder mit entgegengesetzter Phase bezüglich eines der Eingangssignale an den Anschlüssen Ii und F der ersten Kombinationsschaltung mit den Amplituden Pi₉₁ und E₉₉ durch entsprechende "iiahl bzw. Vertauschung der An-Schlüsse der zweiten Koiabinationssclialtung 217. Man erreicht so, daß die Amplitude B₉ des AM-Signals am Ausgang gleich der um einen beliebigen Betrag E verschobenen Amplitude E₉-. des zusammengesetzten Signals ist. Damit kann man erreichen, daß die Amplitude E₉ des AM-Signals am Ausgang bei einer beliebigen Frequenz im Bereich der Frequenz f.. des FM-Signals gleich Null wird und somit das FM-Signal in ein AM-Signal mit hinreichend hohem Modulationsgrad bei bemerkenswert exzellenter Linearität konvertiert wird. Bei dem AM-Signal am Ausgang des Konverters mit der Amplitude E₉ ist keine Fluktuation der ?Iittelf requenz £ gegeben; daher unterliegt auch die Amplitude E₉ im Frequenzbereich um die Mittelfrequenz Γ . Die Amplitude E₉ ist auch von einer, falls vorhanden, Fluktuation der Amplitude des FM-Signals am Eingang im wesentlichen unbeeinflußbar. Wie aus Fig. 10, 11 zu ersehen, kann man derart nun auch ein FM-Signal beliebig konvertieren, das von einem Video-Signal moduliert ist, bei dem das Synchronisiersignal die Frequenz negativ verändert. D.h., daß man ein solches FM-Signal in jede Art von AM-Signal am Ausgang des Konverters umwandeln kann, wobei je nach l'vunsch das Synchroni-

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sierungssignal zu einer Verringerung oder einer Erhöhung der Amplitude führen kann. Die Polarität der Amplitudenmodulation Ic arm also je nach Bedarf positiv oder negativ sein. Daraus ergibt sich, daß nan auf die zweite Kombinationsschaltung 217 verzichten kann, wenn nur der Teil des zusammengesetzten Signals, dessen Amplitude E₉- größer oder kleiner als die der fitte Ifreqaenz f entsprechende ist, zur Durchführung der Amplitudenmodulation mit positiver oder negativer Polarität und mit hohem liodiilationsgrad erforderlich ist.

l\^rie aus Fig. 12 bis 17 zu ersehen, enthält die Frequenzweiche 212 eine Gabelschaltung 220, die das FH-Signal in zwei in wesentlichen gleiche Teile teilt; die Frequenzweiche enthält ferner ein Paar Reihenschwingkreise (I^;ig. 12), Parallclschwingkreise (Fig. 13), Bandnassfilter für jeweils verschiedene Bereiche der Frequenz f. des FM-Si giials am Eingang (nicht gezeigt), oder einen Tief- und einen iiocnpass (Fig. 14). Diese Schaltelemente leiten aus dem FM-Sigual die erste und zweite FM-Signalkomponente ab. Von dort gelangen sie an die erste bzw. IIochfrequenz-Bandspcrre 2Ο4Λ bzw. 204B. Alternativ kann die Frequenzweiche 212 nach Fig. 15 durch eine erste und eine zweite Pvichtungsleitung 2 21 bzw. 222 realisiert werden, die über die Paar Verbindungsleitungen mit verschiedenen elektrischen Längen 9, und Θ-, in Kaskade geschaltet sind. Nach Fig. 16 besteht die Frequenzweiche 212 aus einem

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Übertrager 225, dessen Sekundärwicklung eine Mi tt el anzapfung aufweist, die über eine Kapazität 2 24 ία it einen linde der Primärwicklung verbunden ist. Nach Fig. 17 besteht die Frequenzweiche 212 aus einer Richtungsleitung 2 26, deren einer Ausgang über einen Widerstand geerdet und deren einer Eingang i.iit der l'.ingangs klemme 201 verbunden ist, deren weiterer l;ingang mit der ersten ilochfrequenz-Bandspcrre 2O4B und deren weiterer Ausgang über das magische Te 227 mit der zweiten ilochfrequenz-Band-■ sporre 2O4A verbunden ist. ])as magische T ist mit einen Abstimmkreis 223 und einem kurzen Tauchkolben 2 29 verbunden. Bei jeder dieser Frequenzweichen 212 kann man Verstärker, Isolatoren oder Richtungsleitungen direkt der Eingangsklenne 201 nachschalten, den ersten Hochfroquenz-Bandsperren 204A und 20413 vorschalten und/oder zwiseilen die Gabelschaltung 220 und die Schwingkreise bzw. Filter, zwischen die Riehtungsleitungen 221 und 222 oder zvrischen. die Richtungsleitung 226 und das magische Te 2 27 Zwischenschalten.

Wie aus den Fig. 18 bis 25 zu ersehen, besteht ein Teiler 215 bzw. die Konbinationsschaltungeii 216, 217 aus einem Gabelübertrager (Fig. 13 bis 22) mit Anschlüssen U, V und W, die die Anschlüsse A, B, C bzw. I), E, F nacli Fig. 5 bzw. den weiter unten noch beschriebenen Ausführungsbeispielen bilden. Alternativ kann man nach Fig. 23 eine Schaltung mit verteilten elektrischen

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Leitungskonstauten verwenden. Eine solche Schaltung kann · nach Fig. 24 durch ein T-GIied gebildet werden, dessen Zweige unterschiedliche elektrische Längen Θ. und ©2 haben. Diese können ihrerseits jeweils auch nach Fig. 25 ein aktives Iilement 230 enthalten. Ferner kann jeder der Teiler 215 oder Kombinationsschaltungen 216, 217 aus Leittmgsstreifen, ifellenleitern oder anderen Schaltelementen nit verteilten Le is tungs Icons tauten aufgebaut sein. Bei allen in Fig. 18 bis 25 beschriebenen Schaltungen können ferner Dänpfungsglieder, · Verstärker oder Isolatoren mit ausgewählten der Anschlüsse U, V und Vv verbunden sein. Ferner kann man rn.it jedem einzelnen oder mehreren der Anschlüsse U₅ V und W eine elektrische Leitung geeigneter elektrischer Länge verbinden derart, daß Gleichung (2) erfüllt wird.

Fig. 26 zeigt nun ein 2. Ausführungsbeispiel. Dieselben Schalteinheiten wie in Fig. 5 haben dieselben Bezugszeichen. Abweichend von Fig. 5 ist anstelle des Teilers 215 und der ersten Kombinationsschaltung 216 nur eine Riehtungsleitung 240, z.B. eine Brückenschaltung oder ein Richtungskoppler, mit Anschlüssen a, b, c und d vorgesehen. Das Trägersignal £₉ gelangt an den Anschluß a. Die z\\reite, dem ersten Netzwerk mit veränderlicher Impedanz 213A zugeordnete Hochfrequenz-Bandsperre 207A ist mit Anschluß b, die andere Hochfrequenz-Bandsperre 2O7B mit dem Anschluß c verbunden. Anschluß d ist mit der

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nur einen Kombinationsschaltung 217 verbunden. Das von den Dioden 2O3A und 2O3B reflektierte Trägersignal f₂ bzw. dessen Komponenten haben die Amplituden E₂^ und E₂₂ nach Fig. 9, wenn die Phasenwinkel ab, bc, cd und die Signale an den Anschlüssen b, c, d und a gegenüber den Signalen an den Anschlüssen a, b, c und d folgender Beziehung genügen:

/ C Z- ab +L bc)-(/_cd + L da) j = 180°;

das ist z.B. der Fall, wenn die Phasenwinkel ab, bc und da O⁰ und der Phasenwinkel cd 180° sind. Anschluß a ist iait dem Anschluß 208 verbunden und ist der nur eine Eingang für das Trägersignal f₂. Die Anschlüsse b und d sind der 1. bzw. 2. Ausgang der Richtungsleitung 240 für das Trägersignal f~ und der 1. bzw. 2.Eingang für die FM-Signalkomponenten mit den Amplituden E₂₁ und E₂₂. Anschluß c ist einziger Ausgang für das zusammengesetzte AM-Signal mit der Amplitude E₂₃. Die Netzwerke 213A und 213B mit veränderlicher Impedanz dienen als entsprechend veränderliche Reflektionsschaltungen. Es ergeben sich auch bei diesem Ausführungsbeispiel die an Hand von Fig. 9 bis 11 beschriebenen Vorteile.

Das 3. Ausführungsbeispiel eines EM/AM-Konverters nach Fig. weist wie das 1. Ausführungsbeispiel eine Eingangsklemme 201,

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einen Eingangsanschluß 208 für das 2. Trägersignal f₂, eine Ausgangsklemme 209, eine Frequenzweiche 212, einen Teiler 215, sowie erste und zweite Kombinationsschaltungen 216 und 217 auf. Ferner sind zwei Detektorschaltungen 241 und 242, die als Diodenschaltungen aufgebaut sind, direkt der Frequenzweiche 212 nachgeschaltet und den Netzwerken 243 und 244 vorgeschaltet, Wie in den bereits beschriebenen Ausführungsbeispielen, weisen die Netzwerke 243, 244 veränderliche Impedanzen auf; sie sind ebenfalls als Diodenschaltungen aufgebaut. Die Ausgänge B und C des Teilers sind den Netzwerken 243 und 244 und deren Ausgänge mit dem Eingängen E und F der ersten Kombinationsschaltung 216 verbunden. Die Detektorschaltung 241 und das Netzwerk 243 sind über einen ersten Tiefpass 246, die zweite Detektorschaltung 242 und das zweite Netzwerk 244 über einen zweiten Tiefpass 247 untereinander verbunden. Die Detektorschaltungen 241 und 242 weisen je eine Diode 251 bzw. 252 auf, die jeweils mit der Frequenzweiche 212 über Kapazitäten verbunden und direkt mit dem Tiefpass 246 bzw. 247 verbunden sind; sie sind ferner mit Vorspannungsquellen 253 und 254 ausgestattet, die mit den Dioden 251, 252 in Reihe geschaltet sind. Parallel zu den Dioden 256 und 257 sind Reihenschwingkreise 256 und 257 geschaltet, die die Stromkomponenten der Frequenzen (m+1)f.. kurzschließen. Die Netzwerke 243 und 244 weisen ebenfalls je eine Diode 261 bzw. 262 auf; sie sind

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mit dem Teiler 215 über Kapazitäten, mit der ersten Kombinationsschaltung 216 ebenfalls über Kapazitäten und mit den Tiefpässen 246 und 247 verbunden; ferner sind Vorspannungsquellen 263 und 264 in Reihenschaltung zu den Dioden 261 und .262 vorgesehen. Parallel zu den Dioden 261, 262 sind Reihenschwingkreise 276 und 277 geschaltet, die Stromkomponenten der Frequenzen (n+1)f2 kurzschließen. Die Tiefpässe 246 und 247 haben denselben Zweck wie die Tiefpässe 2O5A und 2O5B nach Fig. 5. Die FM-Signalkomponenten mit den Amplituden E₁₁ und E.J2 (vgl. Fig. 6) rufen in den gleichgerichteten Strömen durch die Dioden 251 und 252 Veränderungen, also den Amplituden E^₁ bzw. E₁2 proportionale Gleichstromsignale hervor, die ihrerseits damit die Vorströme in den zweiten Dioden 261 und 262 verändern; damit verändern sich deren Kleinsignal-Impedanzen R-,* und Rjo* Genügen nun ferner der Teiler 215 und die erste Kombinationsschaltung 216 Gleichung (2), so folgt, daß auch das Ausführungsbeispiel nach Fig. 27 nach Fig. 9 bis 11 arbeitet. Ferner kann man nun die Trägerfrequenz f2 des AM-Signals am Ausgang völlig unabhängig von der Frequenz f₁ des FM-Signals am Eingang wählen, da an die Dioden 251 und 252 nur je eine der FM-Signalkomponenten mit den Amplituden E₁₁ und E₁2» hingegen an die Dioden 261 und 262 nur die von den Anschlüssen B und C des Teilers 215 abgegebenen Trägersignale gelangen. Es gelangen keine Stromkomponenten mit den Frequenzen nach Gleichung (1) an die Anschlüsse E und F

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der Kombinationsschaltung 216. Obwohl an den Dioden 261 und 262 höhere Harmonische der Trägerfrequenz f₂ entstehen können, wird dies im wesentlichen vermieden, wenn die Phasenwinkel folgender Beziehung genügen:

I Z. BD - ^ FD I = 180°; (3)

dann gelangen diese höheren Harmonischen nämlich mit entgegengesetzter Phase an die erste Kombinationsschaltung 216. Durch eine der Schaltungen nach Fig. 18 bis 25, u.U. unter Verwendung zusätzlicher Leitung (en) , kann Gleichung (3) eingehalten werden.

Das 4. Ausführungsbeispiel nach Fig. 28 unterscheidet sich vom Ausführungsbeispiel nach Fig. 27 dadurch, daß der Teiler 215 und die erste Kombinationsschaltung 216 durch eine Richtungsleitung 240 ersetzt sind. Auch damit ergeben sich die erwähnten Vorteile. Die höheren Harmonischen werden beachtlich reduziert, daß die Phasenwinkel bc und de bei einer der Schaltungen nach Fig. 18 bis 25 folgender Beziehung genügen:

_ bc - L del = 180°.

Das 5. Ausführungsbeispiel nach Fig. 29 unterscheidet sich von demjenigen nach Fig. 5 dadurch, daß die ersten und zweiten nicht-linearen Netzwerke 213A und 213B, die durch Diodenschaltungen gebildet sind, bezüglich des Trägersignals f^ nicht mehr parallel, sondern vielmehr in Reihe geschaltet

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sind. Im Einzelnen: Die erste Kombinationsschaltung 216 ist anstatt mit den zweiten Hochfrequenz-Bandsperren 2O7A und 2O7B mit den Anschlüssen HA und HB der nicht-linearen Netzwerke 213A und 213B verbunden. Zwischengeschaltet sind Filter 271 und 272, die die Ströme der Frequenz f.. des FM-Signals durch die Dioden 2O3A und 2O3B (siehe Fig. 5) kurzschließen. Das Trägersignal f~ kann die Filter 271 und 272 passieren; sie können auch innerhalb der ersten Kombinationsschaltung 216 vorgesehen sein oder auch vollkommen entfallen. Dieses 5. Ausführungsbeispiel kann dadurch modifiziert werden, daß man die Reihenfolge der Verbindung der Hochfrequenz-Bandsperre 2O7A des Netzwerks 213A und des Filters 271 derart umkehrt, daß das Filter 271, das Netzwerk 213A und die Hochfrequenz-Bandsperre 2O7A aufeinander folgen. Entsprechendes gilt für die Hochfrequenz-Bandsperre 2O7B, das Netzwerk 213B und das Filter 272.

Das 6. Ausführungsbeispiel nach Fig. 30 unterscheidet sich vom 2. Ausführungsbeispiel dadurch, daß die Dioden 2O3A und 2O3B anstatt parallel nunmehr im Signalpfad von der Frequenzweiche 212 bis zur Riehtungsleitung 240 in Reihe geschaltet sind. Die Vorströme gelangen an sie über die Tiefpässe 273 bzw. 274.

Das 7. Ausführungsbeispiel nach Fig. 31 unterscheidet sich vom 3. Ausführungsbeispiel dadurch, daß die Dioden 251, 261

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bzw. 252, 262 in Reihe geschaltet sind. Die Vorströme werden ihnen über die Tiefpässe 276 bis 279 zugeführt.

Das 8. Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 2 unterscheidet sich von 4. Ausführungsbeispiel ebenfalls dadurch, daß die Dioden 251,

261 bzw. 252, 262 in Reihe geschaltet sind. Ihnen werden die Vorströme über Tiefpässe 276 bis 279 zugeführt.

Die bis jetzt beschriebenen Ausführungsbeispiele kann man dadurch modifizieren, daß man die Polarität der Dioden 2ü3A und/oder 2O3B sowie der Dioden-Paare 251, 261 und/oder 252,

262 umkehrt. Weitere Modifikationen erhält man dadurch, daß man anstelle der Dioden andere nicht-lineare aktive Schaltelemente verwendet, z.B. die Dioden-Eigenschaften von Transistoren oder Elektronenröhren ausnützt.

Die Fig. 33 bis 35 zeigen Beispiele für die als Diodenschaltungen ausgebildeten Netzwerke 213A und 213B. Sie können gebildet werden durch eine abgeglichene Schaltung mit einem Dioden-Paar (Fig. 33), eine doppelt abgeglichene Schaltung mit zwei Dioden-Paaren (Fig. 34), oder durch die Kombination einer Diode 281 und einer Richtungsleitung 282 (Fig. 35); im letzteren Fall kann man die Richtungsleitung 28 2 durch eine Brückenschaltung, einen Richtungskoppler oder durch einen Zirkulator realisieren. Die Anschlüsse G, H und I werden in

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der gezeigten Weise vorgesehen. In dem letztgenannten Beispiel führt eine Veränderung der Kleinsignal-Impedanz der Diode 281 zu einer'entsprechenden Änderung des ReflektionsKoeffizienten. Bei den in Fig. 3 3 bis 35 dargestellten Schaltungen kann man auch Tiefpässe 2O5A, 2O5B, Tiefpässe 210A, 21OB und/oder Vorspannungs- bzw. Vorstromquellen 214A oder 214B vorsehen.

Die Fig. 36 und 37 zeigen Beispiele für die als Diodenschaltungen ausgebildeten Netzwerke 213A und 213B unter Verwendung von Transistoren mit Anschlüssen G, H und I (vgl. deren Verbindung in Fig. 5) in der gezeigten Weise. Gelangt eine FM-Signalkomponente mit der Amplitude E₁₁, E₁₂ (vgl. Fig. 6) an den Anschluß G, dann wird die Wellenform sowohl am Eingang als auch am Ausgang verzerrt. Sowohl am Eingang als auch am Ausgang ergeben sich also Gleichstromkomponenten, die von der Amplitude E₁₁ bzw. E₁₂ abhängen und den Arbeitspunkt des Transistorverstärkers und damit die Eingang/Ausgang-Kleinsignal· Impedanz verändern. Wenn der Arbeitspunkt des Transistorverstärkers und die Übertragungseigenschaften der Frequenz- . weiche 212 entsprechend eingestellt sind, kann man erreichen, daß sich die Kleinsignal-Impedanz zwischen Kollektor und Emitter in Fig. 36 nach Fig. 7 ändert. Die Anschlüsse G, H und I des Verstärkers nach Fig. 36 können auch in anderer Kombination angeschlossen werden. Bei der Schaltung nach Fig. 3 7 kann'man jede der Transistorelektroden erden, wobei dann ein

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Paar der Anschlüsse G und I mit einer der nicht geerdeten Transistorelektroden verbunden sein muß. Anstelle der in den Fig. 36 und 3 7 dargestellten Transistoren kann man auch Feldeffekt-Transistoren oder Elektronenröhren verwenden. Zusätzlich kann ein Tiefpass 2O5A oder 2O5B und/oder eine Bandsperre 210A oder 210B Verwendung finden.,

Fig. 38 zeigt einen Transistorverstärker, der anstatt desjenigen nach Fig. 36 od. 3 7 verwendet werden kann. Er ist durch einen Feldeffekttransistor mit zwei Gate-Anschlüssen gebildet. Die FM-Signalkomponente gelangt an einen der beiden Gate-Anschlüsse; das Trägersignal f_? gelangt an den anderen Gate-Anschluß.

Die Fig. 39 bis 41 zeigen ebenfalls Schaltungen, die anstatt nur eines Transistors nach Fig. 36 od. 37 eine Kombination einer Diode 283 und eines Transistors 284 aufweisen. Die Diode 28 3 kann auch mit irgend einer der anderen Elektroden des Transistors 284 verbunden und mit dem Transistor in Reihe geschaltet sein. Nach Fig. 41 kann ein Widerstand 28 5 oder irgend ein anderes Schaltelement parallel oder in Reihe mit der Verbindung von Diode 283 mit dem Transistor 284 geschaltet sein. Anstelle des Transistors kann natürlich auch eine Elektronenröhre verwendet werden.

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Bei Verstärkern nach Fig. 36 und 37 kann man auch zwei oder mehr Transistoren oder Röhren anstelle nur eines Transistors verwenden. Bei den Schaltungen nach den Fig. 36 bis 41 kann man anstelle der Gleichstrom-Trennung mit Hilfe einer Kapazität auch eine Gleichstrom-Trennung durch einen Hochfrequenz-Übertrager einsetzen.

Die Fig. 42 und 43 zeigen die Realisierung der Diodenschaltungen 213A und 213B als nicht-lineare Schaltungen. Die Bandsperren 21OA und 210B sind ebenfalls eingezeichnet.

Die Fig. 44 und 45 zeigen die Detektorschaltungen 241 und 24 2 als nicht-lineare Transistor- oder Röhrenverstärker, bei denen jede FM-Signalkomponente verzerrt wird, daß jedes der Signale am Eingang und am Ausgang derselben Gleichstromkomponenten enthält. Da sich die Amplituden E^ und E^₂ der FM-Signalkomponenten ändern, ändern sich die Gleichstromkomponenten entsprechend, so daß der Verstärker einen sich entsprechend ändernden gleichgerichteten Strom als von E,, bzw. E₁₂ abhängiges Gleichstromsignal abgibt.

Als Detektorschaltungen 241 und 242 können die beschriebenen Gleichrichterschaltungen auch unter Verwendung von zwei oder mehr Dioden eingesetzt werden. Die Detektorschaltungen 241

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oder 242 können auch als nicht-lineare FIaIb leite rs chal tungen aufgebaut sein, mit einem bipolaren Transistor, einem Feldeffekt-Transistor, einer IMPATT-Diode, oder einer nichtlinearen Elektronenröhrenschaltung.

Die Fig. 46 bis 48 zeigen Beispiele für die Netzwerke 243 und 244 als Übertragungs-Schaltungen (Fig. 27) oder Reflektionsschaltungen (Fig. 28) mit veränderlicher Impedanz entweder als Transistors cnaltungen mit einem bipolaren oder einem Feldeffekttransistor oder mit Elektronenröhren; die Immitanz des aktiven Elements der Schaltung ändert sich dabei jeweils mit der Vorspannung oder dem Vorstrom. Die Anschlüsse U, V und Vv entsprechen in Fig. 27 den Anschlüssen G als Ausgang der Detektorschaltung, H als Eingang des Trägersignals f₉ und I als Ausgang der AM-Signalkomponente. In Fig. 46 wird die Abhängigkeit der Kollektor/Emitter-Immitanz von der Vorspannung ausgenützt. In Fig. 47 ist der Transistor in Reihe geschaltet. Sowohl in Fig. 45 als auch in Fig. 46 können die Anschlüsse V und Ii vertauscht werden. In Fig. 48 gelangt das Aus gangs signal der Detektorschaltung an den Gate-Anschluß eines Feldeffekttransistors mit zwei Gates, das Trägersignal f^ ^an den anderen Gate-Anschluß.

Die Fig. 49 bis 51 zeigen weitere Beispiele für die Netzwerke 243 und 244 mit veränderlicher Impedanz mit Anschlüssen U, V

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und Vi. In Fig. 49 steuert das Ausgangssignal der Detektorschaltung die Basis des Transistors und demgemäß die Verstärkung, d.h. die Übertragungs-Eigenschaften für das Trägersignal fy zwischen Basis und Kollektor. In Fig. 50 und 51 gelangt das Ausgangssignal der Detektorschaltung an Emitter bzw. Kollektor. Der Transistor kann entweder mit geerdeter Basis oder mit geerdetem Kollektor verwendet werden. Die nicht-linearen aktiven Schaltungselemente iverden durch einen bipolaren Transistor, einen Feldeffekttransistor oder eine Elektronenröhre gebildet, wobei sich entweder die Vorwärtsoder die Rückwärtsverstärkung mit einer Änderung der Vorspannung oder des Vorstroms ändert.

In den Netzwerken 243 und 244 können die Dioden 261 und 262 PIII-Dioden.sein. Die Netzwerke 243 oder 244 können nach Fig. 33 bis 35 aufgebaut sein, wobei als Diode 281 eine PIN-Diode, eine IMPATT-Diode oder eine GUNN-Diode verwendet werden kann, deren Immitanz sich mit dem sie durchfließenden Strom ändert.

In Fig. 33 bis 51 kann man entweder einen Hochfrequenz-Übertrager oder einen Koppelkondensator zur gleichstrommäßigen Trennung verwenden. Besteht zwischen den Übertragungseigenschaften der paarweise vorgesehenen Netzwerke 213A, 213B oder 24 3, 244 eine Phasendifferenz, so sollte man den Teiler 215,

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die erste Kombinationsschaltung 216 oder die Richtungsleitung 240 derart auslegen, daß diese Differenz kompensiert wird.

Die Fig. 52 und 53 zeigen ein 9. Ausführungsbeispiel, das sich von Fig. 5 dadurch unterscheidet, daß die zweite Kombinationsschaltung (217) entfällt und anstatt dessen eine Dämpfungsschaltung 290 zwischen dem als Diodenschaltung ausgebildeten, nicht-linearen Netzwerk 213B und dem zugeordneten Eingang der nur einen Kombinationsschaltung 216 zwischengeschaltet ist. Damit wird die Amplitude E-,_? der einen AM-Signalkoiaponente (vgl. Fig. 53) so gedämpft, daß die Amplitude E^-, des zusammengesetzten AM-Signals an einem Punkt gleich Null wird, der nicht die Mittelfrequenz f ist. Das AM-Signal am Ausgang des Konverters kann also bei der Mittelfrequenz f eine bestimmte gewünschte Amplitude haben; die Frequenzweiche 212 ist entsprechend ausgelegt. ObTvohl die Dämpf ungs schal tung 290 zu einer gewissen Unabgeglichenheit bzw. Asymmetrie führt, ist die dennoch vorhandene Linearität immer noch besser als bei herkömmlichen Konvertern. Die Kennlinie nach Fig. 53 kann man dadurch erzielen, daß man ferner außer durch Verwendung einer zweiten Kombinationsschaltung 217 oder einer Dämpfungsschaltung 290 auch noch dafür sorgt, daß die Amplituden E₁₁ und E₁₇ der FM-Signalkomponenten verschieden groß sind, so daß sich verschiedene Kleinsignal-Impedanzen R„ und Rn₂ der Netzwerke 213A und 213B ergeben.

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Die Fig. 54 bis 56 zeigen ein 10., 11. und 12. Ausführungsbeispiel, die sich vom 2., 3. bzw. 4. Ausführungsbeispiel
dadurch unterscheiden, daß wie in Fig. 52, die zweite Kombinationsschaltung durch eine Dämpfungsschaltung 290 ersetzt ist,

Die Fig. 57 bis 60 zeigen das 13., 14., 15. bzw. 16. Ausführungsbeispiel, die sich vom 4. Ausführungsbeispiel lediglich dadurch unterscheiden, daß anstelle der 2. Kombinationsschaltung 217 ein Paar von Impedanzelementen 291 und 292 mit verschiedenen Impedanzen verwendet werden, so daß die Kleinsignal -Impedanz en, gesehen vom Teiler 215, der nur einen
Kombinationsschaltung 216 oder von der Richtungsleitung 240, voneinander verschieden sind. Man erhält ähnliche Kennlinien wie in Fig. 53. Die Impedanzelemente 291 und 292 werden
realisiert durch einen Widerstand, eine Induktivität, eine
Kapazität oder eine Kombination davon. Anstatt, wie gezeigt, parallel geschaltet zu sein, können sie auch mit den Diodenschaltungen 213A, 213B oder 243, 244 in Reihe geschaltet sein.

Die Fig. 61 bis 65 zeigen das 17., 18., 19., 20. bzw. 21. Ausführungsbeispiel; sie unterscheiden sich von dem 1., 2., 4., 6. bzw. 7. Ausführungsbeispiel dadurch, daß eine weitere
Anschlußklemme 296, wie gezeigt, mit dem Niederfrequenz-Strompfad der Netzwerke 213A und 213B oder 243 und 244 verbunden und über einen Lastwiderstand 297 geerdet sind. Die
Amplitude des gleichgerichteten Stromes durch den Lastwider-

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stand 297 hängt von der Frequenz f. des FM-Signals ab. Er hat daher eine Kennlinie, anhand deren man eine Frequenz-Diskriminierung vornehmen kann. Wie ebenfalls gezeigt, kann man die Vorstromquellen bzw. Vorspannungsquellen weglassen.

Fig. 66 zeigt ein 22. Ausführungsbeispiel. Es entspricht etwa einer Kombination des 3. und 8. Ausführungsbeispiels und gleicht dem 17.-21. Ausführungsbeispiel.

Die Fig. 67 und 68 zeigen das 23. und 24. Ausführungsbeispiel; es unterscheidet sich vom 18. und 19. Ausführungsbeispiel dadurch, daß die als Diodenschaltungen ausgebildeten Netziierke 213A, 213B, 241 und 242 jeweils durch eine Schaltung nach Fig. realisiert sind. In Fig. 68 sind für die Netzwerke 243, eine Schaltung nach Fig. 49, sowie ferner für die Hochfrequenzsignale Kurzschlußpfade 266 und 267 vorgesehen.

Bei allen bis jetzt beschriebenen Ausführungsbeispielen bzw. deren Modifikationen kann ein weiterer Anschluß 296 (s. oben) vorgesehen sein.

Fig. 69 zeigt ein 25. Ausführungsbeispiel. Es enthält als Komponente wiederum einen FM/AM-Konverter 300, wie das 1. bis 24. Ausführungsbeispiel bzw. als entsprechende Modifizierung ausgebildet sein kann (im folgenden: FM/AI-I- Sub konverter). Der

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Konverter nach Fig. 69 weist eine Eingangsklemme 201, einen Eingangs-Anschluß 208, eine Ausgangsklemme 209 sowie, wie oben beschrieben, eine weitere Anschlußklemme 296 auf. Das FM-Signal gelangt an die Eingangsklemme 301 des gesamten Konverters. Von dort gelangt es an den Mischer 304, an den ferner das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 303 gelangt. Dieser wird von der Gleichstron-Komponente gesteuert, die über die zusätzliche Anschlußklemme 296 von dem FM/AM-Sub konverter 301 abgeleitet wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator 303 ist als "örtlicher" Oszillator anzusehen und gibt ein Zwischenfrequenz-Signal ab. Das Aus gangs signal des Mischers 304 gelangt an einen Z\vischenfrequenz-Verstärker 305, dem ein Begrenzer 306 nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal des Begrenzers gelangt an die Eingangsklemme 201. Der Eingangsanschluß 203 wird mit dem Ausgangssignal eines zweiten örtlichen Oszillators 308 mit dem zweiten Trägersignal f^ beaufschlagt. Der FM/AM-Konverter arbeitet so als Superhet-Empfanger. Die Schalteinheiten 303 bis 306 zwischen den Klemmen 201, und 301 sorgen für automatische Frequenzsteuerung (AFC = Automatic Frequency Control) des FM-Signals, das an die Eingangsklemme 201 des FM/AM-Sub !converters 300 gelangt. So kann man die Mittelfrequenz an der Eingangs klemme 301 unverändert auf einem bestimmten Wert halten.

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Fig. 70 zeigt ein 26. Ausführungsbeispiel, das sich vom 25. Ausführungsbeispiel dadurch unterscheidet, daß anstelle des spannungsgesteuerten Oszillators 303 ein weiterer örtlicher Oszillator 309 vorgesehen ist. Die Anschlußklemme 29 6 des FM/AM-Subkonverters 300 ist~nunmehr über einen NF-Verstärker 311 mit einer NF-Aus gangsklemme 310 verbunden. Bei diesem Konverter kann man die Eingangs- und Ausgangssignale überwachen.

Das 27. Ausführungsbeispiel nach Fig. 71 unterscheidet sich vom 26. Ausführungsbeispiel dadurch, daß anstelle der NF-Aus gangs klemme 310 eine NF-Eingangsklemme 315 vorgesehen ist. Zwischen der Eingangs klemme 201 des FIi/ AM-Sub !converters 300 und dem Begrenzer 306, ferner zxvischen die Anschlußklemme des FM/AM-Subkonverters 300 und dem NF-Verstärker 311 sind zwei Schalter 316 bzw. 317 angeordnet. Bei diesem Konverter kann man das FM-Signal durch ein NF-Signal an NF-Eingangsklemme 315 ersetzen oder letzteres dem Fli-Signal überlagern, um die Kleinsignal-Impedanzen zu variieren und damit das Trägersignal f₂ alternativ oder zusätzlich einer Amplitudenmodulation mit dem NF-Signal unterwerfen.

Die Fig. 72 bis 75 zeigen das 28., 29., 30. und 31. Ausführungsbeispiel, die sich vom 1. bis 4. Ausführungsbeispiel darin unterscheiden, daß eine Reihenschaltung aus einer

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Detektorschaltung 321, einem Verstärker 322 und einer Pegel-Steuerung 323 zwischen der Ausgangsklemme 209 und einem Punkt dem Anschlußeingang 208 und der zweiten Kombinationsschaltung 217 geschaltet ist. So kann man die Amplitude E₂ des AM-Signals am Ausgang automatisch steuern, d.h. auf einen bestimmten Wert festlegen. Ohne dies würde die Mittel-Amplitude (bei f_Q) des AM-Signals, wie aus den Fig. 10 und 11 ersichtlich, bei einer Fluktuation der Mittelfrequenz f des FM-Signals aus irgend einem Grund ebenfalls fluktuieren. Das ist jedoch bei der FM-Modulierung durch ein Video-Signal unerwünscht, da dann die Spitzenamplitude des Synchronisier-Signals im AM-Signal am Ausgang dementsprechend ebenfalls fluktuieren würde. Verwendet man als Detektorschaltung 321 einen Spitzen-Detektor und als Verstärker 321 einen Gleichspannungs-Verstärker 322 mit einer Zeitkonstanten, die kürzer als die Periode der Fluktuation der Mittelfrequenz f des FM-Signals ist, so kann man die Spitzenamplitude konstant halten.

Die Fig. 76 bis 80 zeigen das 32., 33., 34. und 35. Ausführungsbeispiei, die sich vom 28. bis 31. Ausführuiigsbeispiel dadurch unterscheiden, daß die Reihenschaltung von Detektorschaltung 321, Verstärker 322 und Pegelsteuerung 323 nunmehr zwischen Ausgangsklemme 209 und einem Punkt zwischen dem

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Eingangs ans chluß 208 und dem. Anschluß entweder des Teilers 215 oder der Riehtungsleitung 240 geschaltet ist, dem ansonsten das Trägersignal f₂ direkt zugeführt wird. Ferner ist eine weitere Detektorschaltung 325 zwischen Detektorschaltung 321 und den Verstärker 322 geschaltet; sie demoduliert das AM-Signal am Ausgang und leitet derart daraus ein im demodulierten Signal enthaltenes Signal bei einer spezifischen Amplitude ab. Derart kann die Amplitude E^ des AM-Signals am Ausgang automatisch auf einem bestimmten Wert gehalten werden. So sei z.B. angenommen, daß das Video-Signal, mit dem das FM-Signal moduliert ist, das in Fig. 80 mit SG 1 bezeichnete Signal sei. Die Kennlinie des FM/AM-Konverters sei durch die Kurve 3 26 gegeben. Das ergibt das AM-Signal SG 2 am Ausgang. Ohne automatische Amplitudensteuerung konnte sich die Kennlinie 3 26 derart verändern, wie dies, wenn auch übertrieben, durch Kurve 327 angegeben ist; das kann durch eine Veränderung der Temperatur o. dgl. veranlaßt sein. Dann ergibt sich am Ausgang ein AM-Signal SG 2'; mit einer automatischen Amplitudensteuerung kann man automatisch dafür sorgen, daß sich die Kennlinie nicht verändert. Eine Abnahme der Amplitude des Synchronisiersignals ist in einem AM-Signal SG 2¹ , das sich unerwünscht verändert hat, somit feststellbar. Demgemäß wird dann die Amplitude des Trägersignals f₂, das entweder an den Teiler 215 oder an die Riehtungsleitung 240 gelangt, erhöht; unerwünschte

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Änderungen in der FM/All-Kennlinie werden damit automatisch kompensiert. Selbst wenn das FH-Signal mit durch eine Multiplex- Umsetzung entstandenen Signalen moduliert ist, ist eine automatische Amplitudensteuerung dadurch möglich, daß diejenige Amplitude im AM-Signal festgestellt und zur Steuerung eingesetzt wird, die durch Modulation mit einem der Multiplex-Signale entstanden ist.

Die Fig. 81 bzw. 82 zeigen das 36. bzw. 37. Ausführungsbeispiel; sie unterscheiden sich vom 32. bzw. 34. Ausführungsbeispiel dadurch, daß die Reihenschaltung vom Detektorschaltung 321, der Signaldetektorschaltung 325, Verstärker 322 und Pegelsteuerung 323 zwischen die Ausgangsklemme 209 und einem Punkt zwischen der ersten und der zweiten Kombinat ions schaltung geschaltet ist. Das Verhalten entspricht demjenigen nach Fig. 20.

Die Fig. 33 bis 86 zeigen das 38., 39., 40. und 41. Ausführungsbeispiel; sie unterscheiden sich von den 32. bis 45. Ausführungsbeispielen dadurch, daß die Reihenschaltung von Detektorschaltung 321, Signal detektorschaltung 325, Verstärker 322 und Pegelsteuerung 323 zwischen Ausgangsklemme 209 und Eingangsklemme 201 geschaltet sind. Damit erreicht man dasselbe Verhalten.

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Fig. 87 bis 90 zeigen das 42., 43., 44. und 45. Ausführungsbeispiel; sie unterscheiden sich von den 1. bis 4. Ausführungsbeispielen durch Kompensationsschaltungen 331, 332, 333 und 334. Die 1. Kompensationsschaltung 331 ist der Frequenzweiche 212 vorgeschaltet, die 2. und 3. Kompensationsschaltung sind zwischen Eingangs anschluß 208 und Teiler 215 bzw. zwischen der 2. Kombinat ions schal tung 217 oder zwischen Eingangsanschluß 208 und der Riehtungsleitung 240 bz^v. der nur einen Kombinationsschaltung 217 geschaltet. Die 4. Kombinationsschaltung 334 ist entweder zwischen der ersten Kombinationsschaltung 216 und der zweiten Kombinationsschaltung 217 oder zwischen der Riehtungsleitung 240 und der nur einen Kombinationsschal tung 217 vorgesehen. Ein Konverter ist vorzugsweise zu verwenden, wenn die Veränderungen der FM/AM-Kennlinie von vorn herein bekannt sind, wie z.B. durch Temperaturschwankungen verursachte Veränderungen. Die Kompensationsschaltungen 3 31 bis 334 können entweder als Verstärker oder als Dämpfungsschaltungen ausgebildet sein derart, daß sie die bekannte Veränderung der Kennlinie, z.B. als deren Inversion, kompensieren.

Durch Verwendung sowohl der Reihenschaltungen nach Fig. 7 2 bis 75 als auch derjenigen nach Fig. 76 bis 79 und 81 bis erhält man eine automatische Steuerung sowohl des Spitzen-

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wertes als auch des Modulationsgrades des AM-Signals am Ausgang. Die beschriebene Kompensation ist bei allen Ausführungsbeispielen anwendbar.

Fig. 91 zeigt eine Möglichkeit einer Modifikation einiger Ausführungsbeispiele, z.B. des 3. (Fig. 27), 4. (Fig. 28) und 7. Ausführungsbeispiels (Fig. 31), bei denen ein Tiefpass 246 oder 247 zwischen Detektorschaltungen 241 bzw. 242 und den Netzwerken 24 3 bzw. 244 vorgesehen ist. Nach Fig. 91 ist ein erster und ein zweiter Tiefpass 336 bzw. 337 mit zwischengeschalteter Anhebungsschaltung (Emphasis) 338 als Tiefpass 246 bzw. 247 vorgesehen. Derat kann man dem AM-Signal am Ausgang eine bestimmte Frequenz- oder Anhebungskennlinie geben.

Die Fig. 92 und 93 zeigen das 46. und 47. Ausführungsbeispiel mit, wie bereits beschrieben, Eingangsklemme 201, Eingangsanschluß 208, Aus gangsklemme 209, Frequenzweiche 212, Teiler

215 und erster und zweiter Kombinationsschaltung 216 und (Fig. .92) bzw. Richtungsleitung 240 und nur einer Kombinationsschaltung 217 (Fig. 93). Es ist eine erste und eine zweite jeweils symmetrische Dioden-Brückenschaltung 341 bzw. 342 vorgesehen, die direkt der Frequenzweiche 212 nachgeschaltet und mit dem Teiler 215 und der ersten Kombinationsschaltung

216 oder mit der Richtungsleitung 240 jeweils über zwei Wandler

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343 bzw. 344 gekoppelt sind, die die abgeglichene bzw. symmetrische Brückenschaltung an den nicht abgegebenen bzw. asymmetrischen Pfad zwischen Teiler 215 und 1. Kombinationsschaltung 216 (Fig. 92) bzw. zum Richtungskoppler 240 (Fig. 93) koppeln. Die Dioden-Brückenschaltungen sind in der gezeigten Weise aus den Dioden A1 bis A4 und B1 bis B4 aufgebaut. Damit kann man auf die Hochfrequenz-Bandsperren 204, 207 oder 204A, 2O4B, 2O7A, 2O7B verzichten. Die Anschlüsse J der Diodenschaltungen 341 und 342 sind mit der Frequenzweiche verbunden; die Anschlüsse K sind geerdet. Die Anschlüsse L bzw. M sind mit den Wandlern 343 und 344 verbunden. Das Anschluß-Paar J, K ist von dem Anschluß-Paar L, M isoliert. Die Dioden-Brückenschaltungen sind ferner mit Wellenfallen 346, 347 bzw. 348, 349 verbunden, die einige der Stromkomponenten nach Formel (1) kurzschließen. In Fig. 92 erzeugt die FM-Signalkomponente mit der Amplitude Έ_Λ« bzw. E₁ ^ am Anschluß-Paar J, K von den Amplituden E₁₁ bzw. E^ abhängende gleichgerichtete Ströme. Demgemäß ändern sich die Kleinsignal-Impedanzen R, ebenfalls mit E₁₁ oder E^ ^un^ daher mit der Frequenz f.. des FM-Signals. Haben die Dioden A1 bis A4 und B1 bis B4 im wesentlichen dieselben Kennlinien, dann ist die dargestellte Brückenschaltung 341 bezüglich der FM-Signalkomponenten der Frequenz f.. abgeglichen, so daß im wesentlichen zwischen dem Anschluß-Paar L, M kein Signal

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auftritt. Da ja die Kleinsignal-Impedanz R, einer Diode gleich der anderen ist, sind die Dioden-Brückenschaltungen 341, 34 2 auch bezüglich des Trägersignals f₉ abgeglichen, sofern dessen Amplitude hinreichend klein ist, so daß auch das Trägersignal f~ an dem Anschluß-Paar J, K ebenfalls im wesentlichen zu keinem Signal führt. Die Kleinsignal-Impedanz am Anschluß-Paar J, K ist:

R_d/2 χ 2 χ 1/2 = R_d/2,

so daß die Amplitude E₉ des Trägersignals f₉ an Ausgangsklemme 209 sich mit der Kleinsignal-Impedanz Rj/2 an dem Anschluß-Paar L, M ändert. Zwar benötigt man gemäß diesen Ausführungsbeispielen mehrere Dioden; man kann nun aber bei gleicher Leistung jeweils einer Diode die Leistung des AM-Signals am Ausgang steigern, so daß das AM-Signal mit weniger Rauschen in den nachfolgenden Stufen überlagert werden kann. Bei dem Konverter nach Fig. 93 wird das Trägersignal f₉ in Abhängigkeit von E₁₁ und E₁₉ von den Diöden-Brückenschaltungen 341, 34 2 jeweils verschieden stark reflektiert.

Die Fig. 94 und 95 zeigen das 48. und 49. Ausführungsbeispiel. Es unterscheidet sich vom herkömmlichen Konverter nach Fig. dadurch, daß die beiden Hochfrequenz-Bandsperren 204, 20 7 entfallen und daß anstatt der Diode 203 und der zugeordneten

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Schaltelemente 205, 210 nunmehr eine abgeglichene symmetrische Dioden-Brückenschaltung 341 und ein Wandler 343 zur Anpassung an den nicht abgeglichenen Schaltkreis zwischen den Anschlüssen N, P vorgesehen ist. Ein Anschluß N des Wandlers 345 ist geerdet; der andere Anschluß P ist miζ der Richtungsleitung 206 (Fig. 1) bzw. 240 (Fig. 94) verbunden. Alternativ stellen nach Fig. 95 die Anschlüsse N, P den Eingangsanschluß 20S bzw. Aus gangsklemme 209 dar. Wellenfallen 346 und 348 schließen Stromkomponenten mit Frequenzen nach Formel CO kurz. Diesen Konverter kann man auch, xvenn die Frequenzweiche 212 entfällt, zur Konvertierung eines ersten AM-Signals, das durch Modulation eines 1. Trägersignals mit der Frequenz f., durch ein Modulationssignal entstanden ist, in ein zweites AM-Signal, das durch Modulation eines 2. Trägersignals mit der Frequenz f„ durch im wesentlichen dasselbe modulierende Signal entstanden ist, verwenden.

Nach Fig. 96 bis 98 weist eine Dioden-Brückenschaltung entweder ein Paar von Impedanz elemente η 351 und 352 (Fig. 96) , einen Übertrager 353 mit Mittenanzapfung (Fig. 97) oder einen Übertrager 355 mit Mittenanzapfung einer Wicklung in zwei aneinander angrenzenden Zweigen der Brückenschaltung (Fig. 98) auf. Im letzteren Fall dient der Übertrager 355 auch als Wandler 346 zur Anpassung der abgeglichenen symmetrischen Brückenschaltung an den unabgeglichenen

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asymmetrischen Pfad. Die Impedanzelemente 351 oder 352 können Widerstände, Induktivitäten, Kapazitäten oder Kombinationen davon sein.

Nach Fig. 99 kann eine Dioden-Brückenschaltung aus einer Reihen-, Parallel- oder Reihen-Parallelschaltung von Dioden anstatt aus einzelnen Dioden A1, A2 usw. aufgebaut sein. Nach Fig. 100 ist eine Vorspannungsquelle 356 und Kapazitäten 357 und 358 zur Vorspannung bzw. Vorbereitung der Dioden auf verschiedene Art und Weise vorgesehen.

Nach den Fig. 101 bis 105 können die Wandler 346, 347, oder 349 als Übertrager mit Mittenanzapfung (Fig. 101) Paar von 1/4-Wellenlängen-Leitungs-Paar (Fig. 102), als Balun-Übertrager (Fig. 103 und 104) oder als Kombination eines Richtungskoppler, eines Gabelkopplers oder eines magischen T's mit mehreren Dioden ausgebildet sein.

Beim 46. bis 49. Ausführungsbeispiel kann der Wandler 343 o.a. anstelle zwischen das Anschluß-Paar L, M auch zwischen das Anschluß-Paar J, K geschaltet sein. Bei den Brückenschaltungen nach Fig. 95 ff. kann man Anschluß-Paare vertauschen. In der Brückenschaltung nach Fig. 92 kann man auch lediglich die Dioden A., A₂, B₃, B₄ oder A₃, A,, Bp B₂ verwenden. Das gilt auch für die Fig. 96 bis 98. Die Dioden können jeweils

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getrennt durch Vorspannung oder Vorstrom vorbereitet werden. Die Dioden können durch eine PN-Flächen-Diode, Schottky-Barrier-Diode, Tunnel-Diode, Varactor-Diode, IMPATT-Diode, Gunn-Diode oder irgend ein nichtlineares aktives Schaltelement sein. Außerdem kann man jede einzelne Diode durch ein mehrere Elektroden aufweisendes aktives Schaltelement ersetzen.

Die Beschreibung der großen Zahl von Ausführungsbeispielen und ihrer Modifikationen sollen den weiten Bereich der Erfindung deutlich machen. Die verschiedenen eingangs erwähnten Frequenzbereiche können sich gegenseitig überlappen.

P ate nt ansp rüch e:

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Claims (14)

1. Patentansprüche

   Konverter zur Unvwandlung eines durch Modulation eines ersten Trägersignals mit einem modulierenden Signal entstandenen frequenzmodulierten Signals (FH-Signal) in ein durch Modulation eines zweiten Trägersignals mit demselben modulierenden Signal entstandenes amplitudenmoduliertes Signal (AM-Signal), bei dem ein erstes Netzwerk aus dem FM-Signal ein Signal gewinnt, dessen Amplitude sich mit der Frequenz des FM-SignaIs ändert, und ein zweites Netzwerk ?an das das vom ersten Netzwerk abgegebene Signal -und das zweite Trägersignal gelangt, und das eine sich mit der Amplitude des ihm vom ersten

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   Netzwerk abgegebenen Signals veränderliche Impedanz aufweist, ein amplitudenmoduliertes Signal abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Netzwerk durch eine Frequenzweiche (212) gebildet wird, die zwei FH-Signal-

   mit komponenten in verschiedenen Frequenzbereichen von der Frequenz Cf₁) des FM-Signals am Eingang (201) abhängenden Amplituden (E...., E₁₂) abgibt, und die erste FM-Signalkomponentc dem erstgenannten zweiten Netzwerk (213A) zugeführt wird, das daraus das erstgenannte araplitudenmodulierte Signal (1. AM-Signal komponente) mit von der Frequenz des FM-Signals abhängigen Amplitude (E₇-.) ableitet, und daß ferner ein weiteres zweites Netzwerk (213B) , an das die zweite FM-Signalkomponente und ferner ebenfalls das zweite Trägersignal (f.,) gelangt und das ebenfalls eine sich mit der Amplitude der ihn zugefiihrten FM-Signalkomponente \reränderliche Impedanz (2O3B) aufweist, ein zweites amplitudenmoduliertes Signal (2. AM-' Signalkomponente) von der Frequenz (f..) des FM-Signals abhängigen Amplitude (E₀,,) ableitet, und eine xveitere Schalteinheit (216, 240) aus den beiden ihr zugeführten AM-Signalkomponenten ein zusammengesetztes Signal (E₇,) als Ausgangssignal des Konverters ableitet.

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2. 2. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Trägersignal (f₂) den beiden zweiten Netzwerken (213A, 213B) über einen Teiler (215) zugeführt wird und zwischen dem Trägersignal (f„) an dessen Eingang (A) und an seinen Ausgängen (B, C) sowie ferner zwischen den AM-Signalkomponenten (Eo τ, E??) ^an den Eingängen (E, F) der durch eine Kombinationsschaltung (216) gebildeten weiteren Schalteinheit und dem AM-Signal an deren Ausgang (D) folgende Beziehung besteht:

   |( Lab + L ed) - ( Zac + L· fd) / = 18O°;

   dabei sind L AB, ^AC, ^ED, ^.FD die Phasenwinkel zwischen dem Eingang und den Ausgängen des Teilers bzw. den Eingängen und dem Ausgang der Kombinationsschaltung.
3. 3. Konverter nach Anspruch 1 ., dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Schaltcinheit als Richtungsleitung (240) ausgebildet ist, über die das zweite Trägersignal (f₉) den als Reflektionsschaltungen ausgebildeten Netzwerken (213Λ, 213B)' zugeführt wird, und daß folgende Beziehung besteht:

   1 / η

   ( /ab + / dc)-( /cd + /_da) / = 180 ; ¹ I

   dabei sind Z-ab, Z_bc, L. cd, Z_da die Phasenwinkel zwischen

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   dem Eingang (a) für das 2. Trägersignal und dem 1. Anschluß (b) für das erste (213A) der beiden zweiten Netzwerke, dem letzteren (b) und dem Ausgang (c), dem Ausgang (^c) und dem 2. Anschluß (d) für das andere (213B) der beiden zweiten Netzwerke, sowie letzterem (b) und dem Eingang (a).
4. 4. Konverter nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß der weiteren Schalteinheit (216, 240) eine Kombinat ions schaltung (217) nachgeschaltet ist, die dem zusammengesetzten AM-Signal (E,,) ein weiteres Signal mit derselben Frequenz (f_?) und einer bestimmten Amplitude (E ) überlagert.
5. 5. Konverter nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden zweitgenannten Netzwerke jeweils eine Detektorschaltung (241, 242) aufweisen, die aus der FM-Signalkomponente ein von deren Amplitude (E,,, E-₂) abhängiges Gleichstromsignal ableitet und dies über einen Tiefpaß (246, 247) an ein Übertragungsnetzwerk (243, 244) abgibt, dessen Ubertragungseigensciiaften für das ihm ebenfalls zugeführte zweite Trägersignal (f₂) des Gleichstromsignals derart abhängen, daß es die AM-Signalkomponente erzeugt und der Tiefpaß (246, 24 7) derart bezüglich des zweiten Trägersignals die ihn vorgeschaltete

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   Detektorschaltung und bezüglich der FM-Signalkomponente das ihm nachgeschaltete Übertragungsnetzwerk kurzschließt.
6. 6. Konverter nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem ersten Netzwerk (212) und der weiteren Schalteinheit (216, 240) weitere Schaltmittel (290, 291, 292) vorgesehen sind, die den AM-Signalkomponenten bei Frequenzen, die bezüglich der Mittelfrequenz (f ) symmetrisch sind, verschiedene Amplituden geben.
7. 7. Konverter nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Netzwerke (213A, 213B) jeweils durch eine Dioden-Brückenschaltung (341, 342) mit zwei voneinander isolierten und gegeneinander derart abgeglichenen Anschlußpaaren (J, K; L, M) gebildet werden, daß die dem einen Anschlußpaar (J, K) zugeführte FM-Signalkomponente am anderen Anschluß-Paar (L, M) und das dein anderen Anschluß-Paar (L, M) zugeführte zweite Trägersignal (f^) am ersten. Anschluß-Paar (J, K) kein Signal hervorruft.
8. 8. Konverter nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die FM-Signalkomponente an ein Schaltelement (203A, 2O3B) mit von der Amplitude des ihm zuge-

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   führten Signals abhängiger Impedanz (R,) gelangt, und ferner ein die Frequenzen der FH-Signalkomponente und des zweiten Trägersignals (f„) sperrender Tiefpaß (2O5A, 2O5B) vorgesehen ist, in dem die FM-Signalkoiiiponente ein niederfrequentes Signal (I ,) hervorruft, das an dem Schaltelement anliegt, an dein auch das zweite Trägersignal (f₀) anliegt.
9. 9. Konverter nach Ansprucli 4, dadurch gekennzeichnet,

   daß eine Pegelsteuerung (323) die Amplitude (E ) des der zweiten Kombinationsschaltung (217) zugeführten weiteren Signals in Abhängigkeit von der Amplitude des AM-Signals am Ausgang der Kombinationsschaltung (217) steuert.
10. 10. Konverter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Pegelsteuerung (323) die Amplituden des den zweiten Netzwerken (213A, 213B) zugeführten zweiten Trägersignals (f?) in Abhängigkeit von der Amplitude des AM-Signals am Ausgang der Kombinationsschaltung (217) steuert.
11. 11. Konverter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Signaldetektorschaltung (325) die Amplitude des AM-Signals am Ausgang feststellt und die Pegelsteuerung (323) steuert.

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12. 12. Konverter nacli Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Netzwerk (212) eine Feldsteuerung (323) vorgeschaltet ist, die von einem Signal gesteuert wird, das eine Detektorschaltung (321, 325) von den AM-Signal an Ausgang (209) ableitet (Fig. 33).
13. 13. Konverter zur Umwandlung eines durch Modulation eines ersten Trägersignals mit einem modulierenden Signal entstandenen frequenzmodulierten Signals (FM-Signal) in ein durch Modulation eines zweiten Trägersignals mit demselben modulierenden Signal entstandenes arnplitudennoduüertes Signal (A«I-Signal) , bei dem ein Netzwerk aus dem PI-Si gnal ein Signal gewinnt, dessen Amplitude sich mit der Frequenz des FM-Signals ändert und ein zweites Hetzwerk, an das das vom ersten Netzwerk abgegebene Signal und das zweite Trägersignal gelangt, und das eine sich mit der Amplitude des vom ersten Netzwerk abgegebenen Signals veränderliche Impedanz aufweist, ein amplitudenmoduliertes Signal abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Netzwerk (341) durch eine Dioden-Brückenschaltung mit zTtfei voneinander isolierten und derart abgeglichenen Anschluß-Paaren (J, K; L, M) gebildet wird, daß die dem einen Anschluß-Paar (J, K) zugeführte FM-Signalkomponente am anderen Anschluß-Paar (L, M) und das dem anderen An-

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    schluß-Paar zugeführte zweite Trägersignal (£.,) an ersten

    Cl

    Anschluß-Paar (J, K) kein Signal hervorruft und an eine weitere Schalteinheit (H, P), die riit den zweiten Anschluß-Paar (L, Π) gekoppelt ist, daraus das AM-Signal ableitet.
14. 14. Konverter zur Umwandlung eines durch Modulation eines ersten Trägersignals rait einen modulierenden Signal entstandenen ersten amplitudenmodulierten Signals (1. AM-Signal) durch Modulation eines zweiten Trägersignals mit demselben modulierenden Signal entstandenes zweites aiiplitudenmodulierten Signals (2. AM-Signal), bei dem ein Hetzwerk'mit einem Schaltelement von der Amplitude des ihm zugeführten Signals abhängiger Impedanz vorgesehen ist, dem das 1. AM-Signal und das zweite Trägersignal zugeführt wird, und das daraus das 2. AM-Signal ableitet, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk durch eine Dioden-Brückenschaltung (341) mit zx^ei voneinander isolierten und derart abgeglichenen Anschluß-Paaren (J, K; L, M) gebildet wird, daß das dem einen Anschluß-Paar (J, K) zugeführte 1. AM-Signal am anderen Anschluß-Paar (L, M) und das dem anderen Anschluß-Paar (L, M) zugeführte zweite Trägersignal (f₂) am ersten Anschluß-Paar (J, K) kein Signal hervorruft und eine weitere Schalteinheit (N, P), die mit dem zweiten Anschluß-Paar (L, M) gekoppelt ist, daraus das 2. AM-Signal ableitet.

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