DE3612657C2 - Frequenzumsetzungseinrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Frequenzumsetzungseinrichtung mit den Merkmalen des Oberbegriffes von Patentanspruch 1. Eine derartige Einrichtung ist aus der deutschen Auslegeschrift DE-AS 11 06 818 bekannt. Einer Kettenschaltung von Verstärkerbauele­ menten werden zwei miteinander zu mischende Eingangssignale über eine längs der Kettenschaltung geführte Eingangsfilter­ leitung zugeführt, welche den Eingangssignalen von Verstärker­ bauelement zu Verstärkerbauelement fortschreitend bestimmte Phasenverschiebungen aufprägt. Eine Ausgangskopplungsschal­ tung ist als Ausgangsfilterleitung aufgebaut, welche ein Tief­ paßfilter bildet, derart, daß am Schaltungsausgang die Diffe­ renzfrequenz der Frequenz der Eingangssignale ausgefiltert ab­ genommen werden kann. Bei der bekannten Schaltung ergeben sich bestimmte Schwierigkeiten bei der Bildung eines störungsfreien und nebenproduktfreien Mischergebnisses, wenn wahlweise ent­ weder das eine ober aber das andere der zu mischenden Eingangs­ signale die jeweils höhere Frequenz besitzt. Zum besseren Verständnis der Erfindung seien folgende allgemeine Betrach­ tungen vorausgeschickt:

Bekanntermaßen bekannt, liefern Frequenzumsetzungsschaltungen in Abhängigkeit von einem Eingangssignal ein Ausgangssignal, welches eine Frequenz besitzt, welcher höher oder niedriger als die Frequenz des Eingangssignales ist. Eine Art von Frequenzumsetzungsschaltungen ist eine Schaltung zur Herab­ setzung der Frequenz oder ein Mischer. Hochfrequenz-Mischer­ schaltungen werden vielfach bei Superhet-Empfängern verwendet welche zusätzlich zu dem Mischer einen Zwischenfrequenzver­ stärker enthalten, der auf eine bestimmte Frequenz abgestimmt ist, die von dem Mischer geliefert wird, wobei das verstärkte Signal von dem Zwischenfrequenzverstärker an einen auf eine feste Frequenz abgestimmten Detektor weitergegeben wird. Im allgemeinen werden ein empfangenes Eingangssignal und das Sig­ nal eines Lokaloszillators dem Mischer zugeführt, welcher ein Ausgangssignal liefert, welches ein Paar von Frequenzkomponenten besitzt, wobei eine Frequenz der Summe und eine Frequenz der Differenz der Eingangssignal­ frequenz und der Lokaloszillatorfrequenz entspricht. Es kann beispielsweise die Summenfrequenzkomponente aus dem Signal aus­ gefiltert werden und das Signal mit der Differenzfrequenz wird an den Zwischenfrequenzverstärker weitergegeben.

Eine Art eines Mischers ist der sogenannte einpolige Mischer. Der einpolige Mischer enthält im allgemeinen ein nichtlineares Schaltungsbauteil, beispielsweise einen Transistor oder eine Diode, welche mit dem Eingangssignal und dem Lokaloszillator­ signal beaufschlagt werden. Es wird dann ein Ausgangssignal er­ zeugt, welches das Paar von Frequenzkomponenten mit der Summen­ frequenz und der Differenzfrequenz enthält, nämlich ω_rf ± ω_LO.

Eine Schwierigkeit bei dieser Art von Mischern ist es jedoch, daß das Ausgangssignal im allgemeinen unerwünschte Frequenzkom­ ponenten enthält, beispielsweise die Frequenz ω_rf des Eingangs­ signales, die Lokaloszillatorsignalfrequenz ω_LO. Harmonische nω_rf, m_LO der ursprünglichen Eingangssignalfrequenz, Modula­ tionsnebenprodukte der Harmonischen mω_LO ± nω_rf und schließ­ lich einen Gleichstromausgangssignalanteil. Es ist im allge­ meinen erforderlich, die unerwünschten Frequenzkomponenten zu unterdrücken, da ihr Vorhandensein zu Frequenzmehrdeutigkeiten im Empfänger führen kann. Eine weitere Schwierigkeit bei ein­ poligen Mischern ist es, daß der Lokaloszillator-Signalausgang und der Anschluß für das hochfrequente Eingangssignal nicht isoliert sind. Demgemäß kann ein Teil des Lokaloszillatorsig­ nales zu dem Hochfrequenzanschluß gelangen, wodurch eine Ab­ strahlung des Lokaloszillatorsignales und zusätzliche Störungs­ probleme verursacht werden.

Ein weiteres Problem bei einpoligen Mischern ist das sogenannte Spiegelverhalten solcher Mischer. Die gewünschte Zwischenfre­ quenz ω_IF kann durch ein Hochfrequenzsignal erzeugt werden, das eine Frequenz oberhalb oder unterhalb der Frequenz des Lokaloszillators hat, nämlich ω_rf = ω_LO ± ω_IF. Wenn eine der Zwischenfrequenzen die gewünschte Frequenz ist, so ist die andere Frequenz als die Spiegelfrequenz zu bezeichnen. Wenn ein Eingangssignal die gewünschte Zwischenfrequenz erzeugt, dann erzeugt das andere Eingangssignal ein Ausgangssignal, welches als Spiegelungssignal bezeichnet werden kann. In vielen Anwendungsfällen ist es notwendig, entweder zwischen dem gewünschten Signal und dem Spiegelungssignal zu unterschei­ den oder das Spiegelungssignal zu eliminieren. Bei einem ein­ poligen Mischer besteht im allgemeinen keine Möglichkeit, zwischen dem gewünschten Signal und dem Spiegelungssignal zu unterscheiden. Aus diesem Grunde ist eine Filterung vorzu­ nehmen, um das Spiegelungssignal auszuscheiden. Eine Filterung einer festen Frequenz ist jedoch nur möglich, wenn keine Über­ lappung der Bandbreite des gewünschten Signales und des Spie­ gelungssignales auftritt und eine abstimmbare Frequenzfilterung ist im allgemeinen bezüglich der Herstellung über eine größere Bandbreite schwierig zu erreichen, insbesondere bei der Her­ stellung integrierter Schaltungen. Für breitbandige Anwendungs­ fälle ist daher die Filterung im allgemeinen nicht mit Erfolg in Verbindung mit einpoligen Mischern einzusetzen.

Eine dritte Schwierigkeit bei einpoligen Mischern besteht darin, daß der Mischer nicht nur auf ein Signal mit der Spie­ gelungsfrequenz anspricht sondern auch ein Signal mit der Spiegelungsfrequenz erzeugt. Der Mischer erzeugt im allgemeinen ein derartiges Signal auf zwei Arten. Zum einen wird ein Hoch­ frequenzsignal, welches eine Frequenz über der Lokaloszillator­ frequenz (ω_rf = ω_LO + ω_IF) besitzt, wenn es mit der zweiten Harmonischen des Lokaloszillatorsignales, nämlich 2ω_LO, ge­ mischt wird, ein Signal mit der Spiegelungsfrequenz ω_IM erzeu­ gen, (nämlich ω_IM = 2ω_LO-ω_rf). Andererseits führt eine Fehl­ anpassung am Zwischenfrequenzausgangsanschluß zur Erzeugung eines reflektierten Signales, welches sich zum Mischer hin zurück ausbreitet. Dieses reflektierte Signal mischt sich mit dem Lokaloszillatorsignal und erzeugt ein Signal entweder ober­ halb oder unterhalb der Frequenz des Lokaloszillatorsignales, nämlich ω_LO ± ω_IF, wobei eine Frequenz die Spiegelungsfrequenz ist. In jedem Falle aber vergrößert das Signal, welches mit der Spiegelfrequenz erzeugt wird, die Umwandlungsverluste des Mischers und vermindert mit anderen Worten den Wirkungsgrad, mit welchem der Mischer das Eingangssignal auf die gewünschte Zwischenfrequenz umsetzt.

Eine weitere Art von Mischern ist der sogenannte Gegentakt­ mischer. Ein Gegentaktmischer besitzt im allgemeinen ein Paar von einpoligen Mischern und einen 3 db-Hybridkoppler. Die Ein­ gange des Kopplers werden mit dem Eingangssignal und dem Lokal­ oszillatorsignal beaufschlagt und die Ausgänge des Hybridkopp­ lers werden an jeweils einen Eingang der einpoligen Mischer angekoppelt. Die Ausgänge der Mischer werden an einem gemein­ samen Anschluß kombiniert, so daß man das Ausgangs-Zwischen­ frequenzsignal erhält. Der Gegentaktmischer besitzt eine ver­ hältnismäßig hohe Isolation zwischen den Anschlüssen für das Eingangssignal und das Lokaloszillatorsignal, wenn die Aus­ gänge des Hybridkopplers ordnungsgemäß abgeschlossen sind, um ein Zurückstrahlen oder Reflektieren des Lokaloszillatorsig­ nales zu vermeiden. Der Hybridkoppler führt eine vorbestimmte Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Lokal­ oszillatorsignal ein, nämlich im allgemeinen 90° oder 180°. Gegentaktmischer mit einer 90°-Phasenverschiebung zwischen dem Lokaloszillatorsignal und dem Eingangssignal dienen im allge­ meinen dazu, Harmonische und Modulationszwischenprodukte sowohl bezüglich des Eingangssignals als auch bezüglich des Lokaloszillatorsignals zu unterdrücken. Gegentaktmischer mit einer 180°-Phasenverschiebung zwischen den Eingangssignalen werden dann verwendet, wenn die geradzahligen Harmonischen der Lokaloszillatorsignalfrequenz unterdrückt werden sollen. Ein Problem bei beiden Mischerarten besteht darin, daß zwar die zuvor kurz beschriebenen Gegentaktmischerarten einen Teil der unerwünschten Frequenzkomponenten im Ausgangssignal zu unter­ drücken vermögen, andere dieser Frequenzkomponenten jedoch nicht unterdrückt werden. Eine weitere Schwierigkeit besteht darin, daß ein Gegentaktmischer einen Hybridkoppler enthält, welcher ein bei der Herstellung Schwierigkeiten bereitendes Bauteil ist, insbesondere, wenn integrierte Schaltungen herge­ stellt werden sollen. Weiter erzeugt ein Gegentaktmischer Frequenzkomponenten mit der Spiegelfrequenz. Auch kann ein Gegentaktmischer nicht zwischen Eingangssignalen mit Frequen­ zen oberhalb oder unterhalb der Lokaloszillatorfrequenz unter­ scheiden. Da schließlich ein Gegentaktmischer einen Hybrid­ koppler enthalten muß, ist die Bandbreite eines Gegentaktmi­ schers im allgemeinen aufgrund der begrenzten Bandbreite eines Hybridkopplers ebenfalls begrenzt.

Eine dritte Mischerart ist der sogenannte Doppel-Gegentakt­ mischer. Der Doppel-Gegentaktmischer enthält im allgemeinen zwei Gegentaktmischer, welche jeweils mit dem Lokaloszillator­ signal und einem aus einem Paar von Eingangssignalen beauf­ schlagt werden, die eine um 180° unterschiedliche Phasenver­ schiebung besitzen, die von einem Hybridkoppler oder "Balun" eingeführt wird. Die Ausgänge jedes Gegentaktmischers werden von einem Zwischenfrequenz-Hybridkoppler miteinander kombi­ niert. Eine Schwierigkeit bei Doppel-Gegentaktmischern be­ steht darin, daß die Koppler ("Baluns") im allgemeinen als monolithische integrierte Schaltkreise schwierig herzustellen sind. Aus diesem Grunde ist der Doppel-Gegentaktmischer ins­ gesamt als monolithischer integrierter Schaltkreis schwer herzustellen. Ein weiteres Problem bei einem Doppel-Gegentakt­ mischer ist die verhältnismäßig geringe Frequenzbandbreite beim Betrieb des Mischers aufgrund des Vorhandenseins der Koppler und "Baluns". Während weiterhin bestimmte Schaltungs­ konfigurationen von Doppel-Gegentaktmischern eine Unterschei­ dung zwischen Signalen mit einer Frequenz entweder über oder unter der Lokaloszillatorfrequenz gestatten, können solche Schaltungen von Doppel-Gegentaktmischern immer noch ein Sig­ nal mit der Spiegelungsfrequenz erzeugen.

Es ist außerdem auf diesem Gebiete der Technik allgemein bekannt, daß Frequenzumsetzungsschaltungen in Gestalt von die Frequenz heraufsetzenden Geräten ein Ausgangssignal erzeugen, das eine Frequenz besitzt, die höher als die Frequenz des Eingangssignales ist. Wie zuvor schon erwähnt, liefert ein nichtlineares Schaltungsbauteil, welches mit einem Eingangs­ signal und einem Lokaloszillatorsignal beaufschlagt wird, ein Ausgangssignal, welches Frequenzkomponenten mit der Summen­ frequenz und der Differenzfrequenz der Frequenzen der genannten eingegebenen Signale hat. Filtert man die Komponente mit der Differenzfrequenz aus, so besitzt das verbleibende Signal eine Frequenz, welche höher ist als die Frequenz des Eingangssig­ nales, also der Summenfrequenz entspricht.

Der die Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde eine Frequenzumsetzungseinrichtung mit den Merkmalen des Oberbe­ griffes von Patentanspruch 1 so auszugestalten, daß sie in einem vergleichsweise breiten Frequenzbandbereich die Summen­ frequenz oder die Differenzfrequenz der Frequenzen der zu mischenden frequenzunterschiedlichen Eingangssignale in ver­ bessertem Maße frei von unerwünschten Frequenzkomponenten sowohl für den Fall, daß die Frequenz des einen Eingangssig­ nales, als auch für den Fall, daß die Frequenz des anderen Eingangssignales die jeweils höhere Frequenz ist, abzugeben vermag. Die Schaltung soll für die Herstellung als integrierte Schaltung geeignet sein.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale oder auch durch die im Patentanspruch 3 angegebenen Merkmale gelöst. Eine zweckmäßige Ausbildung der Frequenzum­ setzungseinrichtung nach Anspruch 1 bildet den Gegenstand von Patentanspruch 2.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es stellen dar:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Frequenzumsetzungseinrichtung vor­ liegend eines Mischers, der hier angegebenen Art,

Fig. 2 eine Aufsicht auf die Schaltung gemäß Fig. 1 als monolithische integrierte Mikrowellenschaltung,

Fig. 3 ein Detail der in Fig. 2 gezeigten Schaltung entsprechend der in Fig. 2 angedeuteten Umgrenzungslinie 3-3,

Fig. 4 einen Querschnitt entsprechend der in Fig. 3 angedeuteten Schnittlinie 4-4,

Fig. 5A Diagramme der Eingangssignalspannung über der Nummer von Eingangskopplungs­ schaltungen aufgetragen,

Fig. 5B Diagramme für die Eingangsschaltung bezüglich der differenziellen Phasen­ verschiebungen zwischen aufeinander­ folgenden, benachbarten Paaren nicht- linearer Schaltungselemente in Abhängig­ keit von der Frequenz,

Fig. 6 ein Diagramm zur Darstellung der Über­ tragungscharakteristik der Schaltung gemäß Fig. 1 entsprechend dem Eingangs­ signalverlauf gemäß Fig. 5A und der relativen Phasenverschiebung gemäß Fig. 5B,

Fig. 7 ein charakteristisches Rauschspektrum eines Lokaloszillatorsignales,

Fig. 8 ein schematisches Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer Frequenzumsetzungs­ einrichtung in Gestalt eines Mischers,

Fig. 9 bis 11 Schaltbilder alternativer Ausführungs­ formen nichtlinearer Schaltungselemente zur Verwendung in Verbindung mit den Schaltungen nach den Fig. 1 und 8,

Fig. 12 ein schematisches Schaltbild einer noch­ mals anderen Ausführungsform einer Frequenzumsetzungseinrichtung in Gestalt eines Frequenzvervielfachers,

Fig. 13 ein schematisches Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer nichtlinearen Schal­ tung zur Verwendung in Verbindung mit der Schaltung gemäß Fig. 12,

Fig. 14 ein schematisches Schaltbild einer wiederum anderen Ausführungsform einer Frequenz­ umsetzungseinrichtung und

Fig. 15 ein schematisches Schaltbild nichtlinearer Schaltungselemente zur Verwendung in Ver­ bindung mit der Schaltung gemäß Fig. 14.

Zunächst sei auf Fig. 1 Bezug genommen. Die Frequenzumsetzungs­ schaltung ist hier ein Mischer 10, welcher eine Mehrzahl von vorliegend vier nichtlinearen Schaltungselementen 15a bis 15d enthält, dessen jedes Eingangselektroden 15a₁ bis 15d₁, 15a₂ bis 15d₂ sowie Ausgangselektroden 15a₃ bis 15d₃ ent­ hält. Die nichtlinearen Schaltungselemente 15a bis 15d weisen jeweils Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 4 mit doppelter Gateelektrode auf, die so vorgespannt sind, daß sie als nicht­ lineare Schaltungselemente arbeiten. Beispielsweise können die Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 4 so vorgespannt sein, daß sie als Halbwellen-Schaltungselemente v-ter Ordnung, etwa als Halbwellen-Schaltungselemente mit quadratischem Schaltungs­ verhalten, arbeiten. Jeder der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 4 wird der Reihe nach zwischen einen Eingangsanschluß 13 und ein Paar von Ausgangsanschlüssen 19a bzw. 19b angeordnet und besitzt eine erste Gateelektrode G_1a bzw. G_2a bzw. G_3a bzw. G_4a sowie eine zweite Gateelektrode G_b bzw. G_2b bzw. G_3b bzw. G_4b, ferner jeweils eine Drainelektrode D₁ bzw. D₂ bzw. D₃ bzw. D₄, welche an entsprechende Anschlüsse der nichtlinearen Schal­ tungselemente 15a bis 15d jeweils in der aus der Zeichnung ersichtlichen Weise angeschlossen sind, sowie Sourceelektroden S₁ bzw. S₂ bzw. S₃ bzw. S₄. Eine Übertragungsleitung T₁, vor­ liegend eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung, ist mit ihrem einen Ende an den Eingangsanschluß 13 über einen Gleichstrom- Sperrkondensator C₁ gelegt, während das andere Ende mit einer Hochfrequenzsignalquelle 11 verbunden ist. Die jeweils ersten Gateelektroden G_1a bis G_4a sind, wie gezeigt, der Reihe nach über eine Eingangskopplungsschaltung 16 zusammengeschaltet, vorliegend eine Wanderwellenschaltung, welche eine Mehrzahl von Phasenschieber-Zweipolen enthält, beispielsweise eine künstliche Wellenleitung oder eine verteilte Wellenleitung. Vorliegend enthalten die Zweipole eine Mehrzahl verteilter Übertragungsleitungen T₂ bis T₅, wobei jede der verteilten Übertragungsleitungen T₂ bis T₅ eine Mikrostreifen-Übertra­ gungsleitung ist. Die Übertragungsleitung T₅ ist auf einer Seite mit der Übertragungsleitung T₄ verbunden und auf der anderen Seite an eine Anpassungsschaltung 22 für den Abschluß der Gateelektrodenleitung gelegt. Die Übertragungsleitung T₁ erhält ein Eingangssignal V_rf, welches sich durch die Übertra­ gungsleitungen T₁ bis T₅ hindurch ausbreitet. Vorbestimmte Anteile V_rf1 bis V_rf4 des Eingangssignales V_rf werden an die jeweiligen Gateelektroden G_1a bis G_4a über eine entsprechende Anzahl von Kopplungskondensatoren C₂ bis C₅ an­ gekoppelt. Jede Übertragungsleitung T₂ bis T₅ besitzt eine in bestimmter Weise dimensionierte Impedanz und eine Länge, welche in Zusammenwirkung mit den Kapazitätswerten der Kopp­ lungskondensatoren C₂ bis C₅ eine bestimmte Phasenverschiebung relativ zu dem Signal V_rf für die Signalanteile V_rf1 bis V_rf4 des Eingangssignales V_rf ergeben. Die Kopplungskondensatoren C₂ bis C₅ bewirken zusätzlich zu dem Beitrag zur Phasenver­ schiebungscharakteristik bezüglich der Signalanteile V_rf1 bis V_rf4 in Zusammenwirkung mit den Eigenkapazitäten (nicht darge­ stellt) zwischen den Gateelektroden G_1a bis G_4a und den Sourceelektroden S₁ bis S₄ Eingangssignale mit vorbestimmter Amplitude. Es genügt hier die Feststellung, daß die Impedanz und die Länge der Übertragungsleitungen T₂ bis T₅ und die Kapazität der Kopplungskondensatoren C₂ bis C₅ so gewählt sind, daß sich vorbestimmte Phasen- und Amplitudenbeziehungen für die Eingangssignale V_rf1 bis V_rf4 ergeben.

Die zweiten Gateelektroden G_1b bis G_4b werden jeweils mit einem zweiten Eingangssignal beaufschlagt, vorliegend einem in Phase liegenden Signal gleicher Amplitude von einer gemeinsamen Signalquelle V_L. Die Signalquelle V_L beaufschlagt einen Ein­ gangsanschluß 18a einer Leistungsaufteilungsschaltung 18, die vier phasengleiche, gleiche Amplitude besitzende Signale V_LO an den Anschlüssen 18b bis 18e bereitstellt, wobei diese Signale als Lokaloszillatorsignale zu bezeichnen sind.

Die Drainelektroden D₁ bis D₄ sind der Reihe nach über eine zweite Schaltung, vorliegend eine Ausgangskopplungsschaltung oder Drainelektroden-Kopplungsschaltung 17 miteinander ver­ bunden, wobei es sich wieder um eine Wellenleitung handelt, die eine Anzahl von Zweipol-Phasenschieberelementen enthält, beispielsweise eine künstliche Leitung oder eine Mehrzahl ver­ teilter Übertragungsleitungen T₇ bis T₁₁, sowie eine Mehr­ zahl von Kondensatoren C₈ bis C₁₀ wie aus Fig. 1 ersichtlich ist. Die Übertragungsleitungen T₈ bis T₁₀ und die Kondensatoren C₈ bis C₁₀ bilden vorliegend Phasenschieberelemente mit einer elektrischen Weglänge solcher Art, daß die gewünschte Phasen­ verschiebung der Frequenz der Zwischenfrequenzsignale erhalten wird. Es kann jedoch auch eine künstliche Leitung mit einer Mehrzahl zusammengefaßter Induktivitäten und Kapazitäten ver­ wendet werden. Die jeweilige Wahl der Konstruktion der Phasen­ schieberelemente entweder der Eingangs-Kopplungsschaltung 16 oder der Ausgangs-Kopplungsschaltung 17 erfolgt in Abhängigkeit von den Frequenz­ eigenschaften der Signale, welche sich durch diese Schaltungen hindurch ausbreiten sollen.

Aus Fig. 1 ist weiter ersichtlich, daß bei dem Mischer 10 die Anpassungsschaltung 22 zum Abschluß der Gateelektrodenleitung mit dem Übertragungsleitungsteil T₅ verbunden ist und einen Widerstand R₁, einen Kondensator C₆ und eine Übertragungslei­ tung T₆ enthält. Ein Gleichstromweg zur Kopplung der Spannungs­ quelle V_GG mit den Gateelektroden G_1a bis G_1d wird über die Widerstände R_G1 bis R_G4 geführt. Eine Vorspannung für die Drainelektroden wird durch äußere Vorspannungsschaltungen er­ reicht, welche in Fig. 1 nicht dargestellt ist.

Im Betrieb wird ein Anteil V_rf1 des Eingangssignales über den Kopplungskondensator C₂ an die Gateelektrode G_1a angekoppelt. Wie zuvor erwähnt, besitzt der Kondensator C₂ eine Kapazität, welche in Abstimmung auf die Eigenkapazität (nicht dargestellt) des Feldeffekttransistors FET 1 gewählt ist, um einen Spannungs­ teiler zu bilden und damit eine bestimmte Amplitude des Ein­ gangssignalanteiles V_rf1 vorzugeben. Nachfolgende Signalan­ teile V_rf2 bis V_rf4 des Eingangssignales V_rf werden über die Kopplungskondensatoren C₃ bis C₅ an die Gateelektroden G_2a bis G_4a angekoppelt. In entsprechender Weise werden die Kapa­ zitätswerte der Kondensatoren C₃ bis C₅ so gewählt, daß sie auf die Eigenkapazitäten zwischen Gateelektrode und Source­ elektrode der Feldeffekttransistoren FET 2 bis FET 4 jeweils abgestimmt sind, so daß man an die jeweiligen Gateelektroden angekoppelte Signale erhält, die eine in bestimmter Weise bemessene Amplitude aufweisen. Jedes der Signale V_rf1 bis V_rf4 besitzt eine vorbestimmte elektrische Phasenverschiebung in Relation zu der Anzahl von Übertragungsleitungsabschnitten, durch welche hindurch sich das Signal jenseits der Übertra­ gungsleitung T₂ ausbreitet, sowie in Relation zum Kapazitäts­ wert der jeweiligen Kopplungskondensatoren.

Die Lokaloszillatorsignale V_LO, welche vorliegend gleiche Amplitude haben und phasengleich sind, werden an die jeweils zweiten Gateelektroden G_1b bis G_4b gelegt und erzeugen an den Drainelektroden D₁ bis D₄ jeweils entsprechende Ausgangssig­ nale durch Kombination mit den eingegebenen Signalanteilen V_rf1 bis V_rf4. Die Ausgangssignale V_IF1 bis V_IF4 enthalten jeweils Frequenzkomponenten entsprechend der Summenfrequenz (ω_rf + ω_LO), der Differenzfrequenz (ω_rf-ω_LO) sowie die Frequenzen der ursprünglichen Signale ω_rf, ω_LO, Harmonische des Eingangssignales Nω_rf und des Lokaloszillatorsignales Mω_LO und auch Modulationsnebenprodukte der Komponenten (Nω_rf ± Mω_LO). Vorliegend enthält dies Ausgangskopplungsschal­ tung Übertragungsleitungen T₇ bis T₁₁ mit Leitungseigenschaf­ ten, welche so gewählt sind, daß die Ausbreitung des Signales mit der Differenzfrequenz (ω_rf-ω_LO) gefördert wird, während Frequenzkomponenten des eingegebenen Hochfrequenz­ signales, des Lokaloszillatorsignales, der Summenfrequenz und der Modulationsnebenprodukte, sowie auch Harmonische der Lokal­ oszillatorfrequenz und Harmonische des eingegebenen Hochfre­ quenzsignales gesperrt oder ausgefiltert werden.

Für den Fall, in dem das Eingangssignal V_rf eine Frequenz ω_rf besitzt, welche kleiner als die Frequenz ω_LO des Lokaloszilla­ torsignales ist, wird an einem ersten des Paares von Ausgangs­ anschlüssen 19a und 19b, vorliegend dem Anschluß 19a, das Zwischenfrequenzsignal bereitgestellt, welches eine Frequenz ω_IF = ω_LO-ω_rf hat, während an dem zweiten des Paares von Ausgangsanschlüssen 19a und 19b, vorliegend dem Ausgangsan­ schluß 19b ein Nullsignal oder ein abgeschwächtes Signal ab­ gegeben wird. In dem anderen Fall, nämlich in dem Fall, in welchem die Frequenz des Eingangssignales ω_RF größer als die Frequenz ω_LO des Lokaloszillatorsignales ist, wird an dem zweiten Ausgangsanschluß 19b ein Zwischenfrequenzsignal abge­ geben, dessen Frequenz ω_IF = ω_rf-ω_LO lautet, während an dem Ausgangsanschluß 19a das Nullsignal oder das abgeschwächte Sig­ nal dargeboten wird. Bei dieser Schaltungsanordnung unter­ scheidet der Hochfrequenzmischer zwischen Hochfrequenzsignalen, welche eine Frequenz entweder oberhalb oder unterhalb der Lokaloszillatorfrequenz aufweisen, D. h., der Mischer unter­ scheidet zwischen dem gewünschten Signal und dem Signal mit der Spiegelungsfrequenz.

Die nachfolgenden Betrachtungen und die zugehörige Tabelle I erleichtern das Verständnis der Wirkungsweise des Mischers 10 bezüglich der Unterscheidung zwischen dem gewünschten Frequenz­ signal und dem sogenannten gespiegelten Zwischenfrequenzsignal.

Tabelle I

Als Beispiel sei der Fall betrachtet, in dem jede der Über­ tragungsleitungen T₃ bis T₅ und T₈ bis T₁₀ Phasenverschiebun­ gen von R_rf bzw. R_IF erzeugt, worin R_rf und R_IF gleiche Phasen­ verschiebungen von 90° bei den jeweiligen Frequenzen des Hoch­ frequenzsignales und des Zwischenfrequenzsignales erzeugen, wobei diese Bedingung erfüllt ist, wenn der Phasenverschiebungs­ beitrag der Feldeffekttransistoren sowie auch der Kondensatoren vernachlässigt werden kann und wenn C₂=C₃=C₄=C₅= ∞. Über einen schmalen Frequenzbandbereich hin und für ω_rf < ω_LO addieren sich die Signale V_1a bis V_4a im wesentlichen phasenrichtig an dem Anschluß 19a und ergeben im wesentlichen ein Nullsignal oder ein abgedämpftes Signal an dem Anschluß 19b. In entsprechender Weise addieren sich in einem schmalen Bandbreitebereich, in dem ω_rf < ω_LO die Signale V_1b bis V_4b phasenrichtig am Anschluß 19b und liefern ein Nullsignal oder ein abgeschwächtes Signal am Anschluß 19a.

Dies läßt sich folgendermaßen darstellen: V_rf1 besitzt eine relative Phasenverschiebung von 0° mit Bezug auf sich selbst und daher besitzt in entsprechender Weise der Signalanteil V_IF1 eine relative Phasenverschiebung von 0°. Die Signalkomponente V_IF1a hat somit eine Phasenverschiebung von 0° an dem Anschluß 19a, während die Signalkomponente V_IF1b eine Phasenverschiebung von 3R_IF an Anschluß 19b besitzt. Das Zwischenfrequenzsignal V_IF2 hat eine Phasenverschiebung gegenüber dem Signal V_IF1 von R_rf. Die Signalkomponente V_IF2a, welche sich in Richtung auf den Anschluß 19a hin ausbreitet, besitzt eine zusammengesetzte Phasenverschiebung von R_rf + R_IF = 2R und die Signalkomponente V_IF2b, welche sich in Richtung auf den Anschluß 19b ausbreitet, besitzt eine zusammengesetzte Phasenverschiebung von R_rf + 2R_IF = 3R. An dem Anschluß 19a bildet also die Signal­ komponente V_IF2a in Kombination mit der Signalkomponente V_IF1a ein Nullsignal oder stark abgedämpftes Signal, da die Signal­ komponenten V_IF1a und V_IF2a im wesentlichen gleiche Amplitude und eine relative Phasenverschiebung von 180° haben (wobei angenommen ist, daß R = 90°). Die zweite Signalkomponente V_IF2b kombiniert sich am Anschluß 19b phasenrichtig mit dem Signal V_IF1b. In entsprechender Weise besitzt das Zwischenfre­ quenzsignal V_IF3 eine Phase von 2R_rf. Die Signalkomponente V_IF3a breitet sich in Richtung auf den Anschluß 19a aus und besitzt eine zusammengesetzte Phasenverschiebung von 2R_rf + 2R_IF = 2π + 0° sowie eine Signalkomponente V_IF3b, welche sich in Richtung auf den Anschluß 19b ausbreitet und eine zusammengesetzte Phasenverschiebung von 2R_rf + R_IF = 3R besitzt. Die Signalkomponente V_IF3b kombiniert sich phasen­ richtig am Anschluß 19b mit den Signalkomponenten V_IF1b und V_IF2b. Die vierte Signalkomponente V_IF4 besitzt eine Phasen­ verschiebung von 3R_rf. Die Signalkomponente V_IF4a breitet sich in Richtung auf den Anschluß 19a aus und besitzt eine zusammengesetzte Phasenverschiebung von 3R_rf + 3R_IF = 2π + 2R und die Signalkomponente V_IF4b breitet sich in Richtung auf den Anschluß 19b aus und hat eine zusammengesetzte Phasenver­ schiebung von 3R_rf. Die Signalkomponente V_IF4a erscheint an dem Anschluß 19a mit einer Phasenverschiebung entsprechend 2R und damit außer Phase mit Signalkomponente V_IF3a. Demgemäß wird an dem Anschluß 19a ein Nullsignal dargeboten. Anderer­ seits erscheint die Signalkomponente V_IF4b an dem Anschluß 19b mit einer relativen Phasenverschiebung von 3R_IF oder 3R und addiert sich daher phasenrichtig am Anschluß 19b mit den Sig­ nalkomponenten V_IF3b, V_IF2b und V_IF1b, welche zuvor zum An­ schluß 19b ausgekoppelt wurden. Es ist daher einsichtig, daß durch Auswahl der Phasenverschiebungen zwischen den Eingangs­ signalen und den Zwischenfrequenz-Ausgangssignalen von benach­ barten Paaren der Transistoren, (d. h., den Feldeffekttran­ sistoren FET 1 und FET 2 sowie FET 3 und FET 4), die Zwischen­ frequenzsignale am Ausgangsanschluß 19a außer Phase sind, jedoch am Anschluß 19b in Phase liegen.

Für den Fall, in dem ω_LO < ω_rf ergibt sich eine Differenzfre­ quenz ω_LO-ω_rf, welche an dem Anschluß 19a zu einem Signal mit einer Frequenz ω_IF = ω_LO-ω_rf führt und ein Nullsignal am Anschluß 19b. Dies erkennt man durch eine ähnliche Analyse, wie sie oben dargestellt wurde. Von jeder der Drainelektroden breitet sich ein Signal in jeder der beiden Richtungen auf die Anschlüsse 19a und 19b hin aus. Jedoch haben die anfänglichen Phasenverschiebungen von den Signalkomponenten V_IF1 bis V_IF4, welche von den Drainelektroden D₁ bis D₄ abgegeben werden, eine Phasenverzögerung anstelle einer Phasenvoreilung, wie ebenfalls in Tabelle I festgehalten ist, d. h. sie haben eine negative Phasenverschiebung. Aus diesem Grunde werden die Sig­ nale, die von jeder der Drainelektroden D₁ bis D₄ ausgehen, an den Ausgangsanschluß 19a mit einer Phase angekoppelt, welche eine Phasenverschiebung von 0° bewirkt, während eine Ankopplung an den Anschluß 19b erfolgt, welche eine Phasenverschiebung von -R oder +R beträgt. An dem Anschluß 19a erscheint daher das Zwischenfrequenzsignal ω_IF mit einer Frequenz entsprechend ω_LO-ω_rf und am Anschluß 19b erscheint das Zwischenfrequenz­ signal als Nullsignal oder stark abgeschwächtes Signal.

Vorzugsweise aber sind die Kondensatoren C₂ bis C₅ nicht, wie oben angegeben, gleich groß gewählt, sondern sind in Abstimmung auf die Eigenkapazität (nicht dargestellt) zwischen der ersten Gateelektrode und der Sourceelektrode jedes Feldeffekttran­ sistors bemessen, so daß eine vorbestimmte Amplitude des Ein­ gangssignales im Verhältnis zu Signalen erreicht wird, welche an die jeweils ersten Gateelektroden G_1a bis G_4a gelegt werden. Die Übertragungsleitungsabschnitte T₃ bis T₅ und/oder T₇ bis T₉ besitzen ausgewählte Impedanzen und elektrische Weglängen, so daß sich, wie oben beschrieben, entsprechende Phasenverschie­ bungsverhältnisse ergeben. Bei dieser Schaltungsanordnung werden die Kapazitäten C₂ bis C₅ so eingesetzt, daß sie die Eingangsspannungen zu jedem der Feldeffekttransistoren in Ab­ hängigkeit von der Frequenz vorgeben. Weiter bilden die Kapazi­ täten C₂ bis C₅ und die Übertragungsleitungsabschnitte T₃ bis T₅ sowie T₇ bis T₉ entsprechend bemessene elektrische Weglängen für die Signalkomponenten V_rf1 bis V_rf4 oder V_IF1 bis V_IF2, um ein hohes Maß an vorgegebener Ausbreitungsrichtung für die Zwischenfrequenzsignalkomponenten V_1a bis V_4a in Richtung auf den Anschluß 19a und der Signalkomponente V_1b bis V_4b in Rich­ tung auf den Anschluß 19b über einen breiten Bandbreitebereich hin vorzugeben.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 2 bis 4 sei nun der Mischer 10 gemäß Fig. 1 in Gestalt einer monolithischen integrierten Schaltung 10′ näher erläutert. Der Mischer 10′ wird aus einem Substrat 40, vorliegend aus Galliumarsenid oder einem anderen Werkstoffsystem der Gruppe III und V oder einem anderen Halb­ leitermaterial gebildet. Das Substrat 40 weist auf einer unteren Oberfläche einen als Erdungsebene dienenden Leiterbelag und auf einer oberen Fläche eine epitaktische Schicht 44 in Mesastruk­ tur (Fig. 3 und 4) auf. Die Schicht 44 in Mesastruktur bil­ det die aktiven Bereiche für die Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 4. Vorliegend ist jeder der Feldeffekttransistoren im Aufbau identisch und enthält ein Paar von Sourceelektroden oder Quellenelektroden und jeweils eine gemeinsame Drainelek­ trode, welche von jeweils einer Gateelektrode je eines Paares von Gateelektroden (nicht bezeichnet) beabstandet ist, wie aus der Zeichnung ersichtlich ist. Als Beispiel sei einer der Feld­ effekttransistoren, vorliegend der Feldeffekttransistor FET 4, herausgezeichnet. Dieser Transistor enthält gemäß den Fig. 3 und 4 eine gemeinsame Drainelektrode D₄, welche über Streifen­ leiter T_s10 und T_s11 mit einem Paar von Quellenelektrodenan­ schlüssen S_4a und S_4b verbunden ist, die über durchplattierte Bohrungen 47 (Fig. 2) an den Erdungs-Leiterbelag angeschlossen sind. Der Feldeffekttransistor 4 enthält ferner einen Gate­ elektrodenbereich G_4a, mit dem ein Paar von Gateelektroden- Fingeransätzen G_4a1 und G_4a2 verbunden ist, sowie einen zweiten Gateelektrodenanschlußbereich G_4b mit einem zweiten Paar von Gateelektroden-Fingeransätzen G_4b1 und G_4b2. Die Sourceelek­ troden S_4a und S_4b sind von der Drainelektrode D₄ durch einen Gateelektroden-Fingeransatz des Elektrodenpaares G_4a1 und G_4a2 sowie G_4b1 und G_4b2 getrennt. Ein Leiter 45 ist auf dem Sub­ trat 40 vorgesehen, um das Gateelektroden-Vorspannsignal von der Vorspannungsquelle (nicht dargestellt) zu jeder der Gate­ elektroden zu übermitteln. Der Leiter 45 ist mit jeder der Gateelektroden über die jeweiligen Widerstände R_G1 bis R_G4 gekoppelt, wie aus der Zeichnung ersichtlich ist. Im vorlie­ genden Ausführungsbeispiel sind die Widerstände R_G1 bis R_G4 durch MESFETS mit offenem oder leerlaufendem Gatter gebildet, wie aus den Fig. 3 und 4 bezüglich des Widerstandes R_G4 zu entnehmen ist. Die Widerstände R_G1 bis R_G4 bieten jeweils einen verhältnismäßig hohen Widerstandswert von annähernd etwa 2 K Ohm dar. Anschlüsse für den Widerstand R_G4 sind die Drain­ elektrode D und die Sourceelektrode S. Der Kopplungskondensa­ tor C₅, welcher in den Fig. 3 und 4 dargestellt ist, ent­ hält einen ersten Anschluß C_5a, der an dem halbisolierenden Substrat 40 angeordnet ist, ein Dielektrikum C_5b, das über dem ersten Anschluß oder der ersten Kondensatorelektrode C_5a ge­ legen ist sowie eine zweite Elektrode C_5c, die über einen Teil des Dielektrikums C_5b gelegen ist. Die zweite Elektrode und der zweite Belag C_5c ist unmittelbar an den Streifenleiter T_s5 und den Widerstand R₁ angeschlossen, welcher vorliegend ein Metallfilmwiderstand ist. Der untere Leiterbelag C_5a des Kondensators C₅ ist an die Gateelektroden-Fingeransätze G_4a1 und G_4a2 angeschlossen. Der untere Leiterbelag C_5a ist mit dem zuvor erwähnten Gateelektrodenanschluß G_4a des Feldeffekttran­ sistors FET 4 verbunden. Ein Eingangssignal, welches sich längs der Übertragungsleitungsabschnitte T₂ bis T₆ ausbreitet, wird somit an die Gateelektroden G_4a1 und G_4a2 über den Kon­ densator C₅ angekoppelt, während das Vorspannungssignal, wel­ ches von dem Widerstand R_G1 abgenommen werden kann, unmittelbar an die Gateelektroden-Fingeransätze G_4a1 und G_4a2 angekoppelt wird. Eine ähnliche Schaltungsanordnung wird für den Feld­ effekttransistor FET 1 geschaffen. Die Gateelektroden G_2a und G_3a der Feldeffekttransistoren FET 2 bzw. FET 3 werden vor­ liegend unmittelbar an die Übertragungsleitungsabschnitte T₂, T₃ und T₄ gelegt.

Wie weiter in Fig. 2 dargestellt ist, sind die Streifenlei­ tungen T_s8 bis T_s10 so ausgebildet, daß sie in sich gekoppelte Leitungen bilden, d. h., die Streifenleitungen sind spiralig geführt und haben obere Abschnitte, welche über darunterlie­ gende Abschnitte der Streifenleitungen T_s8 bis T_s10 hinwegge­ führt sind. Die Kondensatoren C₈ bis C₁₀ sind durch Verbindun­ gen mit Quellenanschlußstellen in der dargestellten Weise zur Erde hin parallel geschaltet. Die Breite der Streifenleitungen, der Zwischenraum zwischen den Streifenleitungen und die Länge der Streifenleitungen sind für jede der Leitungen T_s8 bis T_s10 so gewählt, daß sich eine vorbestimmte elektrische Weglänge bei dem Zwischenfrequenzsignal des Mischers einstellt, wie für das Beispiel gemäß Tabelle II angegeben ist. Hier sind die in sich gekoppelten Übertragungsleitungsabschnitte T₈ bis T₁₀ und die Kondensatoren C₈ bis C₁₀ so ausgebildet, daß selektiv die elektrische Weglänge jeder der Übertragungsleitungen über das entsprechende Frequenzband der Zwischenfrequenzsignale, vorliegend 2 bis 8 GHz vergrößert wird. Bei dieser Schaltungs­ anordnung enthält die Ausgangskopplungsschaltung im wesent­ lichen verteilte Übertragungsleitungsabschnitte, wobei die verhältnismäßig großen elektrischen Weglängen, welche für die verteilten Übertragungsleitungen zwischen jedem der Feld­ effekttransistoren erforderlich sind, teilweise durch die wechselseitige Kopplung zwischen den Leitungen sowie durch die zur Erde hin parallel geschalteten Kondensatoren C₈ bis C₁₀ erzielt werden.

Ein gemäß den Fig. 1 bis 4 aufgebauter Mischer 10 hatte bei einem praktischen Ausführungsbeispiel folgende Eigenschaften: Die Schaltung wurde auf einem etwa 0,1 mm dicken Galliumarsenid­ substrat gebildet, auf dem 4 duale Gatter in Gestalt von MESFET Schaltelementen angeordnet waren, die jeweils eine 200 µSchalt- Peripherie aufwiesen. Der Mischer war so ausgelegt, daß er über eine Eingangssignalbandbreite von 14 GHz bis 20 GHz, eine Zwischenfrequenzbandbreite von 2 GHz bis 8 GHz und eine Lokal­ oszillatorfrequenz von 12 GHz arbeitete. Alle Kennwerte der Bauelemente, welche unten in der Tabelle II angegeben sind, sind auf 17 GHz für die Eingangsschaltungsbauelemente und auf 5 GHz für die Ausgangsschaltungselemente bezogen. Die Phasen­ verschiebung der Eingangsübertragungsleitungen umfassen die Phasenverschiebungen, welche durch die Kondensatoren C₂ und C₅ eingeführt wird und werden mit Bezug auf die Phase der Signal­ komponente V_1rf an der Gateelektrode G_1a gemessen.

Tabelle II

Bezugnehmend auf die Fig. 5A, 5B und 6 seien für die Schal­ tung, welche die Parameter nach Tabelle II hat, das Eingangs­ spannungsprofil an jedem Feldeffekttransistor als Funktion der Frequenz (Fig. 5A), die relative differentielle Phasenverschie­ bung zwischen aufeinanderfolgenden benachbarten Paaren von Ein­ gangselektroden als ein Funktion der Frequenz (Fig. 5B) und der Zwischenfrequenzausgang (Fig. 6) an den Anschlüssen 19a und 19b (Fig. 1) dargestellt. Fig. 5A zeigt die allgemeine Gestalt der Eingangsspannungsamplitudenverteilung, wie sie ge­ wählt wird, um einen verhältnismäßig flachen, angestrebten Ausgangsverlauf (Fig. 6) der Zwischenfrequenz am Anschluß 19b und ein Nullsignal oder abgeschwächtes Signal am Anschluß 19a zu erhalten. Die abgeschwächten Eingangserregungen für die Feld­ effekttransistoren FET 1 und FET 4 werden hier durch die Kopplungskondensatoren C₂ bzw. C₅ erreicht. Weiter trägt die variierte Übertragungsleitungskapazität auch zu der allgemeinen Gestalt der Spannungsverteilung an jedem Feldeffekttransistor bei. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde die Eingangs­ kopplungsschaltung 16 so optimiert, daß der gewünschte flache Ausgangssignalverlauf (Fig. 6) an dem Anschluß 19b (Kurve 68) erhalten wurde und sich ein Nullsignal oder ein abgeschwächtes Signal am Anschluß 19b (Kurve 70) in Abhängigkeit von hoch­ frequenten Eingangssignalen einstellte, welche eine Frequenz größer als die Lokaloszillatorfrequenz hatten. Wird jedoch ein bestimmtes Ausgangssignal am Anschluß 19a für Eingangssignale mit einer Frequenz unter der Lokaloszillatorfrequenz verlangt, so wäre die Eingangsschaltung erneut zu optimieren, wie sich für den Fachmann ergibt, wobei die Werte der Kondensatoren C₂ bis C₅, die Kapazitäten der Übertragungsleitungen T₂ bis T₅ und die elektrischen Weglängen der Ubertragungsleitungen T₂ bis T₅ zu ändern sind. Darüber hinaus kann eine weitere neuer­ liche Optimierung der Eingangskopplungsschaltung dahingehend erfolgen, daß ein Ausgangssignalverhalten an einem ersten der beiden Anschlüsse 19a und 19b und ein Nullsignal oder ein abge­ schwächtes Signal am dem zweiten der beiden Anschlüsse 19a und 19b entsprechend der Frequenz des Eingangssignales erhalten wird, wie oben angegeben wurde.

Wie in Fig. 5B gezeigt, wurde der Phasenunterschied (ausge­ drückt als Phasenverzögerung) zwischen den ersten Gateelektro­ den G_1a bis G_4a aufeinanderfolgender benachbarter Paare von Feldeffekttransistoren (FET 2 und FET 1, Kurve 62; FET 3 und FET 2, Kurve 64; FET 4 und FET 3, Kurve 66) so gewählt, daß er bei der Frequenz in Bandmitte (vorliegend 17 GHz) annähernd 90° beträgt. Selbst wenn jedoch die Phasenverschiebung sich auf 70° bei 14 GHz und auf 115° zwischen den Feldeffekttran­ sistoren FET 2 und FET 3 bei 20 GHz änderte, so zeigte das Ausgangssignal (Fig. 6) immer noch eine verhältnismäßig gute Ausrichtung des Zwischenfrequenzsignales, welches durch das jeweils gewünschte Eingangssignal bei Extremwerten des Zwischenfrequenzbandes (2 GHz und 8 GHz) erzeugt wurde.

Vorzugsweise wird die Impedanz der Übertragungsleitungen T₂ bis T₅ ebenfalls in Abstimmung auf die Kondensatoren C₂ bis C₅, die Eigenkapazitäten (nicht dargestellt) zwischen den Gateelek­ troden G_1a bis G_4a und den Sourceelektroden S₁ bis S₄ gewählt, um den Mischer 10 mit einer bestimmten Eingangsimpedanz zu versehen, vorzugsweise in Abstimmung auf die Impedanz der Über­ tragungsleitung T₁. In entsprechender Weise wird der Wellen­ widerstand der Übertragungsleitungen T₈ bis T₁₀ in Entsprechung mit den Eigenkapazitäten (nicht dargestellt) zwischen den Drainelektroden D₁ bis D₄ und den Sourceelektroden S₁ bis S₄ gewählt, um den Mischer 10 mit einer vorbestimmten Ausgangs­ impedanz zu versehen. Eine solche Schaltungsanordnung zur Schaffung bestimmter Eingangs- und Ausgangsimpedanzen ist in der US-Patentschrift 4 456 888 beschrieben.

Wird ein Feldeffekttransistor so vorgespannt, daß er als nicht­ lineares Schaltungselement wirksam ist, so erzeugt er Pseudo­ signale oder unerwünschte Frequenzkomponenten, von denen eine die zweite Harmonische des Lokaloszillatorsignals ist. Die Mischung der zweiten Harmonischen des Lokaloszillators und des Eingangssignales (ω_rf-2ω_LO) erzeugt ein Signal mit der Spiegelungsfrequenz ω_IM. Dieses Signal ist besonders uner­ wünscht, da das Signal, welches im Spiegelungs-Frequenzband­ bereich erzeugt wird, die Umsetzungsverluste des Mischers er­ höht. Da jedoch bei der hier angegebenen Schaltungsanordnung die Phase des Eingangssignales sich an jedem Feldeffekttran­ sistor entsprechend der Ausbreitung des Eingangssignales durch die Übertragungsleitungsabschnitte T₂ bis T₅ ändert und sich die Phase der Zwischenfrequenzsignale durch die Übertragungs­ leitungsabschnitte T₈ bis T₁₀ ändert, ändert sich auch die Phase des Spiegelungssignales, welches durch Mischung der zweiten Harmonischen der Lokaloszillatorfrequenz und des Ein­ gangssignales entsteht, ebenso wie die Phase des Zwischenfre­ quenzsignales, wenn das mit der Spiegelungsfrequenz erzeugte Signal auf die Zwischenfrequenz herabgesetzt wird. Die Phasen der Signale mit der Spiegelungsfrequenz der Eingangssignale und der Spiegelungsfrequenz der Zwischenfrequenzsignale sind ebenfalls in der nachfolgend angegebenen Tabelle III aufgeführt. Die Richtung der Phasenprogression zeigt an, daß das Signal, welches mit der Spiegelungsfrequenz erzeugt wird, sich in Rich­ tung auf die Signalquelle hin zurück ausbreitet. Längs dieses Ausbreitungsweges gelangt ein Anteil dieses Signales zurück zu den Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 4 und wird auf die Zwischenfrequenz-Spiegelungsfrequenz herabgesetzt. Das resul­ tierende Zwischenfrequenz-Spiegelungssignal breitet sich in derselben Richtung aus wie das gewünschte Zwischenfrequenzsig­ nal, das in Abhängigkeit von dem Eingangssignal entsteht und aus diesem Grunde erscheint das mit der Spiegelungsfrequenz erzeugte Signal an demselben Ausgang wie das gewünschte Zwischenfrequenzsignal. Hierdurch werden die Umsetzungsverluste des Mischers herabgesetzt.

Tabelle III

Die Mischerschaltung 10 (Fig. 1) erreicht auch eine im wesent­ lichen vollständige Löschung von Rauschanteilen, welche durch das Lokaloszillatorsignal in das Zwischenfrequenzband einge­ führt werden. Wie aus Fig. 7 ersichtlich ist, konzentriert sich die Rauschenergie, welche dem Lokaloszillatorsignal zuzuordnen ist, im wesentlichen auf einen verhältnismäßig schmalen Bandbe­ reich um die Lokaloszillatorfrequenz f_LO herum. Zwar ist diese Bedingung nicht eine notwendige Voraussetzung für eine Rausch­ unterdrückung in der Schaltung nach Fig. 1, doch macht die Annahme dieser Bedingung die folgende Analyse leichter.

Für eine Unterdrückung des Rauschens in der Schaltung nach Fig. 1 ist es im allgemeinen erforderlich, daß die Anregung mit der Lokaloszillatorfrequenz für jeden Feldeffekttransistor FET 1 bis FET 4 phasengleich und amplitudengleich ist. Jede Frequenzkomponente der Rauschenergie mischt sich daher mit der Lokaloszillator-Trägerfrequenz und wird auf das Zwischenfre­ quenzband herabgesetzt. Dies gilt für Rauschenergie sowohl im oberen als auch im unteren Seitenband des Lokaloszillatorsigna­ les. Die Phasendifferenz zwischen den Rauschenergiekomponenten an den Zwischenfrequenzanschlüssen IF₁ und IF₂ ist im wesent­ lichen gleich Null, da die Lokaloszillatoranregung jedes Feld­ effekttransistors FET 1 bis FET 4 durch Eingangssignale geschieht, welche von derselben Signalquelle hergeleitet sind und damit im wesentlichen gleiche Phase und gleiche Amplitude aufweisen.

Nimmt man an, daß die Zwischenfrequenz-Rauschspannungskompo­ nente an dem n-ten Zwischenfrequenzanschluß durch e_n (f_m) ausgedrückt wird, worin f_m der Frequenzversatz der Rauschkom­ ponente gegenüber der Trägerfrequenz ist, wie in Fig. 7 ge­ zeigt ist, und n die Anzahl der Zwischenfrequenzanschlüsse (nicht notwendigerweise gleich vier) ist, dann überlagern sich nachdem sämtliche e_n Signale von derselben Lokaloszillatorfre­ quenzquelle stammen, diese Komponenten vollständig und können algebraisch addiert werden. Berücksichtigt man die Phasenver­ schiebung, welche zwischen den Zwischenfrequenzanschlüssen durch die Zwischenfrequenzschaltung geführt wird, so ist die Rauschspannung, welche der Frequenzkomponente f_m an den beiden Zwischenfrequenzanschlüssen 19a und 19b nach Fig. 1 zuzuordnen ist, durch folgende Ausdrücke gegeben:

Für symmetrische Mischer oder Gegentaktmischer gilt für alle n und k, daß e_n = e_k. Es ist also

Für alle anderen Frequenzkomponenten um die Lokaloszillator- Trägerfrequenz herum ist daher die obige Beziehung gültig. Es ist zu erkennen, daß eine vollständige Rauschunterdrückung der Rauschfrequenzen dann erreicht wird, wenn 0 so gewählt wird, daß es folgende Bedingungen erfüllt: R = 2π/N für (N < 1).

Beispielsweise ist für vier Feldeffekttransistoren, wie in Fig. 1 gezeigt, also N = 4, die erforderliche Phasenverschie­ bung zwischen den Feldeffekttransistoren und den Zwischenfre­ quenzanschlüssen 90°. Dieser einfache Fall kann in einem Vektordiagramm (nicht dargestellt) der Rauschspannungskompo­ nenten an jedem Zwischenfrequenzanschluß dargestellt werden. Aufgrund der 90°-Phasenverschiebung addieren sich die Kompo­ nenten vektoriell als vier Seiten eines Quadrates zu einem Nullvektor.

Anhand von Fig. 8 soll nun ein anderes Ausführungsbeispiel einer Frequenzumsetzungsschaltung beschrieben werden, wobei die entsprechende Mischerschaltung hier mit 60 bezeichnet ist. Die Mischerschaltung 60 enthält die zuvor erwähnte Ausgangs­ kopplungsschaltung 17, die Eingangskopplungsschaltung 16 und eine Mehrzahl nichtlinearer Schaltungselemente 15a bis 15d, vorliegend die Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 4, wie oben im Zusammenhang mit Fig. 1 bereits ausgeführt wurde. Die Mischerschaltung 60 enthält ferner eine zweite Eingangs- Wanderwellenleitung 62, welche hier eine Mehrzahl verteilter Übertragungsleitungsabschnitte T₁₂ bis T₁₆ enthält, die je­ weils von einer Mikrostreifenübertragungsleitung gebildet sind. Ein erstes Ende der Übertragungsleitung T₁₆ ist mit einer Impedanz entsprechend dem Wellenwiderstand, vorliegend mit R₂ bezeichnet, abgeschlossen und ein erstes Ende der ver­ teilten Übertragungsleitung T₁₂ ist an einen Lokaloszillator zur Abgabe des Lokaloszillatorsignales V_LO angekoppelt. Das Lokaloszillatorsignal V_LO breitet sich also entlang der Über­ tragungsleitungsabschnitte T₁₂ bis T₁₆ aus, wobei Anteile der Signale V_LO′1 bis V_LO′4 von den Übertragungsleitungsabschnitten zu jeweils einer zugehörigen der Gateelektroden G_1b bis G_4b gelangen. Das Lokaloszillatorsignal wird dem Anschluß 18a′ zugeführt und wandert längs der Übertragungsleitungsabschnitte T₁₄ bis T₁₆ weiter und hat zunehmend größer werdende Phasen­ verschiebungen. Wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungs­ beispiel breitet sich das eingegebene Hochfrequenzsignal V_rf längs der Übertragungsleitungsabschnitte T₂ bis T₅ aus und wird an die jeweils entsprechenden Gateelektroden G_1a bis G_4a angekoppelt. Da das Lokaloszillatorsignal V_LO und das hochfrequente Eingangssignal V_rf jeweils in entgegengesetzten Richtungen wandern, ist die relative Phasenverschiebungs­ differenz zwischen den Paaren von Signalen die Summe der je­ weiligen Phasenverschiebungen an den Eingangselektroden jedes der Feldeffekttransistoren. Demgemäß kann die Weglänge der Wanderwellenleitung 62 für das Lokaloszillatorsignal so abge­ stimmt werden, daß eine zusätzliche Steuerung der Phasenver­ schiebung der Signale erreicht wird, die an die Ausgangselek­ troden oder Drainelektroden jedes der Feldeffekttransistoren angekoppelt werden. Die Phasenverschiebung der Zwischenfre­ quenzsignale an dem Ausgang jedes der Feldeffekttransistoren wird also die Summe der Phasenverschiebung von der Leitung für die hochfrequenten Eingangssignale und der Phasenverschiebung von der Leitung für die Lokaloszillatorsignale. Wie in Fig. 7 gezeigt, dienen die Kopplungskondensatoren C₂ bis C₅ vorzugs­ weise zur Bemessung der Amplitude der Eingangssignale, wie im Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben wurde. Durch Verwendung einer Wanderwellenleitungsstruktur 62 zur Zuführung des Lokal­ oszillatorsignales zu jedem der Feldeffekttransistoren kann ferner das Lokaloszillatorsignal über einen breiten Frequenz­ bereich variiert werden.

In den Fig. 9 bis 11 sind andere Ausführungsformen für die nichtlinearen Mischerelemente 15a bis 15d (s. Schaltung von Fig. 1) dargestellt. Bei dem Beispiel von Fig. 9 ist das nichtlineare Schaltungselement 15a, welches bei der Schaltung nach Fig. 1 die Gestalt eines Feldeffekttransistors FET 1 mit doppeltem Gateanschluß hatte, durch eine Diode D₁ und einen Kondensator C ersetzt, welcher zwischen dem Kathodenan­ schluß der Diode D₁ und Erde angeordnet ist. Das Lokaloszilla­ torsignal V_LO und das hochfrequente Eingangssignal V_rf werden über den Anschluß 15a₁ an die Anode der Diode D₁ gelegt, während die Kathode das Ausgangssignal V_IF1 am Anschluß 15a₃ darbietet. In entsprechender Weise kann, wie in Fig. 10 ge­ zeigt, der Feldeffekttransistor FET 1 (Fig. 1) mit doppelter Gateelektrode durch einen Feldeffekttransistor mit einem einzigen Gateanschluß ersetzt werden, wobei dieser Feldeffekt­ transistor hier mit FET 1′ bezeichnet ist. Dabei wird der Feldeffekttransistor über einen Anschluß 15a₁ entweder auf der Drainelektrode D′ oder auf der Sourceelektrode S′ mit einem hochfrequenten Eingangssignal V_rf beaufschlagt, die Gateelektrode beispielsweise wird über den Anschluß 15a₂ mit dem Lokaloszillatorsignal V_LO beaufschlagt und die jeweils andere Elektrode der beiden den Drainanschluß und den Source­ anschluß bildenden Elektroden liefert das Ausgangssignal V_IF1 am Anschluß 15a₃.

Weiter kann, wie in Fig. 11 gezeigt, der die doppelte Gate­ elektrode aufweisende Feldeffekttransistor FET 1 (Fig. 1) durch ein Paar von Feldeffekttransistoren FET 2′ und FET 3′ ersetzt werden. Der erste Feldeffekttransistor FET 2′, dessen Sourceelektrode S_2′ in der dargestellten Weise geerdet ist, wird an der Gateelektrode G_2′ über den Anschluß 15a₁ mit dem hochfrequenten Eingangssignal V_rf beaufschlagt und liefert ein Ausgangssignal an die Drainelektrode D_3′ oder die Sourceelek­ trode S_3′ des Feldeffekttransistors FET 3′. Der Feldeffekt­ transistor FET 3′ wird über den Anschluß 15a₂ mit dem Lokal­ oszillatorsignal V_LO beaufschlagt, welches die Leitung des Feldeffekttransistors FET 3′ moduliert, so daß das gemischte Ausgangssignal V_IF1 am Ausgang 15a₃ abgegeben wird. Man er­ kennt also, daß man entsprechend andere Ausführungsformen der hier angegebenen Schaltung erhält, wenn man die Feldeffekt­ transistoren FET 1 bis FET 4 mit doppeltem Gateanschluß gemäß Fig. 1 durch eine der zuvor angegebenen Schaltungseinheiten ersetzt, welche zwischen die Eingangskopplungsschaltung 16 und die Ausgangskopplungsschaltung 17 zu legen sind.

Anhand von Fig. 12 sei wiederum eine andere Ausführungsform einer Frequenzumsetzungsschaltung der vorliegend angegebenen allgemeinen Art erläutert, welche hier ein verteilter Frequenz­ vervielfacher 80 ist, welcher eine erste Anzahl oder Gruppe von vorliegend vier Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 14 enthält, die nacheinander zwischen einen Eingangsanschluß 82 und einen Ausgangsanschluß 83 über eine Mehrzahl von zweipoli­ gen Phasenschieberelementen geschaltet sind, beispielsweise in Gestalt einer Kunstleitung oder einer verteilten Leitung. Auch hier sind wieder nichtlineare Schaltungselemente vorgesehen, von denen nur das Schaltungselement 15a zur Vereinfachung der Darstellung gezeichnet ist. Die zweipoligen Schaltungselemente sind in Form einer Mehrzahl von verteilten Eingangsübertra­ gungsleitungsabschnitten T₂₁ bis T₂₅ und einer Mehrzahl von Ausgangsübertragungsleitungsabschnitten T₂₆ bis T₂₉ und T₃₀ bis T₃₄ vorgesehen. Die Übertragungsleitungsabschnitte T₂₁ bis T₃₄ sind Mikrostreifenübertragungsleitungen. Die Feldef­ fekttransistoren FET 11 bis FET 14 haben Eingangselektroden, vorliegend die Gateelektroden G₁₁ bis G₁₄, welche jeweils der Reihe nach elektrisch über die Übertragungsleitungsab­ schnitte T₂₁ bis T₂₅ zusammengeschaltet sind. Die Ausgangs­ elektroden, vorliegend die Drainelektroden D₁₁ bis D₁₄ sind der Reihe nach elektrisch über die Übertragungsleitungsab­ schnitte T₂₆ bis T₂₉ und gemeinsame Ausgangsübertragungslei­ tungsabschnitte T₃₀ bis T₃₄ zusammengeschaltet. Die Source­ elektroden S₁₁ bis S₁₄ der Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 14 sind jeweils an ein Bezugspotential, vorliegend Erde, über einen gemeinsamen Hochfrequenzschaltungsweg und einen Gleichstromschaltungsweg angeschlossen, wie aus der Zeichnung zu entnehmen ist. Die Gateelektrode des ersten der Feldeffekt­ transistoren, hier die Gateelektrode G₁₁ des Feldeffekttran­ sistors FET 11 ist über den Übertragungsleitungsabschnitt T₂₁ mit dem Eingangsanschluß 82 verbunden, während die Drainelek­ trode D₁₁ des Feldeffekttransistors FET 11 über die Übertra­ gungsleitungsabschnitte T₂₆ und T₃₀ mit dem Hochfrequenz- Ausgangsanschluß 83 gekoppelt ist. Ein jeweils nachfolgender der Feldeffekttransistoren, hier der letzte oder vierte Feld­ effekttransistor FET 14 ist mit seiner Eingangselektrode oder Gateelektrode G₁₁ an eine Gateelektroden-Gleichspannungs- Vorspannungsschaltung 92 über den Übertragungsleitungsab­ schnitt T₂₅ gelegt, wie aus Fig. 12 zu ersehen ist, während die Ausgangselektrode oder Drainelektrode D₄ dieses Feld­ effekttransistors FET 4 über die Übertragungsleitungsab­ schnitte T₂₉ und T₃₄ an die Ausgangsschaltung oder Drainelek­ troden-Vorspannungsschaltung 90 angeschlossen ist, wie eben­ falls aus der Zeichnung entnommen werden kann.

Man erkennt, daß die verteilte Frequenzvervielfachungsschal­ tung 80 weiter eine zweite Anzahl oder Gruppe von vorliegend vier Feldeffekttransistoren FET 15 bis FET 18 enthält, die der Reihe nach zwischen einen Eingangsanschluß 82′ und den Ausgangsanschluß 83 über eine zweite Mehrzahl von zweipoligen Phasenschieberelementen in Gestalt einer Kunstleitung oder einer verteilten Leitung gelegt sind. Auch hier wiederum sind ebenso wie bei den Ausführungsformen nach den Fig. 1 und 8 nichtlineare Schaltungselemente etwa in Gestalt des Feldeffekt­ transistors FET 11 vorgesehen, wie oben ausgeführt wurde. Die zweipoligen Phasenschieberelemente enthalten eine Gruppe ver­ teilter Eingangs-Übertragungsleitungsabschnitte T_21′ bis T_25′ und eine zweite Gruppe von zweipoligen Phasenschieberelemen­ ten oder Drainanschluß-Übertragungsleitungen T_26′ bis T_29′ so­ wie die gemeinsamen Ausgangs-Drainanschluß-Übertragungslei­ tungsabschnitte T₃₀ bis T₃₄. Die Feldeffekttransistoren FET 15 bis FET 18 sind mit ihren Eingangselektroden, vorliegend den Gateelektroden G₁₅ bis G₁₈, jeweils der Reihe nach elektrisch über die zweite Gruppe von Übertragungsleitungsabschnitten T_21′ bis T_25′ zusammengeschaltet, welche hier jeweils Mikro­ streifenübertragungsleitungen sind. Die Ausgangselektroden, im vorliegenden Beispiel die Drainelektroden D₁₅ bis D₁₈ der Feldeffekttransistoren FET 15 bis FET 18 sind jeweils der Reihe nach über die den Drainelektroden zugeordneten Übertra­ gungsleitungsabschnitte T_26′ bis T_29′ und die gemeinsamen Übertragungsleitungsabschnitte T_30′ bis T_34′ zusammengeschlos­ sen. Die Sourceelektroden S₁₅ bis S₁₈ der Feldeffekttransisto­ ren sind an ein Bezugspotential, hier an Erde über einen ge­ meinsamen Gleichstrompfad und Hochfrequenzpfad angeschlossen, wie aus der Zeichnung zu entnehmen. Die Gateelektrode des ersten der zweiten Gruppe von Feldeffekttransistoren, hier die Gateelektrode G₁₅ des Feldeffekttransistors FET 15, ist über den Übertragungsleitungsabschnitt T_21′ an den Eingangs­ anschluß 82′ angekoppelt, während die Drainelektrode D₁₅ dieses Feldeffekttransistors über die Übertragungsleitungs­ abschnitte T_26′ und T_30′ an den Ausgangsanschluß 83 angekop­ pelt ist. Ein nachfolgender der Feldeffekttransistoren, hier der letzte oder vierte Feldeffekttransistor FET 18 der zwei­ ten Gruppe von Feldeffekttransistoren ist mit seiner Ein­ gangselektrode oder Gateelektrode G₁₈ über den Übertragungs­ leitungsabschnitt T_25′ an eine Schaltung 92′ zur Gateelektro­ den-Gleichspannungsvorspannung angeschlossen, wie aus der Zeichnung zu erkennen ist und die Ausgangselektrode oder Drainelektrode D₁₈ dieses Feldeffekttransistors ist über die Übertragungsleitungsabschnitte T_29′ und T_34′ an die Aus­ gangs- oder Drainanschluß-Vorspannungsschaltung 90 gelegt.

Die Drainelektroden-Vorspannungsschaltung 90 ist hier ein Leiternetzwerk mit drei Parallelschaltungszweigen zur Erde hin über die Kondensatoren C₁₃, C₁₄ und C₁₅ sowie mit Über­ tragungsleitungsabschnitten, hier den Mikrostreifenleitun­ gen T₃₆, T₃₇ und T₃₈, welche in dem Leiternetzwerk die Serien­ schaltungselemente bilden. Ein Paar von Vorspannungsanschlüs­ sen 91a und 91b dient zum Anschluß einer geerdeten Vorspan­ nungsquelle zur Lieferung einer Gleichspannungsvorspannung, wobei der Anschluß 91a mit dem Kondensator C₁₅ und dem Über­ tragungsleitungsabschnitt T₃₈ in Verbindung steht, wie aus Fig. 12 hervorgeht. Die Kondensatoren C₁₃, C₁₄ und C₁₅ stel­ len einen Leitungspfad verhältnismäßig niedriger Impedanz für die hochfrequenten Signale dar und bilden daher Ableitungs­ pfade für die Hochfrequenzsignale zur Erde hin, um die Hoch­ frequenzsignale daran zu hindern, daß sie zu der Gleichspan­ nungs-Vorspannungsquelle V_DD gelangen. Ein Widerstand R₁₃ bildet einen Querableitungspfad zwischen Erde und der Ver­ bindung zwischen den Übertragungsleitungsabschnitten T₃₆ und T₃₄. Der Widerstand R₁₃ bildet in Zusammenwirkung mit der zusammengesetzten Impedanz der Übertragungsleitungsab­ schnitte T₃₆, T₃₇ und T₃₈ sowie den Kondensatoren C₁₃, C₁₄ und C₁₅ eine komplexe Impedanz zum angepaßten Abschluß des Übertragungsleitungsabschnittes T₃₄.

Die Gateelektrodenvorspannungsschaltungen 92 und 92′ sind im wesentlichen identisch aufgebaut und daher bedarf es nur der Beschreibung der Gateelektrodenvorspannungsschaltung 92, wobei diese Beschreibung auch für die Gateelektrodenvorspan­ nungsschaltung 92′ gilt. Die Gateelektrodenvorspannungs­ schaltung 92 ist ebenfalls ein Leiternetzwerk und enthält die Serienschaltung eines Widerstandes R₁₁ und des Übertra­ gungsleitungsabschnittes T₃₅. Letzterer und der Widerstand R₁₁ bilden einen Gleichstromleitungsweg zwischen dem Ein­ gangs-Vorspannungsanschluß 26 und der Mikrowellenübertra­ gungsleitung mit den Leitungsabschnitten T₂₁ bis T₂₅. Die Hochfrequenz-Überbrückungskondensatoren C₁₁ und C₁₂ sind als Querableitungspfade zwischen die Endanschlüsse des Über­ tragungsleitungsabschnittes T₃₅ und Erde gelegt. Auch hier bilden die Hochfrequenz-Überbrückungskondensatoren C₁₁ und C₁₂ Leitungspfade niedriger Impedanz für die Hochfrequenz­ signale, so daß diese zur Erde hin abgeleitet werden und die Hochfrequenzenergie von der Vorspannungsquelle V_GG ferngehal­ ten wird, welche zwischen die Anschlüsse 93a und 93b gelegt ist.

Die Charakteristik der Vorspannungsschaltungen zur Vorspan­ nung der Drainelektroden und Gateelektroden ist jeweils so gewählt, daß jeder der Feldeffekttransistoren im nichtlinea­ ren Bereich oder quadratischen Bereich seiner Übertragungs­ kennlinie arbeitet.

Ein Hochfrequenzsignal V_rf wird von einer Signalquelle zu einem Richtungskoppler 86 geführt, der an seinen Ausgangs­ klemmen (nicht bezeichnet) ein Paar von Eingangssignalen V_S und V_S′ darbietet, die eine gegenseitige 180°-Phasenver­ schiebung haben. Alternativ kann das Eingangssignal V_rf auch zu einer gemeinsamen Verbindung geführt werden, welche ein Paar von Übertragungsleitungen enthält, die eine unter­ schiedliche Weglänge entsprechend einer Phasenverschiebung von 180° besitzen. Das erste Signal V_S wird also an den Ein­ gangsanschluß 82 angekoppelt und breitet sich längs der Übertragungsleitungsabschnitte T₂₁ bis T₂₅ aus. Ein Anteil des Signales V_S wird an je eine der Gateelektroden G₁₁ bis G₁₄ der Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 14 angekop­ pelt. An dem Ausgang dem entsprechenden Drainelektroden D₁₁ bis D₁₄ erscheint jeweils ein Ausgangssignal mit Frequenz­ komponenten gleich ω_o, 2ω_o, 3ω_o . . . nω_o worin n eine ganze Zahl größer als 1 ist und ω_o die Grundwellenfrequenz des hochfrequenten Eingangssignales V_rf ist und worin ferner 2ω_o, 3ω_o, . . . nω_o die geradzahligen oder ungeradzahligen Harmonischen der Grundwellenfrequenz ω_o sind. In entspre­ chender Weise wird das zweite Signal V_S′ an dem Eingangs­ anschluß 82′ eingegeben und dieses Signal breitet sich längs der Übertragungsleitungsabschnitte T_21′ bis T_25′ aus, wobei jeweils ein Teil dieses Signales zu den Gateelektroden G₁₅ bis G₁₈ gelangt. In Abhängigkeit hiervon wird an jeder der Drainelektroden D₁₅ bis D₁₈ ein Ausgangssignal dargeboten, welches jeweils Frequenzkomponenten ω_o, 2ω_o, 3ω_o . . . nω_o hat, worin wieder n gleich einer ganzen Zahl größer 1 ist und V_rf ist. Die Signale von den Drainelektroden D₁₁ bis D₁₄ und D₁₅ bis D₁₈ werden jeweils an den entsprechenden Verbindungspunkten 86a bis 86d an die Hochfrequenzübertra­ gungsleitungsabschnitte T₃₀ bis T₃₄ angekoppelt. Zwischen je­ dem der Eingangsanschlüsse 82 und 82′ und dem Ausgangsan­ schluß 83 sind jeweils gleiche elektrische Weglängen über die jeweiligen der Paare von Feldeffekttransistoren vorge­ sehen, nämlich die Feldeffekttransistoren FET 11 und FET 15, FET 12 und FET 16, FET 13 und FET 17 sowie FET 14 und FET 18. Da die Eingangssignale V_S und V_S′ den Eingangsanschlüssen 82 und 82′ mit einem Phasenunterschied von 180° zugeführt werden, besitzen die von den jeweiligen Paaren von Drain­ elektroden D₁₁ und D₁₅, D₁₂ und D₁₆, D₁₃ und D₁₇ sowie D₁₄ und D₁₈ abgenommenen Signale Grundwellenfrequenzkomponenten mit einem Unterschied der Phasenverschiebung von 180° und die ungeradzahligen Harmonischen der Grundwelle besitzen in gleicher Weise einen Phasenverschiebungsunterschied von 180°. Die anfänglich von dem Koppler 86 eingeführte rela­ tive Phasenlage von 180° wird daher in jeder Frequenzkompo­ nente des Signales, welche eine ungeradzahlige Harmonische der Grundwelle ist, aufrecht erhalten. Bei dieser Schal­ tungsanordnung löschen sich also an dem Anschluß 83 sämtli­ che ungeradzahligen Harmonischen (2n + 1) ω_o der Grundwel­ lenkomponente des Signales einschließlich der Grundwelle selbst, welche zum Ausgangsanschluß 83 gelangt. Anderer­ seits haben, da die nichtlinearen Schaltungselemente Halb­ wellengeräte v-ter Ordnung, vorzugsweise quadratische nicht­ lineare Schaltungselemente, sind, sämtliche geradzahligen Harmonischen (2n) ω_o Phasenunterschiede entsprechend viel­ fachen von 0° und daher werden alle geradzahligen Harmoni­ schen phasenrichtig aufaddiert und erscheinen am Ausgangs­ anschluß 83 als ein zusammengesetztes Signal V_O.

Am Ausgangsanschluß 83 wird ein zusammengesetztes Signal dar­ geboten, welches Frequenzkomponenten entsprechend geradzahli­ gen Harmonischen hat. Eine ausgewählte Frequenzkomponente kann hieraus auf mehrerlei Weise rekonstruiert werden. Eine Möglichkeit besteht darin, die Ausgangsübertragungsleitungs­ abschnitte T₂₆ bis T₂₉, T_26′ bis T_29′ und T₃₀ bis T₃₄ mit einer Bandpaßfiltercharakteristik zu versehen, welche nur die ausgewählte geradzahlige Harmonische durchläßt. Eine an­ dere Möglichkeit besteht in der Verwendung einer zusammen­ gefaßten Filterschaltung am Ausgang des Hochfrequenzan­ schlusses 83, um nur die gewünschte geradzahlige Harmonische durchzulassen.

Um ein verhältnismäßig breitbandiges Verhalten zu verwirk­ lichen, d. h., um einen Betrieb über ein verhältnismäßig breites Frequenzband der Eingangssignalfrequenzen zu erhal­ ten, wird vorzugsweise der Wellenwiderstand jedes der Über­ tragungsleitungsabschnitte T₂₁ bis T₂₅ und T_21′ bis T_25′ entsprechend der Eingangs-Eigenreaktanz zwischen der Gate­ elektrode und der Sourceelektrode der Feldeffekttransisto­ ren FET 11 bis FET 14 und FET 15 bis FET 18 gewählt, um ein Eingangsnetzwerk zu schaffen, das einen bestimmten Wellen­ widerstand besitzt. In entsprechender Weise werden die Wel­ lenwiderstände der Ausgangsübertragungsleitungsabschnitte T₂₆ bis T₂₉, T_26′ bis T_29′ und T₃₀ bis T₃₄ in Entsprechung mit den Ausgangs-Eigenreaktanzen zwischen den Drainelektro­ den und den Sourceelektroden der Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 14 und FET 15 bis FET 18 gewählt, um ein Ausgangs­ netzwerk zu schaffen, welches ebenfalls eine bestimmte Aus­ gangsimpedanz hat. Eine solche Schaltung ist in der US-Pa­ tentschrift 4 456 888 angegeben.

In Fig. 13 ist eine andere Ausführungsform für ein nicht­ lineares Schaltungselement gezeigt, hier eine Anordnung von Dioden, beispielsweise Schottky-Dioden 96 und 96′. Die Schottky-Dioden können die Feldeffekttransistoren FET 11, FET 15 in der Ausführungsform nach Fig. 13 ersetzen. Nach­ dem die Dioden nichtlineare Schaltungselemente sind, können sie in entsprechender Weise eine Signallöschung durch rich­ tige Phasenbeeinflussung der ungeradzahligen Harmonischen des Ausgangssignales und eine Signalverstärkung der gerad­ zahligen Harmonischen bewirken, wie oben beschrieben wurde.

In Fig. 14 ist wieder eine andere Ausführungsform einer Frequenzumwandlungsschaltung, nämlich ein Mischer 110, ge­ zeigt, welcher die erste Gruppe von vorliegend vier nicht­ linearen Schaltungselementen 15a bis 15d, vorliegend mit einem der aktiven Schaltungselemente, wie sie im Zusammen­ hang mit den Fig. 9 bis 11 beschrieben wurden, oder mit einem Doppelgateelektroden-Feldeffekttransistor gemäß Fi­ gur 15 enthält. Die nichtlinearen Schaltungselemente sind beispielsweise Halbwellenschaltungselemente v-ter Ordnung, beispielsweise Halbwellenschaltungselemente mit quadrati­ scher Kennlinie. Jedes der nichtlinearen Schaltungselemente 15a bis 15d ist an ein entsprechendes einer Anzahl von Aus­ gangs-Phasenschieberelementen 117a bis 117d angeschlossen. Jedes dieser Phasenschieberelemente 117a bis 117d enthält jeweils Paare von Zweipolen 117a′ bis 117d′ und 117a′′ bis 117d′′, wobei jedes dieser Phasenschieber-Zweipole eine Kunstleitung oder eine verteilte Übertragungsleitung enthal­ ten kann. Alternativ können die Paare von Zweipolen durch aktive Schaltungselemente, beispielsweise durch einen Ver­ stärker oder durch andere nichtreziproke zweipolige Elemente gebildet sein. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die die Zweipole bildenden verteilten Leitungen auf einer Seite zusammengeschaltet und an die jeweiligen Ausgangsanschlüsse 15a₃ bis 15d₃ der jeweils zugehörigen der nichtlinearen Schaltungselemente 15a bis 15d gelegt, während die beiden Eingangsanschlüsse mit dem Ausgangsanschluß 19a bzw. dem Aus­ gangsanschluß 19b der Schaltung verbunden sind, wie aus Fi­ gur 14 zu ersehen ist. Der Mischer 110 enthält weiter eine Eingangskopplungsschaltung 116 mit einer Anzahl von Übertra­ gungsleitungen 116a bis 116d, deren jede eine vorbestimmte elektrische Weglänge hat, um unterschiedliche Weglängen oder Phasenverschiebungen zwischen jeweils benachbarten aufeinan­ derfolgenden Paaren der Übertragungsleitungen 116a bis 116d vorzusehen. Ein hochfrequentes Eingangssignal V_rf wird an einem Eingangsanschluß 113 der Schaltung eingegeben und die­ ses Signal wird von dem gemeinsamen Anschluß 113 aus auf die Übertragungsleitungen 116a bis 116d verteilt. Die Ausgänge der Übertragungsleitungen 116a bis 116d werden vorzugsweise über einen jeweils zugehörigen Kondensator C₂ bis C₃ bzw. C₄ bzw. D₅ geführt, wobei die Ausgangsseite der genannten Konden­ satoren mit dem jeweils zugehörigen der Eingangsanschlüsse 15a₁ bis 15d₁ der entsprechenden nichtlinearen Schaltungs­ elemente 15a bis 15d verbunden sind. Ein zweites Eingangs­ signal, hier ein Lokaloszillatorsignal, wird an einen zwei­ ten Eingangsanschluß 118a gelegt und dieses Signal gelangt zu einer Kopplungsschaltung 118 zur Ankopplung des Lokal­ oszillatorsignales. Die Kopplungsschaltung 118 enthält hier eine Anzahl von vier zweipoligen Phasenschieberelementen 118b bis 118e, die gemäß dem vorliegend beschriebenen Aus­ führungsbeispiel jeweils eine verteilte Übertragungsleitung enthalten können. Die Phasenverschiebungen R_LO1 bis R_LO4, welche von diesen verteilten Übertragungsleitungen 18b bis 18e bei einer bestimmten Ausbildung der Kopplungsschaltung 118 eingeführt werden, entsprechen im wesentlichen gleichen Weglängen, während bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Schaltung 118 die elektrischen Weglängen bzw. Phasenverschie­ bungen R_LO1 bis R_LO4 zunehmend größer werden. Die Ausgänge der Lokaloszillator-Kopplungsschaltung 118 liefern jeweils einen Teil des Lokaloszillatorsignals an entsprechende der jeweils zweiten Eingangsanschlüsse 15a₂ bis 15d₂ der zuge­ hörigen nichtlinearen Schaltungselemente 15a bis 15d.

Im Betrieb werden Eingangssignale, die an die Anschlüsse 113 und 118 gelegt werden, über die Eingangssignalkopplungs­ schaltung 116 und die Lokaloszillatorkopplungsschaltung 118 an die jeweiligen Eingangsanschlüsse 15a₁ bis 15d₁ und 15a₂ bis 15d₂ der nichtlinearen Schaltungselemente 15a bis 15d angekoppelt und erzeugen an den Ausgängen dieser Schaltungs­ elemente 15a₃ bis 15d₃ Signale mit Frequenzkomponenten gleich der Summe und der Differenz der Eingangssignale sowie auch Harmonische der eingegebenen Signale. Die Signale breiten sich durch jeweils eines des Paares zweipoliger Phasenschie­ berelemente jeder der Ausgangskopplungsmittel hindurch aus und ergeben an dem Ausgangsanschluß 119a oder 119b ein Aus­ gangssignal mit einer der vorerwähnten Frequenzkomponenten und an dem jeweils anderen der Ausgangsanschlüsse 19a oder 19b ein Nullsignal oder ein abgeschwächtes Ausgangssignal entsprechend der Frequenzrelation des Paares der eingegebe­ nen Signale. Die Mischerschaltung 110 ist eine nichtver­ teilte, nicht aufeinanderfolgend geschaltete Version der Frequenzumsetzungsschaltung, wie sie in Verbindung mit den Fig. 1 oder 7 oder 12 beschrieben wurde. Durch Abstim­ mung der elektrischen Weglängen der zweipoligen Phasen­ schieberelemente der Ausgangskopplungsschaltung 117, der Eingangskopplungsschaltung 116 und der Lokaloszillatorkopp­ lungsschaltung 118 kann jede der zuvor beschriebenen Fre­ quenzumsetzungsschaltungen, nämlich der Mischer 10 nach Fig. 1, der Mischer 60 nach Fig. 8 und der Frequenzver­ vielfacher 80 nach Fig. 12 als nichtverteilte Version aus­ gebildet werden, in der zweipolige Phasenschieberelemente eingesetzt sind.

Claims (3)

1. Frequenzumsetzungseinrichtung mit einer Kettenschaltung von jeweils Eingangselektroden (G_1a, G_1b . . . G_4a, G_4b) und Aus­ gangselektroden (D₁ . . . D₄) aufweisenden, nichtlinearen Ver­ stärkerbauelementen (FET 1 . . . FET 4), ferner mit den Ein­ gangselektroden zugeordneten, Phasenschiebermittel (T₂, C₂ . . . T₅, C₅) enthaltenden Eingangskopplungsschaltungen zur Einspeisung zweier frequenzunterschiedlicher Signale, weiter mit einer Ausgangskopplungsschaltung (T₇ . . . T₁₁), welche zu einem Ausgangsanschluß Verbindung hat, an dem ein Überlage­ rungssignal abnehmbar ist und welche mit den Ausgangselek­ troden der Verstärkerbauelemente verbunden ist und zwischen diesen Phasenverzögerungen einführt, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerbauelemente (FET 1 . . . FET 4) jeweils zwei Eingangselektroden (G_1a, G_1b . . . G_4a, G_4b) aufweisen, deren jeweils eine über Kopplungskondensatoren (C₂ . . . C₅) mit einer ersten die Phasenschiebermittel enthaltenden Eingangskopp­ lungsschaltung verbunden ist und deren jeweils andere mit einer zweiten als Leistungsaufteilungsschaltung (18) zur Einkopplung amplituden- und phasengleicher Anteile des einen der beiden Signale ausgebildeten Eingangskopplungsschaltung verbunden ist und daß die Ausgangskopplungsschaltung (T₇ . . . T₁₁) zwei Ausgangsanschlüsse (19 _a, 19_b) aufweist, wobei die Größe der Kopplungskondensatoren (C₂ . . . C₅) und die elektri­ schen Weglängen der ersten Eingangskopplungsschaltung und der Ausgangskopplungsschaltung so gewählt sind, daß an einem der Ausgangsanschlüsse ein Summensignal oder Differenzsignal und an dem anderen Ausgangsanschluß ein abgeschwächtes Überlagerungssignal abnehmbar ist (Fig. 1).

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Eingangskopplungsschaltung eine erste Gruppe von ver­ teilten Übertragungsleitungen (T₂ . . . T₅) enthält, daß die Aus­ gangskopplungsschaltung eine zweite Gruppe von verteilten Übertragungsleitungen (T₇ . . . T₁₁) enthält und daß die elektri­ schen Weglängen der beiden Gruppen von verteilten Übertra­ gungsleitungen so gewählt sind, daß sie den Ausgangssignalen jedes der Verstärkerbauelemente (FET 1 . . . FET 4) vorbestimmte Phasenverschiebungen aufprägen.

3. Frequenzumsetzungseinrichtung mit einer Kettenschaltung von jeweils Eingangselektroden (G_1a, G_1b . . . G_4a, G_4b) und Ausgangs­ elektroden (D₁ . . . D₄) aufweisenden, nichtlinearen Verstärkerbau­ elementen (FET 1 . . . FET 4), ferner mit den Eingangselektroden zugeordneten, Phasenschiebermittel (T₂, C₂ . . . T₅, C₅) enthal­ tenden Eingangskopplungsschaltungen zur Einspeisung zweier frequenzunterschiedlicher Signale, weiter mit einer Ausgangs­ kopplungsschaltung (T₇ . . . T₁₁), welche zu einem Ausgangsan­ schluß-Verbindung hat, an dem ein Überlagerungssignal abnehm­ bar ist und welche mit den Ausgangselektroden der Verstärker­ bauelemente verbunden ist und zwischen diesen Phasenverzögerun­ gen einführt, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerbau­ elemente (FET 1 . . . FET 4) jeweils zwei Eingangselektroden (G_1a, G_1b . . . G_4a, G_4b) aufweisen, deren jeweils eine über Kopplungskondensatoren (C₂ . . . C₅) mit einer ersten, die Phasen­ schiebermittel (T₂ . . . T₅) enthaltenden Eingangskopplungsschal­ tung verbunden ist, und deren jeweils andere mit einer zweiten Eingangskopplungsschaltung (62) verbunden ist, die eine Gruppe von Schaltungsbauteilen jeweils vorbestimmter elektrischer Weglänge (T₁₂ . . . T₁₆) enthält, daß die beiden frequenzunter­ schiedlichen Signale der Kettenschaltung der Verstärkerbau­ elemente (FET 1 . . . FET 4) über die erste Eingangskopplungs­ schaltung bzw. die zweite Eingangskopplungsschaltung in zu­ einander entgegengesetzten Richtungen längs der Kettenschaltung zugeführt sind und daß die Ausgangskopplungsschaltung (T₇ . . . T₁₁) zwei Ausgangsanschlüsse (19a, 19b) aufweist, wobei die Größe der Kopplungskondensatoren (C₂ . . . C₅) und die elektrischen Weglängen der ersten Eingangskopplungsschaltung, der Schal­ tungsbauteile der zweiten Eingangskopplungsschaltung und der Ausgangskopplungsschaltung so gewählt sind, daß an einem der Ausgangsanschlüsse ein Summensignal oder Differenzsignal und an dem anderen Ausgangsanschluß ein abgeschwächtes Überla­ gerungssignal abnehmbar ist (Fig. 8).