JPS61240705A - 無線周波数回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く技術分野〉 本発明は無線周波数回路に関し、特に周波数変換回路に
関する。

〈従来技術と問題点〉 周知のように、周波数変換回路は、入力信号をそれより
高い、あるいは低い周波数の出力信号に変換するもので
ある。第１のタイプの周波数変換回路はいわゆるダウン
コンバータ、又はミキサーである。無線周波数ミキサー
回路が広（使用されるスーパーヘテロダイン受信機にお
いては、そのミキサー回路より得た周波数に同調された
中間周波数（ＩＦ）増幅器で信号を増幅し、それを定周
波検波器に入力する。一般に、このミキサー回路は、受
信した入力信号と局部発振器（ＬＯ）の信号を受は取り
、両信号の和と差に相当する２つの周波数成分？もつ出
力信号を出力する。通常、和の方の周波数成分はフィル
タにより信号から除去され、差の周波数成分がＩＦ増幅
器に入力される。

第１のタイプのミキサーはいわゆるシングルエンド型（
非平衡型）ミキサーである。シングルエンドミキサーは
例えばトランジスタやダイオードのような非線形素子を
含んでおり、これに入力信号と局部発振信号が供給され
る。そして両信号の和と差の周波数（ωｒｆ±ωｗ）を
もつ出力信号が得られる。

しかしながら、この種のミキサーには第１の問題点とし
て、出力信号に不必要な周波数成分、例えば入力信号周
波数ωｒｆｓ局部発振周波数ωＬｏｓ原信号の高調波（
ｎωｒｆ＋庭ＬＵ）　　、高調波間の相互変調成分（ｍ
ωＬＯｆ：”ωｒｒ）　、直流出力レベルなどが含まれ
てしまう。このような成分があっては受信機の動作を保
証できないため、一般にこれらの成分を抑制する処理ン
必要とする。第２の問題は、局部発振信号の端子と無線
周波数入力信号端子とが一般に絶縁されていないことで
ある。このため、局部発振信号の一部が無線周波数端子
の方へまわり込み、局部発振信号の放射その他の電磁障
害を引き起こす。

シングルエンド型ミキサーの第３の問題点はいわゆる影
像応答である。所望とするＩＦ周波数ωＩＦが得られる
のは無線周波数（ｒｆ）信号が局所発振周波数より高い
場合だけでな（低い場合もある（ωｒｆ＝ωＷ±ωＩＦ
）。この２つのｒｆ倍信号うち一方を所望周波数とする
とき、他方の周波数は影像周波数と呼ばれる。一方の入
力信号によって所望のＩＰ倍信号得られる場合、他方の
入力信号によってつ（られる信号のことを影像信号と呼
んでいる。多くの用途では、所望の信号と影像信号との
区別、影像信号の除去を行う必要がある。しかし、シン
グルエンド型ミキサーの場合、所望の信号と影像信号と
を区別することはできない。このため、フィルタを用い
て影像信号を除去している。しかしながら、固定周波数
のフィルタ除去で間に合うのは所望の信号と影像信号の
帯域幅に重なるところがない場合だけであり、一方、広
い帯域にわたり同調可能な周波数フィルタは一般に実装
困難であり、特に集積回路（ＩＣ）に組み込むことは困
難である。このため、広帯域用途においては、シングル
エンド型ミキサーでのフィルター除去は満足な成果２収
めていない。

シングルエンド型ミキサーの第４の問題は回路が影像周
波数に対しても動作するだけでな（回路自体が影像周波
数の信号を発生してしまうことである。一般に、この型
のミキサー回路はこの信号′ｌａ：２通りの方法で生成
する。第１は、局部発振周波数より高いｒｆ倍信号局部
発振周波数の第２次高調波２ωＷとミックスされた場合
で、これにより、ωＩＭ＝２ωＬＯ−ωｒｆの影像周波
数ωＩＭｙａ／もつ信号かつ（られる。第２は、ＩＦ出
力端でのインピーダンスのミスマツチ（不整合）による
もので、これにより生じた反射波がミキサー側へ戻っ℃
ゆき、局部発振信号とミックスされて局部発振信号の両
側波信号（ωＷ±ωＩＦ）　　となる（このうちの一方
が影像周波数である）。にもかかわらず、いずれの場合
にも影像周波数信号によってミキサーの変換損失が増大
する、換言すれば、ミキサーが入力信号を所望のＩＦ倍
信号変換する変換効率が低下してしまう。

第２のタイプのミキサーはいわゆる平衡型ミキサーであ
る。平衡型ミキサーは２つのシングルエンド型ミキサー
に３ｄＢ　　のハイブリッドカプラーを組み合わせたも
のである。カプラーの入力に入力信号と局部発振信号を
入力し、カプラー出力を各シングルエンドミキサーに入
力する。ミキシング素子の両出力を共通接合部にまとめ
て出力ＩＦ倍信号得る。平衡型ミキサーでは、ハイブリ
ッド出力を正しく終端してＬＵ倍信号再放射を減らすこ
とにより、信号と局部発振器出力との間にかなり高い絶
縁をもたせることができる。ノ・イブリッドカプラーは
入力信号と局部発振器信号との間に約９０度あるいは１
８０度の位相シフト’ｋかけるものである。局部発振器
信号と入力信号間に９０度の位相差をもつ平衡屋ミキサ
ーは高調波並びに入力信号と局部発振信号間の相互変調
成分を抑えるのに使用される。信号間に１８０度の位相
差をもつ平衡型ミキサーは局部発振周波数信号の偶数倍
の高調ｅ、ヲ低減するのに用いられる。しかし、いずれ
の場合であっても望ましくない周波数成分の丁べてが低
減されるわけではなく所定の成分は抑止されない。第２
の問題は、平衡型ミキサーではハイブリッドカプラー、
すなわち、特に集積回路には実装困難な回路であるハイ
ブリッドカプラーを必要とするということである。さら
に、平衡型ミキサーも影像周波数成分を発生してしまう
。同じ（、入力信号が局部発振器出力の周波数より高い
か低いかを区別できない。さらに、ハイブリッドカプラ
ーは帯域幅が狭いため、これχ必要とする平衡型ミキサ
ーの帯域幅も限られてしまう。

第３のタイプのミキサーはいわゆる二重平衡型ミキサー
である。二重平衡型ミキサーでは一般に２つの平衡型ミ
キサーを使用し、それぞれの入力に、ハイブリッドカプ
ラーないしバルン（平衡不平衡変成器）によりシフトさ
せた１８０°の位相差をもつ局部発振器出力と１対の入
力信号のいずれかとを供給する。各平衡型ミキサーの出
力はＩＦハイブリッドカプラーによりひとつにまとめら
れる。二重平衡型ミキサーにおける第１の問題はカフ’
ラーナｌ、’Ｌバルンをモノリシック集積回路に実装困
難なことである。したがって、二重平衡をミキサーｔモ
ノリシック集積回路として構成することか容易にできな
い。第２の問題はカプラー、バルンを使用するためミキ
サーの動作帯域幅がかなり狭くなる。また、二重平衡型
ミキサーの場合、構造次第によっては信号が局部発振器
の出力周波数より高いか低いかを区別することが可能で
はあるが、このように構成した場合でも影像周波数成分
χ発生してしまう。

周知のように、第２のタイプの周波数変換回路であるア
ップコンバータにあっては入力信号の周波数より寓い周
波数の出力信号が得られる。ミキサーの場合と同様に、
非線形素子が入力信号と局部発振器出力とから、両信号
周波数の和と差に等しい周波数をもつ出力信号乞発生す
る。したがって、差の周波数成分ンフィルタで除去する
ことにより、残りの和の周波数成分を入力信号周波数よ
り高い周波数の信号と（−て得ている。

〈発明の概要〉 本発明によれば、第１と第２入力値号端子及び第１と第
２出力端子を有する周波数変換回路は、それぞれ１対の
入力電極とひとつの出力電極を有する複数の非線形素子
を含み、各非線形素子の第１入力電極は２ボ一ト入力結
合手段により順次相互接続され、この入力結合手段は一
端が上記第１入力値号端子に接続され、他端が終端イン
ピーダンスにより終端される。一方、各非線形素子の出
力電極は、上記の１対の出力端子間に介挿される２ポー
ト出力結合手段により順次相互接続される。

入力信号は上記第１入力値号端子に入力されて上記入力
結合手段と結合し、その各部が各非線形素子の第１入り
電極に加えられる。この入力信号の各部は入力結合手段
上を伝播、進行するにつれ、順次位相がシフトされる。

第２入力値号端子には第２入力値号が入力され、これ２
介して各非線形素子の第２入力電極に加えられる。両入
力信号に応答して各非線形素子はその出力電極に、肉入
力信号周波数の和と差に相当する周波数成分をもつ出力
信号を発生する。本発明の好ましい構成例においては、
上記出力結合手段が出力信号の上記和と差の周波数成分
のうちいずれか一方を伝播させるようにその伝送特性音
選定する。この構成の場合、周波数変換回路は出力結合
手段の伝送特性に従う周波数応答特性をもつことになる
。

本発明のさらに別の特徴によれば、複数の上記非線形素
子は、半波７乗素子（例えば、半波２乗素子）として動
作するようにバイアスをかけたトランジスタで構成され
る。トランジスタとしては１対の入力電極、ひとつの出
力電極及びひとつの基準電極をもつ電界効果型トランジ
スタ（ＦＥＴ）が好ましい。各トランジスタの第１入力
電極は入力結合手段により相互接続され、出力電極は出
力結合手段により順次相互接続される。入力結合手段は
その入力である第１入力値号に対し、順次位相差の増大
する方向にシフ）Ｙかけて各トランジスタの第１入力電
極に順次供給する。一方、各トランジスタの第２入力電
極には同一振幅で同相の第２信号（局部発振信号）の各
部が供給される。

これによって各出力電極からは、入力信号と局部発振信
号の周波数の和と差に等しい周波数成分をもつ出力信号
が発生し、出力結合手段に結合される。出力結合手段の
伝送特性は和と差の周波数成分のいずれか一方を伝播さ
せるよう選定されていて、トランジスタからの各出力信
号に所定の位相シフトをかける。入力結合手段から出力
結合手段までに導入される位相差を適当に選定すること
により、入力信号の周波数が局部発振信号の周波数より
高いか低いかに従って、一方の出力端子には、トランジ
スタの各出力を同相で加算した出力が得られ、他方の出
力端子の信号は打ち消され、減衰したものになる。した
がって、本ミキサー回路は所望の周波数信号と影像周波
数信号とを区別することができる。さらに、各ＦＥＴに
おいて発生する影像周波数信号は入力信号の位相変化に
従って変化する位相シフト特性をもつ。同様に、影像周
波数信号−ｇＩＦ周波数に洛と丁場台に生じる出力信号
も、その位相が所望のＩＦ倍信号従って変化する。従っ
て、本ミキサー回路においては、影像周波数信号が所望
の信号と同じ出力端子の方へ伝播するため、変換損失も
減少する。

本発明のさらに別の特徴によれば、第１出力端子では出
力信号が同相で合成され、第２出カ端子の方では逆相と
なって弱い、減衰信号が得られるよう両出力端子に供給
される出力信号の位相及び振幅特性ビ選定することがで
きる。局部発振器の出力周波数に対する入力信号の周波
数の大小に従って、入り並びに中間信号周波数の広い帯
域幅にわたり、信号が出力端子に供給される。−構成例
においては、それぞれのゲート電極に入力信号の一部を
容量式に結合することによって振幅の選定２行う。また
、第１入力電極に入力される分布入力信号と出力電極よ
り出力される分布出力信号との間の各位相シフト特性乞
選定することにより位相シフトが最適比される。このよ
５な振幅選定と位相シフト選定とにより、入力信号が局
部発振信号の周波数より高いか低いかの区別を、入力信
号及び中間信号の広い周波数帯域にわたり確実に行うこ
とができる。

く実　施　例〉 以下、図面乞参照して本発明の実施側音詳細に説明する
。

第１図には周波数変換回路としてミキサー回路１０χ示
している。ミキサー回路１ｏは複数（ここでは４つ）の
非線形素子１５ａ〜１５ｄ　Ｙ有し、それぞれ入力電極
１５ａｌ〜１５ｄｌ、１５ａ２〜１５ｄ２と出力電極１
５ａ３〜１５ｄａ　’４−備えている。ここでは、各非
線形素子１５ａ〜１５ｄは非線形素子として動作するよ
５にバイアスのかけられた二重ゲート型電界効果トラン
ジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で構成される。

ＦＥＴ１〜ＦＢＴ４は例えば半波７乗素子（例えば半波
２乗素子）として動作する。各ＦＥＴＩ〜ＦＥＴ４は順
次、入力端子１６と２つの出力端子１９ａ。

１９ｂとの間に介挿されており、その第１ゲート電極Ｑ
ｌａ−Ｑ４ａ　、第２ゲート電極Ｇｌ　ｂ匈４ｂ　、　
　ドレイン電極Ｄ１〜Ｄ４が非線形素子１５ａ〜１５ｄ
の対応する電極に接続されるとともにソース電極８１〜
Ｓ４が接地されている。伝送線Ｔ１、ここではマイクロ
ストップ伝送線は一端が直流阻止コンデンサＣＩＹ介し
て入力端子１５に、他端がＲ，Ｆ信号源１１に接続され
る。第１ゲート電極Ｇｘａ〜Ｇ４ａ　は入力結合手段１
６、ここでは擬似線路ないし分布線路のような複数の２
ボ一ト位相シフト累子構成の進行波構造体によって順次
相互接続される。これらの２ボート素子は複数の分布伝
送線Ｔ２〜Ｔ５ここではマイクロストップの分布伝送線
Ｔ２〜Ｔ５で構成される。伝送線Ｔ５はその一端が伝送
線Ｔ４に、他端がゲートライン終端整合回路２２につな
がっている。したがって、伝送線Ｔ１より入力された入
力信号（”ｒｒ）は伝送線Ｔ１〜Ｔ５に溢って伝播する
。入り信号Ｖｒｆの各部ｖｒｆ１〜ｖｒｆ４は複数の結
合コンデンサ０２〜Ｃ５’ａ’通って対応するゲート電
極Ｇｌａ−Ｇ４ａに結合する。各伝送線Ｔ２〜Ｔ５は所
定のインピーダンスと電気長をもっており、結合コンデ
ンサＣ２〜Ｃ５と協動１−て各信号ｖｒｆ１〜”ｒｆ４
Ｙ入力信号力値ｆから所定の量だけ位相のずれたものに
する。これらの結合コンデンサＣ２〜Ｃ５は信号ｖｒｆ
１〜ｖｒｆ４の位相特性に関与するのみならず、ゲー）
　Ｇｌ　ａ−４４ａとソース電極８１〜Ｓ４との間の固
有キャパシタンス（図示せず）と協働して信号ｖｒｆ１
〜ｖｒｆ４の振幅を定める。要するに、伝送線Ｔ２〜Ｔ
５のインピーダンス。

電気長及び結合コンデンサＣ２〜Ｃ５のキャパシタンス
を選定することにより、入力信号”ｒｆｘ〜ｖｒｆ４に
対する所定の位相、振幅関係が得られる。

第２ゲート電極Ｇ２　ａ−Ｇｚ　ｄにはそれぞれ第２の
入力信号、ここでは共通信号源ＶＬからの同一位相、同
一振幅の信号が供給される。信号源ＶＬは電力分割回路
１８の入力熾子１８ａに加わっており、この回路１８に
よりボート１８ｂ〜１８ｅに同一振幅、同相の信号ＶＬ
Ｏ（以下、局部発振信号と呼ぶ）が与えられる。

ドレイン電極Ｄ１〜Ｄ４は出力（ドレイン）結合手段１
７、ここでは擬似線路もしくは分布伝送線のような複数
の２ボ一ト位相シフ）Ｘ子と複数のコンデンサ０８〜Ｃ
１０より成る進行波構造体によって順次、相互接続され
る。ここでは、伝送線Ｔ８〜ＴＩＯは相互結合したマイ
クロストリップ伝送線である。伝送線Ｔ８〜Ｔ１０　と
コンデンサ０８〜Ｃ１゛０により位相シフト素子が形成
され、その電気長によってＩＦ倍信号所要の位相シフト
が与えられる。この代りに、複数の集中インダクタとコ
ンデンサより成る擬似線路を使用してもよい。結合手段
１６．１７における位相シフト素子については、結合手
段１６．１７上χ伝播する信号の周波数特性を考慮して
その具体的な選定が行われる。

ミキサー回路１０には伝送線Ｔ５に結合するゲートライ
ン終端回路２２が含まれ該回路は図示のように抵抗Ｒ１
、コンデンサＣ６、伝送線Ｔ６’ａ’接続した構成を有
する。図示のように、抵抗ＲＧ１〜ＲＧ４Ｙ介して、ゲ
ートバイアス源ＶＧＧ　とゲートＧ１ａ−Ｇ１ｄとを結
合する直流径路（ＤＣ径路）が設けられている。また、
ドレインには外部バイアス回路（図示せず）によってバ
イアスが与えられている。

動作について説明する。動作時には、入力信号の一部ｖ
ｒｆｌは結合コンデンサＣ２’＆介してゲート電極Ｇｘ
ａと結合する。上述したように、コンデンサＣ２の容量
はＪｌｉ’ＥＴ　１の固有容量（図示せず）に従う大き
さχもっており、これにより形成される分圧回路によっ
て信号ｖｒｆｌの振幅を選定している。ｖｒｆｌに後続
する入力信号の各部ｖｒｆ２〜ｖｒｆ４は結合コンデン
サ０３〜Ｃ５’ｔ’介してゲート電極Ｇ２　ａ−Ｑ４ａ
と結合する。同様に、コンデンサ０６〜Ｃ５も、それぞ
れＦＥＴ２〜ＦＥＴ４のゲート・ソース間容量に従う容
量をもっており、各ゲート電極に供給される信号を所定
の振幅に選定する。

さらに、上記の各信号ｖｒｆ１〜ｖｒｆ４は伝送線セク
ションの個数に従う所定の位相シフトラもっており、信
号は伝送線Ｔ２よりこれらの伝送線セクションを通って
伝播しつつ各結合コンデンサへと分岐してゆ（。

一方、第２ゲート電極Ｇ１ｂ−Ｇ４ｂには、局部発振信
号Ｖ’ＬＵ（ここでは同一振幅、同相）が供給され、こ
の信号と信号ｖｒｆ１〜”ｒｒ４とが混合されてドレイ
ン電極Ｄ１〜Ｄ４に出力信号ｖＩＦ１〜”ＩＦ４が出力
される。各出力信号ｖＩＦ１〜”ＩＦ４には、その周波
数成分として、和周波数（ωｒｆ十ωＷ）、差周波数１
ωｒｆ−ωＬＵＩ　　以外に、原信号ωｒｆ＋ωＬＯ’
、入力信号と局部発振信号の高調波Ｎω、ｆとＭωＬＯ
。

さらに相互変調成分（Ｎω、ｆ−１：ＭωＷ）が含まれ
る。

本例における伝送線Ｔ７〜Ｔ１１　構成の出力結合手段
は差周波数信号１ωｒｆ−ωＬＯ１’ｔ’伝播させるよ
うな特性をもっており、ＲＦ信信号２部和周波数成分，
相互変調成分９局部発振値号高調波，無線周波数信号高
調波の成分については、これらをフィルタ除去，阻止す
ることができる。

入力信号ｖｒｆの周波数ωｒｆが局部発振信号の周波数
より高い場合には、２つの端子１９ａ，　１９ｂの一方
に（ここでは端子１９ａに）、ωＩＰ＝ωＷ−ωｒｆに
相当する周波数をもつ中間周波数信号が出力され、他方
の端子（ここでは端子１９ｂ）には弱い、減衰した信号
が出力される。逆に、入力信号ｖｒｆの周波数ωｒｆが
局部発振信号の周波数より低い場合には、他方の端子１
９ｂにωＩＦ＝ωｒｆ−ωＷに対応する中間周波数信号
が出力され、端子１９ａに弱い、減衰した信号が出力さ
れる。このような構成χとることにより、無線周波数ミ
キサーは無線周波数信号が局部発振信号より高い周波数
か低い周波数かを区別することができる。丁なわち、本
ミキサーは所望の信号と影像信号とｔ見分けることがで
きる。

以下の説明と表Ｉｔ参照すれば、本ミキサー回路１０が
どのようにして所望のａｉ；’＠号と影像ａＦ倍信号を
見分けているかが容易に理解できる。

表Ｉ 説明の便宜上、使用条件として、上記の各伝送１１１Ｔ
５〜Ｔ５と各伝送線Ｔ８〜ＴＩＯはそれぞれθｒｆとθ
ＩＦの位相シフ）Ｙ与え、対応するｒｆ　とＩＰ周波数
においてθｒｆと０ＩＦの位相シフト量は９０″である
とする。そして、ＰＥＴによる位相シフトは無視できる
とし、結合コンデンサも同様で、Ｃ２＝Ｃ５＝Ｃ４＝Ｃ
５＝σＱ　とする。

この条件下では、ωｒｆ＜ωＷ　となる狭い周波数帯域
において、信号ｖＩＦ１ａ　−　”ＩＦ４　ａは端子１
９ａに同相で加算され、一方、端子１９ｂでは打ち消さ
れ、減衰したものとなる。同様に、ωｒｆ＞ωＬＯとな
る狭い周波数帯域では、信号ｖｓ　ｂ　−”４　ｂは端
子１９ｂに同相で集められ、端子１９ａでは打ち消され
合って減衰してしまう。

このようになる理由を以下説明する。ｖｒｆｌ　は自分
自身に対する相対位相シフトは０°、同様にｖＩＦｌの
相対位相シフトも０°である（ＦＥＴＩの入出力を基準
として考える）。したがって端子ｉ９ａではその信号成
分ｖ工Ｆ１ａの位相シフトはＯｏとなるが端子１９ｂで
はその信号成分ｖＩＦ１ｂの位相シフトは６θＩＦ　（
いま、ωｒｔ＞ωＬＯ’に考えている）となる。中間信
号ＶＩＦ２はＶＩＰよりθｒｆだけ位相がシフトしてい
る。したがってその信号成分ｖＩＦ２ａが端子１９ａに
達したとき合計θ，ｆ十〇ＩＦ＝２０の位相シフトとな
り、信号成分ｖＩＦ２ｂが端子１９ｂに達したときその
位相シフトの合計はｏｒｆ＋２０ＩＦ＝６０　となる。

したがって、端子１９ａ側では、信号成分ｌＦ１ａと”
ＩＦｚａはほぼ同一振幅で１８０。

位相が異なる（上述の仮定よりθ＝９００）ｒｓめ、両
成分を組み合わせた信号は弱（、減衰の大きいものにな
る。一方、第２の信号成分ＩＦ２ｂは信号ｖ工Ｆ１ｂと
端子１９で同相忙結合する。同様に中間信号ｖＩＦ３は
２θｒｆの位相χもっている。この信号の成分ｖｌＦ３
ａは端子１９ａの方へ伝播し、そこで２０ｒｆ＋２０Ｉ
Ｆ＝２π＋０°の位相となり、一方の信号成分ｖＩＦ３
ｂは端子１９ｂに向って進み、端子１９ｂでの全位相シ
フトは２θｒｆ十θｆＦ＝５θとなる。信号ｖ工Ｆ３ｂ
は端子１９ｂにおいて同相で信号ｖｌＦｌｂ，ｖＩＦ２
ｂト結合丁ル。第４　（７）（ＩＮ　号Ｖ４ＩＦ　＆ｔ
６θｒｆの位相シフトをもっている。その第１の信号成
分ｖＩＦ４ａは端子１９ａへ進み、そこでの位相シフト
は６θｒｆ　＋５θＩＦ＝２π＋２０となり、第２の信
号成分■ＩＦ４　ｂは端子１９ｂへ進み、そこでの位相
シフトは６θ，ｆとなる。端子１９ａに達した信号ｖｌ
Ｆａの位相は信号ｖＩＦ３ａより２０だけ、したかって
１８０°ずれている。このため、端子１９ａには有効な
信号は発生しない。一方、端子ｉ９ｂに達した信号ｖ工
Ｆ４ｂは６θＩＦ（３θ）の相対位相シフトχもってお
り、したがって、この信号は端子１９ｂニ達シテイル上
述ノ信号ｖＩＦ３ｂ、ｖＩＦ２ｂ。

ＶＩＦｌｂと同相で加算される。以上から明らかなよう
に、入力信号間、複数段の各トランジスタ（ＦＥＴＩ、
ＦＥＴ２．ＦＥＴ３．ＦＥＴ４）からのＩＦ出乃信号間
の位相シフ）Ｙ適当に選定することにより、ＩＦ出力信
号を端子１９ａでは逆相にし、端子１９ｂでは同相にす
ることができる。

ωＷ〉ωｒｆの場合は、差周波数信号（ωＷ−ωｒｔ）
は、端子１９ａに有効な信号となって出力され、端子１
９ｂには無効ないし減衰の大きい信号となって現われる
。これは、上述と同様の分析を行うことによって判明す
る。各ドレイン電極より出力された信号は端子１９ａ側
とｉ９ｂ側の二手に分かれて伝播する。しかし、ドレイ
ン電極Ｄ１〜Ｄ４より出力される信号ＶＩＦ１〜ｖ工Ｆ
４の位相シフトの初期値は、表Ｉにも示すように、位相
進みではなくて位相遅れである、丁なわち負の位相シフ
トをもっている。したがって、各ドレイン電極Ｄ１〜Ｄ
４より出た信号は、出力端子１９ａに達したときにはＯ
ｏの相対位相シフトとなり、一方、出力端子１９ｂに達
したときには一〇または十〇の相対位相シフトとなる。

したがって、端子１９ａには（ωＷ−ωｒｆ）　　に等
しい中間周波数信号ωＩＦが得られるが、端子１９ｂに
は無効ないし太き（減衰した信号しか得られない。

ただし、上の仮定ではコンデンサ０２−Ｃ３ｗ等しい容
量ンもつとしたが、より望ましくは、各ＦＥＴの第１ゲ
ート・ソース間の固有容量（図示せず）に従ってその大
きさｔ選定することであり、こうすることにより各第１
ゲートＧｌ　ａｘＧ４ａに供給される信号の振幅を適正
の値に選定することができる。同様に、所望の位相シフ
トが与えられるように、伝送１１ｊＴ３〜Ｔ５．Ｔ７〜
Ｔ９のインピーダンスと電気長乞選定する。このように
構成子れば、コンデンサ０２〜Ｃ５の作用によって、各
ＦＥＴには周波数に依存する最適の入り電圧が加えられ
る。

また、コンデンサ０２〜Ｃ５と伝送線Ｔ３〜Ｔ５　、　
Ｔ７〜Ｔ９ニヨリ信号ｖｒｆ１〜ｖｒｆ４．ｖＩＦ１〜
ｖＩＦ２ニ対する最適の電気長が与えられ、ＩＦ信号成
分ｖＩＦ１ａ　−”ＩＦ４　ａの端子１９ａへの伝播、
ｖＩＦ１ｂ〜ｖ工Ｆ４ｂの端子１９ｂへの伝播について
高い指向性乞、広い帯域にわたり確保することができる
。

第２図から第４図に示すように、第１図のミキサー１０
はモノリシック集積回路１０’として構成することがで
きる。このミキサー１０’はガリウムひ素（ＧａＡｓ）
　　もしくはその他の第■〜Ｖ族の材料、または他の半
導体材料でできた基板４ｏ上に形成される。基板４０の
底面にはアースとなる導体面４２が形成され、上面には
メサ状のエピタキシカル層４４が形成される（第３図、
第４図）。

このメサ状のエピタキシカル層により電界効果トランジ
スタＦＥＴ１−ＦＥＴ、！Ｌのアクティブ領域が規定さ
れる。本例では、各ＦＢＴは同一構造であって、図示す
るように、１対のソース電極、１対のゲート電極及び一
方のゲート電極から隔てた共通のドレイン電極２備える
。したがって、代表としてＦＥＴ４について述べると、
第３図と第４図に示すように、その共通ドＶインパッド
Ｄ４はストリップ導体ＴＳＩＯ，ＴＳＩＩ　に接続され
、１対のソース電極Ｓ４ａ、Ｓ４ｂは孔４７（第２図）
を介してアース導体面４２につながっている。さらに、
ＦＥＴ４のゲートバッドＱ４ａには１対のフィンガーＧ
４ａ】。

Ｇ４ａ２が接続されており、第２のゲートバッドＧ４ｂ
にも１対のフィンガーＧ４ｂ１とＧ４ｂｚ　が接続され
ている。ソース電極Ｓ４ａと８４ｂはそれぞれゲートフ
ィンガーＧ４ａ１．Ｇ４ｂ１　とＧ４ａ２．Ｇ４Ｍ乞介
２てドレイン電極Ｄ４から隔てられている。

基板４０上には、ゲートバイアス源（図示せず）からの
ゲートバイアスを各ＦＥＴの一方のゲート電極に与える
ための導体４５が形成されている。

図に示すようにこの導体４５は抵抗Ｒ（３１〜■ｈは、
第３図と第４図にＲＧ４について示すように、オーブン
ないしフローティングゲート型のＭＥＳＦＥＴ（金属−
半導体電界効果トランジスタ）により構成される。各抵
抗”Ｇ、〜ＲＧ４は２Ω程度の比較的高い抵抗値ンもつ
。ＭＥＳＦＥＴのドレインとン−スミ極り、８は抵抗Ｒ
Ｇ４のオーミック接点となっている。第３図と第４図に
示すように、結合コンデンサＣ５は、半絶縁性の基板４
０上に形成した第１電極０５ａ、この第１電極Ｃｓａ上
に形成した誘電層Ｃｓｂ、この誘電層Ｃ５ｂ上の一部に
形成した第２電極ｅｓｃより成る。この第２電極ｅｓｃ
はストリップ導体Ｔｓｓと抵抗ＦＬｉ（ここでは金属膜
抵抗）に直接つながっている。コンデンサＣ５の下側の
電極Ｃｓａは上述したＦＥＴ４のゲート電極４ａ　につ
ながっている。したがって、伝送線Ｔ２〜Ｔ６Ｙ伝播す
る入力信号の方は結合コンデンサＣ５を介してゲート電
極Ｇ４ａｘ、Ｑ４ａ２に結合するのに対し、バイアス信
号の方は抵抗ＦＬ４−ｇ通った後、直接ゲート電極Ｇ４
ａｘ、Ｇ４ａｚに結合する。電界効果トランジスタＦｈ
：ＴＩもこれと同様の構造である。ただし本例では、電
界効果トランジスタＦＥＴ２とＦＥＴ５についてはその
ゲート電極Ｇ２　ａ　、　Ｇａ　ａに伝送ｆｆ５Ｔ２．
Ｔ＋、Ｔ４が直接Ｍ合ｊる。

第２図に示すように、ストリップ導体Ｔｓｓ〜Ｔｓｌ。

は相互結合する電路、すなわち、コイル状に構成されて
いて、ストリップ導体の上の部分が下に張られた部分ン
またぐようになっている。コンデンサ０８〜Ｃ１０は図
示のようにソースパッドχ介シて接地されている。スト
リップ導体の巾、導体間ギャップ、長さをそれぞれのス
トリップ導体Ｔｓｓ〜Ｔｓ】ｏ　　について選定するこ
とにより、各ストリップ導体が、ミキサーの中間周波数
信号に対して所定の電気長、例えば表２に示すような電
気長２持つようにする。本例では、相互結合する伝送線
の各セクションＴ８〜Ｔ１０　とコンデンサＣ８とによ
り、各伝送線の電気長が中間周波数信号の周波数帯域、
ここでは２ＭＨｚより８ＭＨｚにわたって増大する。こ
の構成ｔとることにより、出力結合手段は実質上、分布
型の伝送線を構成し、各電界効果トランジスタ間の伝送
線に必要な比較的大きな電気長の一部は線間の相互結合
および接地されたコンデンサＣ８〜ｅ１０　によって確
保される。

第１図から第４図に示すミキサー１０として以下の特性
をもつものｔ設計した。この回路モデルは４ミル（約１
００μｇ）　　厚のＧａＡｓ基板に、４個のデュアルゲ
ートＭＥＳＦＥＴ　　（ゲート周囲２００μｍ）を実装
したもので、動作条件は、入力信号帯域が１４ＧＨｚ　
〜２０ＧＨｚ、　Ｉ　Ｆ帯域が２　ＧＨｚ〜８　ＧＨｚ
　。

局部発振周波数が１２ＫＨｚである。下記の表２に示す
値は、入力１７ＧＨｚ出力５　ＧＨｚのときの値である
。入力伝送線の位相シフトはコンデンサＣ２とＣ５によ
る位相シフトｖ含み、ゲート電極Ｇｌａの信号ｖ１ｒｆ
の位相を基準として測定したものである。

表　２ Ｔ５　．０２６朋　　　θ５＝５９°　　Ｃａ＝閃Ｃ３
＝０．５７ｐｆ ’ｌ’９　．０２５ｍｍ　　、０２８ｍｍ　　１．２ｍ
ｍ　　　　Ｃｌ０＝０．５　　ｐｆ第５Ａ図、第５Ｂ図
、第３図は、表２のパラメータに従って設計した回路に
関する特性を示しＬもので、特に、第５Ａ図は周波数別
の各ＦＥＴの入力電圧のプロフィール、第５Ｂ図は隣接
するＦＥＴ入力間の位相シフトの周ｔＩＪＬｍｗ性、第
３図は出力端子１９ａ、１９ｂ　（第１図）における出
力の周波数特性である。第５Ａ図に示すような形状をも
つ入力電圧振幅分布を選定すれば、第３図に示すよ５に
、端子１９ｂにほぼフラットな所望のＩＰ出力周波数応
答が得られるとともに、端子１９ａには無効ないし減衰
した応答が得られる。

ＦＦ１Ｔ　１とＦＥＴ２に対する入力信号が減食してい
るのはそれぞれ結合コンデンサＣ２と０５の働きによる
。さらに、伝送線上の可変キャパシタンスも各ＦＥＴに
おける電圧分布の全体形状に関与する。

本例は、ｒｆ入力信号周波数が局部発振周波数より高い
場合に、端子１９ｂに第３図のカーブ６８で示す所望の
フラットな出力応答が得られ、端子１９ｂにカーブ７０
で示す無効ないし、減食した応答が得られるよう１．入
力結合手段χ最適比している。しかしこれには限らず１
局部発振周波数より低い入力信号に対して端子１９ａに
所望の出力応答特性を％良いのであれば、当業者には明
らかなように、コンデンサ０２〜Ｃ５の値、伝送線Ｔ２
〜Ｔ５のキャパシタンス、電気長を変えることにより再
度、最適比丁ればよい。また、入力信号の周波数に応じ
て、端子１９ａとｉ９ｂの一方に出力信号が生じ、他方
の端子では弱い、減衰した応答となるよう入力結合手段
暑さらに最適比することができる。

第５Ｂ図に示すように、隣り合うＦＥＴの第１ゲート電
極間の位相差（遅れで示しである）は、（ＦＥＴ２とＦ
ＥＴ１間がカーブ６２、ＦＥＴ！、とＦＥＴ２間がカー
ブ６４、ＦＥＴ４とＦ’ＥＴ　５間がカーブ６６）中心
周波数（ここでは１７Ｇｆ（ｚ　）でほぼ９０度になる
ように選定されている。ＦＥＴ２とＦＥＴ５間の位相差
は、１１１　ＧＨｚの下限では７０度、２０　ＧＨｚの
上限では約１１５度に変化するが、このような極限状況
においても、すなわちＩＦ周波数帯域の両端（２０Ｈｚ
と８ＧＨｚ）においても、出力応答（第３図）はＩＦ倍
信号指向性について良好な特性を示す。

さらに好ましくは、伝送線Ｔ２〜Ｔ５のインピーダンス
を、コンデンサ０２〜Ｃ５、各ゲート電極Ｑｌａ−４４
ａとソース電極Ｓｌ〜Ｓ４との間の固有キャパシタンス
（図示せず）ンも考慮して選定し、ミキサー１０に所定
の入力インピーダンス（よりよくは伝送線Ｔ１のインピ
ーダンスに整合する値）をもたせるようにする。同様に
、伝送線Ｔ８〜Ｔ１０の特性インピーダンスを各ドレイ
ン電極Ｄ１〜Ｄ４とソース電極８１〜８４間の固有キャ
パシタンス（図示せず）を考慮に入れて選定し、ミキサ
ー１０に所定の出力インピーダンスンもたせる。このよ
うな入出力インピーダンスの選定に関しては同一出願人
に係る米国特許第４，４５６．８８８号（１９８４年６
月２６日発行）に記載されている。

非線形素子として使用される電界効果トランジスタはス
プリアスな、望ましくない周波数成分を発生するもので
、そのひとつが局部発振信号の第２高調波である。ＬＯ
の第２高調波と入力信号（ω、ｆ−２ωＷ）とのミキシ
ングにより影像周波数ωＩＭの信号が発生する。この信
号は特に望ましくないもので、それというのも影像帯域
の周波数信号はミキサーの変換損失’Ｙｆｆ大させてし
まうからである。しかし、上述の構成ｔとることによっ
て、各電界効果トランジスタの入り信号の位相は伝送線
Ｔ２〜Ｔ５上を伝播するにつれ、また伝送線Ｔ８〜ＴＩ
Ｏ上をＩＰ倍信号伝播するにつれ変化するため、ＬＯの
第２高調波と入力信号との混合によって発生する影像信
号の位相は、本来の応答であるＩＦ周波数の位相と同じ
ように変化する（影像信号をダウン変換したときＩＰの
周波数になる場合）。影像ｒｆとＩＦの信号の位相７表
３に示す。位相の増大方向は影像周波数をもつ信号が信
号源の方へ逆戻りすることを表わしている。この信号伝
播に伴い、一部はＦＥＴＩ〜ＦＥＴ　４にフィードバッ
クされ、ＩＦ影像信号に変換される。変換後のＩＦ影像
信号は入力信号の本来の応答として得られる所望のＩＦ
倍信号同じ方向に伝播するたわ、ミキシングによって発
生した影像周波数信号も所望のＩＰ倍信号同じ端子から
取りＷ丁ことができる。これによりミキサー回路の変換
損失が少な（なる。

表３ さらに、ミキサー回路１０（第１図）は局部発振信号に
より”（ＩＦ帯域内に入り込むノイズｔはば完全に除去
することができる。第７図に示すよう忙、局部発掘信号
に伴っ【発生するノイズは局部発振周波数’ＬＯのまわ
りのかなり狭い帯域に集まつ曵いる。このスペクトル条
件は、第１図の回路にとってノイズ除去の必要条件とな
るわけではないが、この条件を仮定しておいた方が以下
の分析が容易になる。

第１図の回路がノイズを除去するためには、各電界効果
トランジスタに対する局部発振周波数の印加が同相かつ
同一振幅であることが一般に要求される。したがって、
ノイズの各周波数成分は局部発振器の搬送周波数とミッ
クスされ、ＩＦ帯域に下げられる。これにより、局部発
振周波数’ＬＩＪの両側波帯にノイズが含まれることに
なる。ＩＦボート（ＩＦｌとＩＦ５）間のノイズ成分の
位相差はほぼゼロになる。これは、各電界効果トランジ
スタＦＥＴ１〜ＦＥＴ、ｉの局部発振印加が、はぼ同相
で同一振幅の同一信号源によって与えられる入力信号に
よって行われていることによる。

いま、ｎ番目のＩＦボートにおけるＩＦノイズ電圧成分
をｅｎ（ｆｍ）（ここでｆｍは第７図に示すように搬送
波ｆＬＯからのノイズ成分の周波数のオフセット値であ
り、ｎはＩＦボートの数（４つである必要はない）であ
る）で示すことにすると、ｅｎ信号は丁べて同一の局部
発振周波数源より得られるものであるから、これらの成
分は相関関係が強く、したがって代数的に加算される。

ここで、ＩＦボート間に位相シフ）Ｙかける回路を想定
してみると、第１図の１９ａと１９ｂに相当する２つの
ＩＦボートにおける周波数成分子ｍについての各ノイズ
電圧は次式で与えられる。

ｅ１５＋ａ（ｆｍ）＝　Ｅ　ｅｎ（ｆｍ）ｅ−ｊ（ｎ−
１）θｎ＝１ 平衡型ミキサーの場合、すべてのｎとｋに対してｅｎ＝
ｅｋが成立する。したがって、 ｅｔ５＋ａ（ｆｍ）＝ｅ１９ｂ（ｆｍ）＝ｅ（ｆｍ）ｅ
（−ｊ（Ｎ−１）θ）／２となる。この関係式は局部発
振搬送周波数のまわりの他の丁べての周波数成分に対し
ても同様に成立する。これから明らかなように、θとし
て、θ＝２π／Ｎ　　（Ｎ＞１） を選定すれば、周波数ノイズを完全になく丁ことかでき
る。

例えば第１図に示すように４つの電界効果トランジスタ
を用いる場合、Ｎ＝４であるから電界効果トランジスタ
間の所要位相シフトは９０度となる。この単純なケース
は、各ＩＦポートにおけるノイズ電圧成分のベクトル図
（図示せず）によって容易に確かめられる。９０度シフ
トであるから各成分は正方形の４辺を成丁ベクトルとし
て加算される結果、ゼロのベクトルとなる。

第８図に周波数変換回路の変形例、ここではミキサー回
路６０を示す。ミキサー回路６０は、第１図と同様に出
力結合手段１７、入力結合手段１６、複数の非線形索子
１５ａ〜１５ｄここでは電界効果トランジスタＦＥＴ１
〜ＦＥＴ４　’に有する。さらにミキサー回路６０は、
第２の入力進行波構造６２、ここでは複数の分布伝送線
Ｔ１２−Ｔ１４ａ’有し、各伝送線はここではマイクロ
ストリップ伝送線で構成される。伝送線Ｔ１６の一端は
終端インピーダンスここではＲ２により終端されており
、伝送線Ｔ１２の一端には局部発振信号源”ＬＵが結合
している。したがって局部発振信号ＶＬＵは伝送線Ｔ１
２〜ＴＩ６に沿って伝播し、その一部は信号ｖｗｓ’〜
ｖＬＵ４’として対応するゲート電極Ｇ１ｂ−Ｇ４ｂに
与えられる。端子１８ａ′に供給される局部発振信号は
伝送線Ｔ１４〜ＴＩ６　　に洛って伝播するにつれその
位相シフトが順次増大する。前と同様に、入力信号ｖｒ
ｆは伝送線Ｔ２〜Ｔ５に溢って伝播し、対応するゲート
電極Ｇｉ　ａ　−Ｇ４　ａに結合する。局部発振信号ｖ
ＬＤと入力信号”ｒｆは反対の方向に伝播するため、両
信号間の位相差は各電界効果トランジスタのそれぞれの
入力電極における位相シフトの和となる。したがって、
局部発振信号に対する進行波構造６２”Ｙ調整すること
により、各電界効果トランジスタの出力（ドレイン）電
極より得られる信号の位相シフト乞さらに制御すること
ができる。

したがって、各電界効果トランジスタの出力より得られ
るＩＰ倍信号位相シフトはｒｆ入入信信号線らの位相シ
フトに局部発振信号線からの位相シフトラ加えたものに
なる。よりよくは、第８図に示すように結合コンデンサ
０２〜０５を用いて、第１図の場合と同様に、入力信号
の振幅χ最適値に選定する。さらに、各ＦＢＴへの局部
発振信号の供給を進行波構造６２によって行っているの
で、広い周波数範囲にわたり局部発振信号を掃引ないし
変化させることができる。

ミキサー素子１５ａ〜１５ｄ（第１図）の変形例を第９
図から第１１図に示す。２４９図に示す素子１５ａは第
１図のデュアルゲート電界効果トランジスタＦＥＴ１の
代りにダイオードＤ１およびダイオードＤ１０カソード
とアース間を分路するコンデンサＣを用いている。局部
発振信号Ｖｗと無線周波入力信号ｖｒｆは端子１５ａｌ
Ｙ介してダイオードＤ１のアノードに供給され、カンー
ドより端子１５ａ３に出力信号ｖ工Ｆ１　が出力される
。同様に、第１０図に示すものは、第１図のデュアルゲ
ート電界効果トランジスタの代りに、シングルゲート電
界効果トランジスタここではＦＥＴ１”！’用いたもの
で、ドレインとソースの電極Ｄ′とＳ′の一方には端子
１５ａｘｖ介してａＦ倍信号ｖｒｒ）が供給され、ゲー
ト電極には例えば端子１５ａ２乞介して局部発振信号（
ｖＸＪＪ）が供給され、ドレインとソース電極のもう一
方からは端子１５ａ３に出力信号ｖＩＦ１が出力される
ようにしている。同様に第１１図に示すものはデュアル
ゲート電界効果トランジスタＦＥＴＩ（第１図）χ１対
の電界効果トランジスタＦＥＴ２’　　とＦＥＴり’　
で置換したものである。

第１の電界効果トランジスタＦＥＴ２’　　はソース接
地形でそのゲート電極Ｇ２’に端子１５ａ１χ介し℃ｒ
ｆ入力信力値ｒｆが供給され、その出力を第２の電界効
果トランジスタＦＥＴ３’　のドレインとソースの両電
極Ｄ　ｓ　／と８５′の一方に供給する。電界効果トラ
ンジスタＦＥＴ３’　　は端子１５ａ２ｇ介して局部発
振信号（ＶＬＯ）、丁なわちＦＥＴ３’　の導通度を制
御する局部発振信号の入力を受け、端子１５ａ３にミッ
クスした出力信号ｖＩＦｌ　を出力する。以上かられか
るように、第１図のデュアルゲート電界効果トランジス
タＦＥＴＩ〜ＦＥＴ４の代りに上記のテハイスのいずれ
でも使用でき、これｔ入力結合手段１６と出力結合手段
１７との間に介挿することにより、周波数変換回路の種
々の変形例ｔ％ることができる。

周波数変換回路のさらに別の変形例、ここでは周波数逓
倍器（アップコンバータ）８０’Ｙ第１２図に示す。こ
の周波数逓倍器８０は、擬似線路ないし分布線路を構成
する複数の２ポート位相シフト素子ン介して、第１の入
力端子８２と出力端子８３間を順次結合する複数の（こ
こでは４つの）電界効果トランジスタＦＥＴＩＩ〜ＦＢ
Ｔ　１４２有している。したがって本例でも複数の非線
形素子を用いているわけであるが図示の便宜上非線形素
子１５ａのみその所在を明記しである。また、上記２ボ
ートシフト素子として複数の分布型入力伝送線Ｔ２１〜
Ｔ２５、複数の出力伝送線Ｔ２６〜Ｔ２９とＴ３０〜Ｔ
３４　’Ｙ有し、これらはいずれもマイクロストリップ
伝送線で構成される。電界効果トランジスタＦＥＴＩＩ
〜ＦＥＴ１４の入力電極ないしゲート電極Ｇ１１−０１
４は第１の複数の入力伝送線Ｔ２１〜Ｔ２５’Ｙ介して
順次相互結合する。出力電極ないしドレイ／電極Ｄ１１
〜Ｄ１４は伝送線Ｔ２６〜Ｔ２９と共通の出力伝送１ｆ
ＪＴ３０〜Ｔ６４に順次結合する。

ＦＥＴＩＩ〜ＦＥＴ１４のソース電極ｓｉｉ〜８１４は
共通のＲ，ＦとＤＣの径路を通って基準電位ここではア
ースに接続されている。第１の電界効果トランジスタの
ゲート電極、ここではＦＥＴＩＩのゲート電極Ｇ１１は
伝送線Ｔ２１を介して入力端子８２に結合し、同ＦＢＴ
ＩＩのドレイン電極Ｄｌｌは伝送線Ｔ２６とＴｌを介し
てＲ，Ｆ出力端子８６に結合している。一方、後続の電
界効果トランジスタのひとつ、ここでは最後の４番目の
電界効果トランジスタＦＥＴ１４における入力電極（ゲ
ート電極）Ｇ１４は伝送線Ｔ２５を介してゲート直流バ
イアス回路９２に結合し、同ＦＥＴ　１４の出力ないし
ドレイン電極は伝送線Ｔ２９とＴろ４を介して出力ない
しドレインバイアス回路９０につながっている。

図示の分布型周波数逓倍回路８０はさらに第２の複数の
（ここでは４つの）を界効果トランジスタＦＥＴ１５〜
ＦＥＴ１８を有し、これらは擬似線路ないし分布線路ン
構成する第２の複数の２ボ一ト位相シフト素子を介して
第２の入力端子８２′と出力端子８６間乞順次結合して
いる。これにより、第１図、第８図に示す非線形素子、
本例におけるＦＥＴ１１による非線形素子に相当する非
線形素子が構成されることになる。また、上記２ポート
位相シフト素子は第２の複数の分布を入力伝送線Ｔ２１
′〜Ｔ２５’　、第２の複数のドレイン伝送線Ｔ２６′
〜Ｔ２９′及び共通の出力ドレイン伝送線Ｔ３０〜Ｔ３
４　　より成る。電界効果トランジスタＦＥＴ１５〜Ｆ
ＥＴ　１８　における入力電極ここではゲート電極Ｇ１
５−０１８は、第２の複数の入力伝送線Ｔ２１′〜Ｔ２
５’　（マイクロストリップ伝送線構成）によって、順
次相互結合されている。また、ＦＥＴ　１５〜ＦＥＴ１
８の出力電極ここではドレイン電極Ｄ１５〜Ｄ１８はド
レイン伝送線Ｔ２６′−Ｔ２９′と共通出力伝送線Ｔ３
０〜Ｔ５４によって順次相互結合されている。ＦＥＴ１
５〜ＦＥＴ１８のソース電極Ｓ　１５−８１８は共通の
ＤＣとａＣの経路を介して基準電位ここではアースに接
続されている。この第２組における１番目の電界効果ト
ランジスタのゲート電極、ここではＦＥＴ１５のゲート
電極Ｇ１５は伝送＃Ｔ２１　’χ介して入力端子８２′
に結合しており、四ＦＥＴ１５のドレイン電極Ｄ１５は
伝送線Ｔ２６′とＴ２Ｏを介して出力端子８５につなが
っている。後続する電界効果トランジスタのひとつ、こ
こでは最後の４番目の電界効果トランジスタＦＥＴ１８
における入力ないしゲート電極０１８は伝送線Ｔ　２５
”ａ’介してゲート直流バイアス回路９２′に結合して
おり、同ＦＥＴ１８の出力ないしドレイン電極Ｄ１３は
伝送線Ｔ２９’とＴ３４ｖ介して出力ドレインバイアス
回路９０につながっている。

ドレインバイアス回路９０は、ここでははしごを回路構
成で、コンデンサＣ１３，Ｃ１４，Ｃ１５によってその
６つの分岐回路が接地されており、マイクロストリップ
の伝送線Ｔ５６．Ｔ５７．Ｔ５Ｂによってその直列回路
素子が構成されている。対をなすバイアス端子９１ａ、
９１ｂは直流バイアス源ＶＩ）Ｄ係船端子で、端子１９
にコンデンサＣ１５と伝送線セクションＴ３８が図示の
ように接続される。

コンデンサＣＩ３，０１４．Ｃ１５は無線周波数（ＦＬ
Ｅ’）信号に対しては低インピーダンスとなって同ａＦ
信号をアースに落と丁ことにより直流バイアス源ＶＤＤ
との絶縁を図っている。抵抗Ｒ１６は図示のように、伝
送線Ｔ５４とＴ５６間の接続点ｔアースに分岐させてい
る。この抵抗Ｒ１５並びに伝送線セクションＴ５６．Ｔ
５７．Ｔ５ＢとコンデンサＣ１５゜Ｃ１４，Ｃ１５の合
成インピーダンスとによって、伝送線セクション５４の
終端と整合する複素インピーダンスが与えられる。

ゲートバイアス回路９２と９２′はほぼ同一構成であり
、以下、ゲートバイアス回路９２について説明すること
がらはそのままゲートバイアス回路９２′に当てはまる
。ゲートバイアス回路９２もはしご型回路構成で、直列
接続の抵抗ＦＬ１１と伝送線セクションＴ５５χ含み、
この両者によって入力バイアス端子９３ａとマイクロ彼
伝送線Ｔ２ｉ〜Ｔ２６間の直流電流径路が形成される。

無線周波数バイパスコンデンサＣ１１とＣＩ２により伝
送線セクションＴ３５の両端がアースに分岐される。

ここでも無線周波数バイパスコンデンサＣ１１，Ｃ１２
は無線周波数信号に対しては低インピーダンスとなり、
その無線周波数信号をアースに落と丁ことにより、アー
ス端子９５ｂと端子９５ａ間に印加される電圧源ｖＧＧ
と無線周波数信号との間を絶縁している。

ドレインとゲートのバイアス回路の特性は、各電界効果
トランジスタがその伝達特性曲線の非線形ないし２乗則
の領域で動作するよ５に選定する。

信号源ｖｒｆからの信号は方向性カプラー８６に供給さ
れ、その両出力端子（番号は図示せず）より、互に１８
０度の位相差をもつ入力信号Ｖｓ、Ｖｓ’が得られる。

この代りに、入力信号”ｒｆＹ、１８０度の位相差に相
当する電気長の差をもつ２つの伝送線の共通入力端に供
給してもよい。このように１、て第１信号Ｖｓは入力端
子８２に結合し、伝送線Ｔ２１〜Ｔ２５に沼って伝播す
る。信号Ｖｓの一部はそれぞれのＦＥＴ１５〜ＦＥＴ１
８のゲート電極０１１〜Ｇｌｉに結合する。これにより
、対応するドレイ／電極Ｄ１１〜Ｄ１４に出力信号が現
われ、これには周波数成分としてω。、２ω。、３ω。

・・・・・・ｎω０（ここに、ｎは１より大きな整数、
ω。は焦線周波数入力源ｖｒｆの基本周波数、２ωｏ＋
３ω０・・・・・・ｎω０は基本周波数ω。の奇数及び
偶数倍の高調波である）が含まれる。同様に第２信号Ｖ
ｓ’は入り端子８２′に供給され、伝送線Ｔ２１’−Ｔ
２５’に清って伝播し、その一部はゲート電極Ｇ１５−
０１８と結合する。これにより、各ドレイン電極ＤＩ５
〜Ｄ１８からは前と同様にして、周波数成分ω。、２ω
ｏ１３ω。、・・・・・・・・・ｎωｏ　をもつ出力信
号が発生する。ドレイン電極Ｄ１１〜ＤｌｌとＤ１５〜
Ｄ１８からの信号は対応する接続点を介して無線周波数
出力伝送線Ｔ３０−Ｔ５４と結合する。対馨成丁電界効
果トランジスタ（丁なわち、ＦＥＴ１１と１５、ＦＥＴ
１２と１６、ＦＥＴ１３と１７、ＦＥＴ１４と１８）の
それぞれを介して、入力端子８２と８２のそれぞれより
出力端子８６に至る電気長は互いに等しい。また、入力
端子８２と８２′のそれぞれに供給される入力信号Ｖｓ
とＶｓ’間には１８０度の位相差がある。したがって、
対χな丁ドレイン電極Ｄ１１とＤ１５．ＤＩ２とＤＩ６
、Ｄ１６とＤ１７、ＤｉｄとＤ１８より出力される信号
同士についてみてみると、その基本周波数成分は互いに
１８０度の位相差があり、その奇数次高調波相互にも同
様に１８０度の位相差がある。つまり、カプラー５０に
よって与えられた初期の１８０度の位相関係が、基本周
波数及びその奇数次の高調波の各成分について維持され
ろわけである。この構成をとることにより、基本周波数
成分と丁べての奇数次高調波成分（２ｎ＋１）ω０は出
力端子８３において完全に打ち消される。

一方、偶数次高調波２ｎω０の方は、使用している素子
が半波７乗則、好ましくは２乗則の非線形菓子であるた
め、０度の整数倍に相当する位相差音もつことになる。

したがって、偶数高調波の方は丁べて同相で加算され、
これが合成信号Ｖｏとし【出力端子８３に現われる。

出力端子８５には偶数高調波成分ン有する合成信号が出
力される。これらの偶数高調波成分より所望の周波数信
号を種々の方法で分離、抽出することができる。ひとつ
の方法は、出力伏込ＨＡ　Ｔ２６〜Ｔ２９　、　Ｔ２６
’−Ｔ２９’、　Ｔ３０〜Ｔ５４に、希望する偶数高調
波のみχ通す帯域通過フィルター特性をもたせることで
ある。あるいは、無線周波数出力端子８３側に、所望の
偶数高調波を連子集中型のフィルターを設けてもよい。

より望ましくは、広帯域特性ｔもたせるため、すなわち
、広範囲の入力信号周波数に対して動作するよう、各伝
送線Ｔ２１〜Ｔ２５　、　Ｔ２１’−Ｔ２５’の特性イ
ンピーダンスを電界効果トランジスタＦｇＴ１１〜ＦＥ
Ｔ１４．ＦＥＴ１５〜ＦＥＴ１８のゲート・ソース間の
固有リアクタンス！考慮して選定することにより、入力
回路に所定の特性インピーダンスをもたせる。同様に、
出力伝送線Ｔ２６〜Ｔ２９．Ｔ２６’〜Ｔ２９’、Ｔｏ
ｏ〜Ｔ３４の特性インピーダンスをＦＥＴ１１〜ＦＥＴ
１４．ＦＥＴ１５〜ＦＢＴ１８のドレイン、ソース間の
固有リアクタンスに従って選定することにより、出力回
路に所定の出力インピーダンスをもたせる。この種の選
定に関しては、同一出願人に係る米国特許第４，４５６
，８８８号（１９８４年６月２６日）に記されている。

第１３図に、非線形菓子の変形例としてショットキーダ
イオード９６　、９６”ａ’示す。このショットキーダ
イオードは第１６図に示す電界効果トランジスタＦＥＴ
ＩＩ〜ＦＥＴ１５の代りとして使用することができる。

このダイオードは非線形菓子として働き、出り信号の奇
数高調波に対し上と同様な信号除去χ果たし、偶数高調
波に対しては太き（して抽出する〇 第１４図に、周波数変換回路のさらに別の変形例、ここ
ではミキサー１ｉｏｙ！−示す。本ミキサー１１０は複
数の（ここでは４つの）非線形素子１５ａ〜１５ｄχ有
し、これらは第９図から第１１図に示す能動素子あるい
は第１５図に示すデュアルゲート電界効果トランジスタ
のどれかで実現できる。これらの非線形素子は、例えば
半波７乗則（例えば半波２乗則）の素子として働（。各
非線形素子１５８〜１５ｄは複数の出力位相シフト素子
１１７ａ〜１１７ｄのそれぞれに結合する。各位相シフ
ト素子１１７ａ〜１１７ｄは対をなｊ２ボート累子１１
７ａ′−１１７ｄ′と１１７ａ″〜１１７ｄ′′より成
り、本例では、各２ボ一ト累子自体は擬似線路ないし分
布線路で構成される。この代りに、２ボート素子対を増
幅器等の能動素子あるいはその他の相反性（対称性）乞
もたない２ポート累子を使用することができる。それぞ
れの２ポート伝送線対の入力は共通接続点乞介して対応
する非線形素子ｉ５ａ〜１５ｂの出力ポート１５ａ３〜
１５ｄ３に結合し、また出力の方はそれぞれ回路出力端
子１１９ａと１１９ｂのひとつに接続される。回路１１
０は、さらに、複数の伝送線１１６ａ〜１１６ｄより成
る入力結合手段１１６を有し、それぞれの伝送線１１６
ａ〜１１６ｄは相異なる電気長をもっていて隣り合う伝
送線対（１１６ａ　、　１１６ｂ）　、　（１１６ｃ、
　１１６ｄ）に所定の位相差が与えられるよう構成され
ている。入力信号ｖｒｆは回路入力端子１１３に加えら
れ、そこより個々の伝送線１１６ａ〜１１６ｄに分配さ
れる。これらの伝送線１１６ａ〜１１６ｄの出力は対応
するコンデンサ０１２−０１５’に経て個々の非線形素
子１５ａ〜１５ｄに供給される。一方、第２の入力信号
ここでは局部発振信号は第２の入力端子１ｉ８ａＹ介し
て局部発振結合手段１１８に結合する。局部発振結合手
段１１８は複数の（ここでは４つの）２ボ一ト位相シフ
）Ｘ子１１８ｂ〜１１８ｅ’ａ’有し、そのそれぞれは
分布伝送線によって構成される。局部発振手段１１８の
一構成例においては、各伝送線１１８ｂ〜１１８ｅに、
はぼ同一の位相シフトθＬＩ０１〜θｗ４ないし電気長
音もたせる。別の構成例としては、各伝送線１１８ｂ〜
１１８ｄに順次増大する電気長θｗ１〜θｗ４ｔもたせ
る。局部発振結合手段１１８により、局部発振信号の各
部がそれぞれの非線形素子１５ａ〜１５ｄの第２の入り
端子１５ａ２〜１５ｄ２に供給される。

動作時には、入力信号が入力結合手段１１６と局部発振
結合手段１１８χ経て非線形素子１５ａ〜１５ｄのそれ
ぞれの入力端子１５ａｌ〜１５ｄ、１５ａｚ〜１５ｄ２
に供給され、これにより、同非線形素子１５ａ〜１５ｄ
の出力端子１５ａ３〜１５ｄ３からは、両入り信号の和
と差、それに高調彼の周波数成分ンもつ信号が出力され
る。この信号はそれぞれの出力結合手段の２ボ一ト位相
シフト菓子対を通り、出力端子対１１９ａ、１１９ｂの
一方において、上記周波数成分のひとつ乞有する出力信
号となり、出り端子対１１９ａ　、　１１９ｂの他方に
おいて無効または減衰した信号となる。

無線周波数変換回路１１０は、第１図、第８図、及び第
１２図に示す無線周波数変換回路の非分布型、非遂次相
互結合型の変形例である。出力結合手段１１７、入力結
合手段１１６、局部発振器結合手段１１８乞構成する２
ボ一ト位相シフト素子の電気長音調整することにより、
上述した無線周波数変換回路、すなわちミキサー１０（
第１図）、ミキサー６０（第８図）、マルチプライヤ８
０（第１２図）のいずれをも、２ポート位相シフト素子
を使う非分布バージョンにて実装することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は周波数変換回路、ここではミキサー回路の構成
図、 第２図はマイクロ波モノリシック集積回路として実装し
た第１図の回路の平面図、 第３図は第２図の一部の拡大図、 第４図は第５図の線４−４に油う断面図、第５Ａ図は入
力結合手段に沼う入力電圧信号分布のシミュレーション
プロット、 第５Ｂ図は連続する２つの非線形素子間の入信信号相対
位相差のシミュレーションプロット、第３図は第５Ａ図
の入力信号プロフィールと第５Ｂ図の相対位相差に従５
第１図の回路の伝達特性の大きさのシミュレーションプ
ロット、第７図は局部発振周波数信号によって発生する
代表的なノイズスペクトル、 第８図は周波数変換回路の変形例、ここではミキサー回
路の構成図、 第９図から第１１図は第１図と第８図の回路忙おいて使
用される非線形素子の変形例の構成図、第１２図は周波
数変換回路のさらに別の変形例、ここでは周波数マルチ
プライヤ（逓倍器）の構成図、 第１５図は第１２図の回路において使用される非線形素
子の変形例の構成図、 第１４図は周波数変換回路のさらに別の変形例の構成図
、 第１５図は第１４図の回路において使用される非線形素
子の変形例の構成図である。 参照記号説明 く第１図〉 ｖｒｆ：無線周波数入力信号源　１３　：入力端子ｖＬ
：局部発損信号源　　１８ａ：入力端子１９　ａ　ｅ　
１９　ｂ　：出力端子１５ａ　〜１５ｄ　：非線形素子
ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４：デュアルゲート電界効果トランジ
スタ１５ａ１〜１５ｄｌ（Ｇｘａ−Ｇ４ａ）：第１入力
電極（第１ゲート電極）１５ａ２〜１５ｄ２（Ｇｌｂ−
Ｑ２ｂ）；第２入力電極０汀２ゲート電極ン１５ａａ　
〜１５ｄ３：Ｉｔｔ力電極 １６：入力結合手段　　　１７：出力結合手段Ｔ２〜Ｔ
７　：２ボ一ト位相シフト累子（分布気讃）Ｔ７〜Ｔ１
１：２ポート位相シフト素子（分師蕗扉）Ｃ２〜Ｃ５：
結合コンデ／す く第８図〉 １８ａ′二局部発振信号入力端子　６２：進行波構造Ｔ
Ｉ２〜’ｒｉ６：２ポート位相シフト累子（分鴫）く第
１２図〉 ８２：第１入力端子　　８２′：第２入力端子８６：出
力端子 ｐｇ’ｒｉｉ〜ＦＥＴ　１４　：第１群の電界効果トラ
ンジスタＦＥＴ１５〜ＦＥＴ　１８　：第２群の電界効
果トランジスタく第１４図〉 １１５：第１入力端子　　１１８ａ：第２入力端子１１
９ａ、　１１９ｂ：出力端子　１１６：入ｎ結合手段１
１６ａ〜１１６ｄ：位相シフト素子（分布伝送線）１１
８：局部発振器結合手段 １１８ｂ〜１１８ｅ：位相シフト素子（分布伝送線）１
１７：出力結合手段 １１７ａ〜１１７ｄ：位相シフト素子対特許出願人　レ
イセオン・カンパニー ＦＥＴ番号 ＦＩＧ、５Ａ β５Ｌ奪更　（ＧＨｚ） ＦＩＧ、５Ｂ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）１対の入力端子と１対の出力端子を有する無線周
   波数の回路において、 それぞれ入力電極と出力電極を有する複数 の非線形素子と、 回路の第１入力端子に接続された少なくと もひとつの２ポート位相シフト素子を有し、前記の複数
   の非線形素子における隣り合い、連続する同士の第１入
   力電極間に位相シフトを与える入力結合手段と、 一端が回路の第２入力端子に結合しており、各非線形素
   子の第２に力電極を電気的に接続する手段と、 回路の１対の出力端子間に接続され、各非 線形素子の出力電極を遂次電気的に接続する出力結合手
   段と、 から成る無線周波数回路。 （２）特許請求の範囲第１項記載の回路において、第２
   入力電極を電気的に接続する前記手段は、第２入力端子
   と各非線形素子の第２入力電極との間にほぼ同一の電気
   長を与える無線周波数回路。 （５）特許請求の範囲第２項記載の回路において、各非
   線形素子はデュアルゲート電界効果トランジスタより成
   る無線周波数回路。 （４）特許請求の範囲第３項記載の回路において、回路
   の第１入力端子には入力信号が供給され、回路の第２入
   力端子には局部発振信号が供給され、この入力信号と局
   部発振信号に応答して、出力信号が各非線形素子の出力
   電極より前記出力結合手段に結合し、それぞれ対応する
   回路出力端子の方へ伝播する無線周波数回路。 （５）特許請求の範囲第４項記載の回路において、出力
   結合手段に沿つて正と負の方向に分かれて伝搬する各信
   号の振幅と位相特性を周波数に合わせて選定する特性設
   定手段を有する無線周波数回路。 （６）特許請求の範囲第５項記載の回路において、前記
   特性設定手段は、複数の電界効果トランジスタの少なく
   ともひとつと入力結合手段との間を結合する少なくとも
   ひとつのコンデンサを有する無線周波数回路。 （７）特許請求の範囲第３項記載の回路において、前記
   入力結合手段は、それぞれ所定の電気 長を有する第１の複数の分布伝送線を有し、前記出力結
   合手段は、それぞれ所定の電気 長を有する第２の複数の分布伝送線を有し、第１と第２
   の複数の分布伝送線の電気長を 選択することによつて、それぞれの電界効果トランジス
   タからの出力信号に所定の位相シフト特性が与えられ、
   これによつて、回路の１対の出力端子の一方に、両入力
   信号の和または差の周波数をもつ出力信号が得られ、他
   方の出力端子には零ないし減衰した信号が得られる無線
   周波数回路。 （８）特許請求の範囲第７項記載の回路において、回路
   の第１入力端子には入力信号が供給され、回路の第２入
   力端子には局部発振信号が供給され、この入力信号と局
   部発振信号に応答して、出力信号が各非線形素子の出力
   電極より前記出力結合手段に結合し、それぞれ対応する
   回路出力端子の方へ伝播する無線周波数回路。 （９）特許請求の範囲第８項記載の回路において、出力
   結合手段に沿つて正と負の方向に分かれて伝搬する各信
   号の振幅と位相特性を周波数に合わせて選定する特性設
   定手段を有する無線周波数回路。 （１０）特許請求の範囲第９項記載の回路において、前
   記特性設定手段は、複数の電界効果トランジスタの少な
   くともひとつと入力結合手段との間を結合する少なくと
   もひとつのコンデンサを有する無線周波数回路。 （１１）特許請求の範囲第１項記載の回路において、第
   ２に力電極を電気的に接続する前記手段は、遂次増大す
   る電気長をもつて、第２入力電極のそれぞれを第２入力
   端子に電気接続する無線周波数回路。 （１２）特許請求の範囲第１１項記載の回路において、
   各非線形素子はデュアルゲート電界効果トランジスタよ
   り成る無線周波数回路。 （１３）特許請求の範囲第１２項記載の回路において、
   回路の第１入力端子には入力信号が供給され、回路の第
   ２入力端子には局部発振信号が供給され、この入力信号
   と局部発振信号に応答して、出力信号が各非線形素子の
   出力電極より前記出力結合手段に結合し、それぞれ対応
   する回路出力端子の方へ伝播する無線周波数回路。 （１４）特許請求の範囲第１３項記載の回路において、
   出力結合手段に沿つて正と負の方向に分かれて伝搬する
   各信号の振幅と位相特性を周波数に合わせて選定する特
   性設定手段を有する無線周波数回路。 （１５）特許請求の範囲第１４項記載の回路において、
   前記特性設定手段は、複数の電界効果トランジスタの少
   なくともひとつと入力結合手段との間を結合する少なく
   ともひとつのコンデンサを有する無線周波数回路。 （１６）特許請求の範囲第１５項記載の回路において、 前記入力結合手段は、それぞれ所定の電気 長を有する第１の複数の分布伝送線を有し、前記出力結
   合手段は、それぞれ所定の電気 長を有する第２の複数の分布伝送線を有し、第１と第２
   の複数の分布伝送線の電気長を 選択することによつて、それぞれの電界効果トランジス
   タからの出力信号に所定の位相シフト特性が与えられ、
   これによつて、回路の１対の出力端子の一方に、両入力
   信号の和または差の周波数をもつ出力信号が得られ、他
   方の出力端子には零ないし減衰した信号が得られる無線
   周波数回路。 （１７）特許請求の範囲第１６項記載の回路において、
   回路の第１入力端子には入力信号が供給され、回路の第
   ２入力端子には局部発振信号が供給され、この入力信号
   と局部発振信号に応答して、出力信号が各非線形素子の
   出力電極より前記出力結合手段に結合し、それぞれ対応
   する回路出力端子の方へ伝播する無線周波数回路。 （１８）特許請求の範囲第１７項記載の回路において、
   出力結合手段に沿つて正と負の方向に分かれて伝搬する
   各信号の振幅と位相特性を周波数に合わせて選定する特
   性選択手段を有する無線周波数回路。