JP2016116198A

JP2016116198A - 分布ミキサ

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Publication number: JP2016116198A
Application number: JP2014256063A
Authority: JP
Inventors: 裕史濱田; Yasushi Hamada; 敏彦小杉; Toshihiko Kosugi; 信矢板; Makoto Yaita; 明彦枚田; Akihiko Hirata
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2014-12-18
Filing date: 2014-12-18
Publication date: 2016-06-23
Anticipated expiration: 2034-12-18
Also published as: JP6430806B2

Abstract

【課題】ＩＦ信号伝送線路の終端抵抗で生じる電力消費を無くして周波数変換利得が低下する課題を解決した分布ミキサを提供する。【解決手段】高周波信号と局部発振信号とを合成する合成器３と、合成器３が合成した合成信号を伝送する合成信号伝送線路４と、合成信号伝送線路４の終端を接地電位に接続する終端抵抗５と、合成信号伝送線路４を伝搬する合成信号を、高周波信号と局部発振信号との差分である中間周波信号に周波数変換するＮ個（Ｎ≧２）の単位ミキサ６ａ〜６ｎと、一端を中間周波信号出力端子８としてＮ個の単位ミキサ６ａ〜６ｎの出力する中間周波信号を伝送する中間周波信号伝送線路７とを備え、中間周波信号伝送線路７の他端が開放端である。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波電気信号を扱う分布ミキサに関する。

従来から、広帯域なミキサの回路構成として分布ミキサが知られている（例えば非特許文献１）。分布ミキサは、トランジスタで構成される周波数変換素子と伝送線路とから成る複数の単位ミキサを多段に接続（cascading connection）した構成である。分布ミキサは、トランジスタの持つ容量と伝送線路の持つインダクタンスから成る一定の特性インピーダンス（通常は50Ω）の疑似線路を形成することで、広帯域な周波数変換特性を持つ。疑似線路には、高周波信号（以降、ＲＦ（Radio Frequency）信号）、局部発振信号（以降、ＬＯ（Local Oscillator）信号）、及び中間周波信号（以降、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号）を伝送するそれぞれの線路が存在する。

O. S. A. Tang and C. S. Aitchison, "A Practical Microwave Travelling-wave Mesfet Gate Mixer", IEEE MTT-S Digest, 1985, pp.605-608

各々の疑似線路には、各信号が入出力される端子と反対側の端子に必ず終端抵抗が配置される。終端抵抗は、ＲＦ信号、ＬＯ信号、ＩＦ信号の入出力端子からミキサ側を見込んだインピーダンスを一定の値（例えば50Ω）にするために必要であり、それぞれの信号の終端抵抗には電力消費が発生する。特に、ダウンコンバージョンミキサにおけるＩＦ信号線路の終端抵抗では、ミキシングしたＩＦ信号の多くが終端抵抗で消費されるため、分布ミキサの周波数変換利得が低下する課題がある。

本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、ＩＦ信号伝送線路の終端抵抗で生じる電力消費を無くして周波数変換利得が低下する課題を解決した分布ミキサを提供することを目的とする。

本発明の分布ミキサは、高周波信号と局部発振信号とを合成する合成器と、前記合成器が合成した合成信号を伝送する合成信号伝送線路と、前記合成信号伝送線路の終端を接地電位に接続する終端抵抗と、前記合成信号伝送線路の前記合成信号を、前記高周波信号と前記局部発振信号との差分である中間周波信号に周波数変換するＮ個（Ｎ≧２）の単位ミキサと、一端を中間周波信号出力端子として前記Ｎ個の単位ミキサの出力する前記中間周波信号を伝送する中間周波信号伝送線路とを備え、前記中間周波信号伝送線路の他端が開放端であることを要旨とする。

本発明によれば、中間周波信号伝送線路（ＩＦ信号伝送線路）に終端抵抗を具備しないので、そこで生じる電力消費を無くして周波数変換利得が低下する課題を解決した分布ミキサを実現することができる。

第１実施形態の分布ミキサ１００の構成例を示す図である。分布ミキサ１００のＩＦ信号伝送線路７に終端抵抗９を設けたと仮定した場合にＩＦ信号が同位相合成される様子を説明する図である。分布ミキサ１００のＸ点でＩＦ信号が全反射する様子を模式的に示す図である。分布ミキサ１００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す図である。第２実施形態の分布ミキサ２００の構成例を示す図である。ＦＥＴのドレイン電極から見た等価回路を示す図である。分布ミキサ２００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す図である。電気長０のＩＦ信号伝送線路の実現例を示す図である。第３実施形態の分布ミキサ３００の構成例を示す図である。分布ミキサ３００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す図である。分布ミキサ３００の合成信号伝送線路４の遅延位相を示す図である。第４実施形態の分布ミキサ４００の構成例を示す図である。分布ミキサ４００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す図である。第５実施形態の分布ミキサ５００の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。

〔第１実施形態〕
図１に、本発明の第１実施形態の分布ミキサ１００の構成例を示す。本実施形態の分布ミキサ１００はゲート注入型分布ミキサである。分布ミキサ１００は、合成器３と、合成信号伝送線路４と、終端抵抗５と、複数の単位ミキサ６ａ〜６ｎと、中間周波信号伝送線路（以降、ＩＦ信号伝送線路）７とを具備する。単位ミキサ６ａ〜６ｎのそれぞれは、この例ではソース接地型ＦＥＴで構成される。各単位ミキサ６ａ〜６ｎには、例えば化合物半導体材料を利用した電界効果型トランジスタ（以降、ＦＥＴ）のHEMT（High Electron Mobility Transistor）を用いることができる。

合成器３は、ＲＦ端子１に入力されるＲＦ信号とＬＯ端子２に入力されるＬＯ信号とを合成した合成信号を生成する。合成器３は、ウィルキンソンカプラやダイプレクサ等の一般的なものである。

ＲＦ信号とＬＯ信号とを含む合成信号は、合成信号伝送線路４によってＮ個（Ｎ≧２）の単位ミキサ６ａ〜６ｎのゲート電極に入力される。単位ミキサ６ａのゲート電極には、合成信号伝送線路４を構成する合成信号伝送線路４ａを介して合成信号が入力される。単位ミキサ６ａは、ＦＥＴのトランスコンダクタンスの非線形特性によって、合成信号に含まれるＲＦ信号とＬＯ信号を乗算（すなわち、ＲＦ信号を周波数変換）し、ＩＦ信号を生成する。ＩＦ信号の周波数は、ＲＦ信号の周波数とＬＯ信号の周波数の差の絶対値となる。

合成信号は、順次、２段目以降の単位ミキサ６ｂ〜６ｎのゲート電極に合成信号伝送線路４を介して入力される。２段目の単位ミキサ６ｂのゲート電極には、合成信号伝送線路の４ａと４ｂを介して、ｎ段目の単位ミキサ６ｎのゲート電極には合成信号伝送線路４ａ〜４ｎを介して合成信号が入力される。２段目以降の単位ミキサ６ｂ〜６ｎも、単位ミキサ６ａと同様に合成信号をＩＦ信号に周波数変換する。ｎ段目の単位ミキサ６ｎのゲート電極に合成信号を入力する合成信号伝送線路４ｎは、合成信号伝送線路４pを介して、一端が接地電位（▽）に接続された終端抵抗５に接続される。

単位ミキサ６ａの出力であるドレイン電極は、ＩＦ信号伝送線路７ａを介して２段目の単位ミキサ６ｂのドレイン電極に接続される。２段目の単位ミキサ６ｂのドレイン電極は、３段目の単位ミキサ６ｃ（図示省略）のドレイン電極に、ＩＦ信号伝送線路７ｂを介して接続される。最終段（Ｎ個目）の単位ミキサ６ｎのドレイン電極は、Ｎ個目のＩＦ信号伝送線路７ｎの一端に接続される。ＩＦ信号伝送線路７ｎの他端は、外部にＩＦ信号を出力する中間周波信号出力端子（以降、ＩＦ端子）８を形成する。

ＩＦ信号伝送線路７の一端であるＩＦ端子８と反対側の端は開放端（Ｘ点）である。従来技術の分布ミキサでは、ここ（Ｘ点）に一端を接続し他端が接地電位に接続される終端抵抗が接続されていた。本実施形態では、終端抵抗が存在ないので終端抵抗で消費される電力が生じない。ＩＦ信号伝送線路７の終端抵抗で消費されていた電力は、開放端（Ｘ点）で反射してＩＦ端子８から出力されるので分布ミキサ１００は周波数変換利得を向上させることができる。

本実施形態の分布ミキサ１００は、従来の分布ミキサのＩＦ信号伝送線路に配置されていた終端抵抗を排除し、ＩＦ信号伝送線路による分布整合ではなく、集中定数設計のインピーダンス整合を行うことで、終端抵抗におけるＩＦ信号の電力消費を回避し、変換利得を向上させる。分布整合では無く集中定数設計のインピーダンス整合を行うとは、位相整合及び反射波の抑制を特に考慮せずにインピーダンス整合を行うことを意味する。

図２に、ＩＦ信号伝送線路７の終端抵抗９が有った場合の分布ミキサ１００の構成例を示す。この場合は、単位ミキサ６ａのドレイン電極のＩＦ端子８と反対側の端は、ＩＦ信号伝送線路７a−１を介して、一端が接地電位（▽）に接続された終端抵抗９に接続される。単位ミキサ６ａのドレイン電極からＩＦ端子８側と終端抵抗９側を見たインピーダンスは等しいため、単位ミキサ６ａのドレイン電極に出力されるＩＦ信号は、終端抵抗側とＩＦ端子８側とに等分配される。各単位ミキサ６ｂ〜６ｎについても同様である。

したがって、終端抵抗９が有る場合は、各単位ミキサ６ａ〜６ｎから出力されるＩＦ信号の約半分の電力が終端抵抗９で消費される。また、各単位ミキサ６ａ〜６ｎから出力されるＩＦ端子８に向けての進行波のみが、ＩＦ端子８で同位相合成される。ＩＦ端子８におけるＩＦ信号の位相は、１段目の単位ミキサ６ａの出力するＩＦ信号の位相を０としてＩＦ信号伝送線路７の一単位の伝送線路における位相遅延量をΔ_ＩＦとすると、（Ｎ−１）Δ_ＩＦの位相遅延量で同位相合成される。ここでＮは単位ミキサ６ａ〜６ｎの個数（段数）である。

一方、終端抵抗９が無い本実施形態では、図３に示すようにＩＦ端子８と反対側に伝搬したＩＦ信号は、開放端であるＸ点で全反射してＩＦ端子８から出力されることになる。

本実施形態の効果を確認する目的で、分布ミキサ１００の具体的な構成を次のように決定してシミュレーションを行った。シミュレーション条件は、単位ミキサ６ａ〜６ｎを構成するＦＥＴのゲート幅を10μｍ、合成信号伝送線路４の電気長を100GHzにおいて0.1とし、その特性インピーダンスを65Ωとした。ＩＦ信号伝送線路７の電気長と特性インピーダンスも、合成信号伝送線路４と同じにした。また、単位ミキサの段数は８段とした。

図４に、シミュレーション結果を示す。図４の横軸はＲＦ周波数[GHz]、縦軸は変換利得[dB]である。図中の実線は本実施形態の変換利得特性であり、破線は従来の分布ミキサの同特性である。

ＲＦ周波数は90GHz〜140GHz、ＬＯ信号の周波数は109GHz、ＬＯ信号の電力は5dBmとした。全てのＲＦ周波数において、大幅な変換利得の向上が見られる。これは、上記のように従来技術では終端抵抗で消費されていたＩＦ信号の電力を、Ｘ点でＩＦ端子８側に反射させて回収しているためである。

なお、従来の分布ミキサの変換利得は、ＲＦ周波数によらずほぼ一定である。この特性に対して本実施形態の特性は、ＲＦ周波数が110GHzで最大値を示す放物線形状を示し、ＲＦ周波数が110GHzから離れるに従い変換利得が低下する特性を示す。これは、ＬＯ信号が109GHzであるから、ＲＦ信号周波数とＬＯ信号周波数の差の絶対値の周波数を有するＩＦ信号の周波数が高くなるほど変換利得の低下が大きくなることを示している。すなわち、本実施形態においては、ＩＦ周波数が低いほど変換利得が大きくなる。

このように放物線形状の特性を示す原因は、各単位ミキサ６ａ〜６ｎから出力されたＩＦ信号のうち、Ｘ点で全反射してからＩＦ端子８に到着する反射信号と、ＩＦ端子８に直接到着する直接信号との位相が、ＩＦ信号の周波数が変化すると共に整合しなくなるからだと考えられる。この変換利得の低下を改善する構成については、後述する第３実施形態で説明する。

〔第２実施形態〕
図５に、第２実施形態の分布ミキサ２００の構成例を示す。分布ミキサ２００は、各単位ミキサ６ａ〜６ｎのそれぞれのドレイン電極に一端を接続し、他端をＩＦ端子８とする複数の同じＩＦ信号伝送線路２０１ａを具備したものである。つまり、各単位ミキサ６ａ〜６ｎのドレイン電極を、ＩＦ信号伝送線路２０１ａで並列に接続した先をＩＦ端子８としたものである。

本実施形態の特徴は、従来の分布ミキサで行っていたＩＦ信号における分布整合を集中定数設計に変更することにより、分布ミキサの変換利得を向上することにある。従来の分布ミキサでは、分布整合を用いることによって、上記のように、以下の２つの条件、すなわち、ＩＦ端子８におけるインピーダンス整合条件と、ＩＦ信号伝送線路７において各ＦＥＴから出力されるＩＦ信号成分を、ＩＦ端子８で同位相合成する条件を同時に満足することが可能であった。

本実施形態に係る分布ミキサ２００におけるＩＦ信号用の集中定数設計においても、上記の２条件を満足すれば、ＩＦ端子８における反射波を抑制し、さらなる変換利得の向上が得られる。以下に、ＩＦ信号周波数が低い領域においては、このような設計が可能であることを説明する。

通常、測定器用のダウンコンバージョンミキサやレーダ用のダウンコンバージョンミキサ等においては、ＩＦ信号の周波数の下限はＤＣ（周波数０）、上限は数MHz程度の低周波数である。このような低いＩＦ周波数で整合回路を作成する場合、四分の一波長線路を用いるＬＣ整合回路の大きさは、オンチップで作り込めないほど大きなサイズになってしまう。

ＩＦ信号周波数が低い場合、通常のＬＣ整合回路をオンチップで作成することが困難である一方で、ＩＦ信号伝送線路における遅延に伴う位相整合の問題は緩和される。これは、ＩＦ信号周波数が低い場合、ＩＦ信号の波長はオンチップで作成する伝送線路よりも十分大きく、分布ミキサ２００のＦＥＴ６a〜６nと、ＩＦ端子８とを接続する線路の電気長がＩＦ信号の波長に対して十分小さく作ることが出来、各ＦＥＴ６a〜６nから出力されるＩＦ信号は、ほぼ同位相でＩＦ端子８において合成されるからである。

この点を鑑みて、本実施形態の分布ミキサ２００は、特に低いＩＦ周波数において問題となるＩＦ端子８におけるインピーダンス整合の問題を解決する手段を提供するものである。その手段は、従来のＬＣ整合回路ではなく、ＩＦ端子８に接続されたＦＥＴ６a〜６ｎのドレイン電極からみた出力インピーダンスに着目し、分布ミキサ２００を構成する単位ミキサの段数を特定の値にすることにより、ＩＦ端子８からミキサ側を見たインピーダンスを50Ωに整合する方法である。本実施形態の分布ミキサ２００を構成する単位ミキサの段数は、以下の議論により決定される。

図５において、各単位ミキサ６ａ〜６ｎの各ＦＥＴの出力インピーダンスをＺｄとする。図６に、ＦＥＴのドレイン電極から見た等価回路を示す。ＦＥＴの出力インピーダンスＺｄは次式で表すことができる。

ここでＲｄはドレイン抵抗、Ｃｄはドレイン−ソース間容量である。一般にＣｄは、数fFと非常に小さいため、ＩＦ信号の周波数として用いられる数MHz以上の周波数においては、出力インピーダンスＺｄはＲｄに近似（Ｚｄ＝Ｒｄ）することができる。

図５において、ＩＦ端子８から見た単位ミキサ６ａ〜６ｎの全体の出力インピーダンスは、分布ミキサの段数分、並列に接続された構成になる。そのため、単位ミキサの段数を、ＮとすればＩＦ端子８から見た出力インピーダンスＺｄは、Ｚｄ＝Ｒｄ/Ｎで表せる。

ＩＦ端子８から見た単位ミキサ６ａ〜６ｎのそれぞれのインピーダンスは、終端抵抗５のインピーダンスをＮ倍した値である。Ｒｄ/Ｎ＝50ΩとなるようにＮを選べばＩＦ端子８から単位ミキサ６ａ〜６ｎを見たインピーダンスを、終端抵抗５と同じ50Ωにすることができる。

図７に、Ｒｄ＝500Ω、Ｎ＝10としたときの分布ミキサ２００の変換利得特性のシミュレーション結果を示す。図７の横軸と縦軸は図２と同じである。また、シミュレーション条件も図２の場合と同じである。

第１実施形態の分布ミキサ１００の特性に対して本実施形態の分布ミキサ２００の変換利得は、ＲＦ周波数90MHzと130GHzにおいてそれぞれ約2dB改善されている。また、ＲＦ周波数の変動に対しても比較的に平坦な特性が得られている。

図８に、ＩＦ信号伝送線路７ａの電気長を十分小さくする方法の一例を示す。図８は、分布ミキサ２００を集積化する際に、単位ミキサ６ａ〜６ｎをチップ上に円環状に配置した例を示す図である。単位ミキサ６ａ〜６ｎのドレイン電極を円の中心方向に、ソース電極を円環の外側方向に配置することで各単位ミキサ６ａ〜６ｎのドレイン電極とＩＦ端子８との距離を短くすることができる。複数の単位ミキサ６ａ〜６ｎのドレイン領域を一体に形成することで、ＩＦ信号伝送線路２０１ａの電気長は十分小さな値にすることが可能である。図８に破線で囲った範囲のＩＦ信号伝送線路２０１ａの電気長はほぼ０である。このように、単位ミキサ６ａ〜６ｎを円環状に配置してＩＦ信号伝送線路２０１ａの電気長を０に近づける手法は、マスク＆エッチングプロセスで製作される通常の集積回路プロセスにおいて容易に実施することが出来る。

〔第３実施形態〕
図９に、第１実施形態の分布ミキサ１００の各単位ミキサ６ａ〜６ｎをカスコード構成にした本実施形態の分布ミキサ３００の構成例を示す。カスコード構成とは縦積みの回路構成のことである。

分布ミキサ３００は、カスコード型ミキサを単位ミキサとする分布ミキサである。単位ミキサであるカスコード型ミキサは、ソース接地型ＦＥＴであるＦＥＴ６ａ〜６ｎと、ゲート接地型ＦＥＴであるＦＥＴ３０１ａ〜３０１ｎのそれぞれを縦積みした構成をとる。例えば分布ミキサ３００における１段目のカスコード型単位ミキサは、ソース接地型ＦＥＴであるＦＥＴ６ａのドレイン電極と、ゲート接地型ＦＥＴ３０１ａのソース電極を接続した（縦積みされた）構成をとる。

ゲート接地型ＦＥＴ３０１ａのゲート電極は、バイアスコンデンサ３０２ａとバイアス抵抗３０３ａとによって所定の電圧にバイアスされる。所定の電圧は、ゲート接地型ＦＥＴ３０１ａを飽和領域で動作させる一定電圧である。

２段目以降のカスコード型単位ミキサについても同様に構成される。分布ミキサ２００の他の構成は分布ミキサ１００（図１）と同じである。

分布ミキサ３００のソース接地型ＦＥＴ６ａ〜６ｎはミキサとして機能し、縦積みされるゲート接地型ＦＥＴ３０１ａ〜３０１ｎはミキシングされたＩＦ信号の増幅器として機能する。したがって、高い変換利得を得ることができる。

図１０に、分布ミキサ３００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す。図１０の横軸と縦軸は図４と同じである。

ＲＦ信号とＬＯ信号の周波数は、図４に示したシミュレーション条件と同じにした。他のシミュレーション条件は次の通りである。各ＦＥＴのゲート幅は10μm、合成信号伝送線路４の特性インピーダンスは63Ωで電気長は100GHzにおいて0.2とした。ＩＦ信号伝送線路７の特性インピーダンスは55Ωで電気長は100GHzにおいて0.2とした。また単位ミキサの段数は４段とした。

図４に示した分布ミキサ１００の変換利得よりも、分布ミキサ３００の変換利得はＲＦ周波数＝110GHzにおいて約0.5dB向上している。しかし、分布ミキサ１００と同様、ＲＦ周波数が110GHzを中心としてどちらの周波数方向に変化しても変換利得が低下する放物線状の特性を示す。

この原因は、ＩＦ信号伝送線路７に用いられていた終端抵抗を排除したことで、当該部分が開放端（Ｘ点）となり、開放端（Ｘ点）で反射されてＩＦ端子８に到達するＩＦ信号と、ＩＦ端子８に直接到達するＩＦ信号との位相差に起因すると考えられる。

図１１に、合成信号が経由するカスコード型単位ミキサの段数に応じて生じる遅延位相を示す。カスコード型単位ミキサを経由するＲＦ信号とＬＯ信号の遅延位相は、伝搬する合成信号伝送線路４が合成信号伝送線路４ａの区間のみであるのでΦ_ＲＦ（１），Φ_ＬＯ（１）である。ｎ段目のカスコード型単位ミキサ（ＦＥＴ６ｎとＦＥＴ３０１ｎ）を経由するＲＦ信号とＬＯ信号の遅延位相はΦ_ＲＦ（ｎ），Φ_ＬＯ（ｎ）である。ＩＦ信号の位相Φ_ＩＦ（ｉ）は次式で表せる。ｉはカスコード型単位ミキサの段数である。

ここで式（２）の符号は、ＲＦ信号の周波数の方がＬＯ信号の周波数よりも高い時に＋、その逆の時に−になる。本実施形態の分布ミキサ３００は、ゲート注入型であるので、ＲＦ信号とＬＯ信号は同じ合成信号伝送線路４を伝搬する。したがって、各カスコード型単位ミキサでのＲＦ信号とＬＯ信号の伝搬遅延位相をΔ_ＲＦとΔ_ＬＯと表現すれば、式（３）と式（４）が成立する。

したがって次式が成り立つ。

ここで、Δ_ＩＦ＝Δ_ＲＦ−Δ_ＬＯである。

このように各カスコード型単位ミキサから出力されるＩＦ信号は式（４）で表現される伝搬位相遅延を持って出力される。故に、各カスコード型単位ミキサに式（５）の位相差を打ち消すような位相差を与えることができれば、ＩＦ信号はＩＦ端子８で同位相整合され、ＲＦ信号の広い周波数範囲において高い変換利得が得られると考えられる。

次に、この位相差を打ち消す位相差を与えるようにした第４実施形態の分布ミキサ４００について説明する。

〔第４実施形態〕
図１２に、第２実施形態の分布ミキサ２００の単位ミキサ６ａ〜６ｎをカスコード型単位ミキサの構成にすると共に、ソース接地型ＦＥＴ６ａ〜６ｎとゲート接地型ＦＥＴ３０１ａ〜３０１ｎとの間に遅延線４０１ａ〜４０１ｍを挿入した本実施形態の分布ミキサ４００の構成例を示す。なお、図１２においてバイアス抵抗３０３ａ〜３０３ｎの表記は省略している。

図１２に示すように、ソース接地型ＦＥＴ６ａ〜６ｎとゲート接地型ＦＥＴ３０１ａ〜３０１ｎとの間に遅延線４０１ａ〜４０１ｍを配置すれば、各カスコード型単位ミキサにアイソレーションが取れた状態で遅延量を付加することができる。

カスコード型単位ミキサの段数をＮ段とすれば、ｉ段目のカスコード型単位ミキサからは、初段のカスコード型単位ミキサよりも（ｉ−１）Δ_ＩＦだけ位相回転したＩＦ信号が出力される。そのため、ｉ段目の遅延線の位相回転量を（Ｎ−ｉ）Δ_ＩＦに設定すれば、カスコード型単位ミキサから出力されるＩＦ信号の位相は各段全て（Ｎ−１）Δ_ＩＦとなってＩＦ端子８で同位相整合することになる。

図１３に、本実施形態の分布ミキサ４００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す。実線が本実施形態の特性、一点鎖線が第３実施形態の特性、破線が従来の分布ミキサの特性である。図１３の横軸と縦軸は図１０と同じである。シミュレーション条件も、遅延線４０１ａ〜４０１ｎを付加した以外の条件は同じである。

一点鎖線で示す第３実施形態の特性よりも、実線で示すＲＦ周波数の変化に対する変換利得の特性が平坦になっていることが分かる。特に、140GHzにおいて改善幅が大きく約2ｄＢ以上の変換利得が改善されている。

〔第５実施形態〕
第１実施形態から第４実施形態の分布ミキサ１００，２００，３００，４００は、全てゲート注入型分布ミキサである。上記の実施形態で示した考えは、ソース注入型分布ミキサに対しても適用することが可能である。

ソース注入型ミキサとは、ＬＯ信号をソース電極に入力する形態のミキサのことである。通常のソース注入型ミキサにおいては、ＲＦ信号をゲート電極に、ＬＯ信号をソース電極に入力し、ＩＦ信号をドレイン電極から出力する。ＬＯ信号によってドレイン・ソース間電圧およびゲート−ソース間電圧を変調することで、ＦＥＴのトランスコンダクタンスを変調してミキシング動作を行う。上記の構成のソース注入ミキサを本実施形態に適用した場合の構成及び効果について述べる。

図１４に、第２実施形態の分布ミキサ２００の単位ミキサ６ａ〜６ｎを、ソース注入型とした本実施形態の分布ミキサ５００の構成例を示す。分布ミキサ５００は、高周波信号伝送線路５０１と、終端抵抗５と、ソース注入型の単位ミキサ５０６ａ〜５０６ｎと、局部発振信号分配器５０２とを具備する。なお、各単位ミキサ６ａ〜６ｎのドレイン電極とＩＦ端子８との間をそれぞれ接続する同一のＩＦ周波信号伝送線路２０１ａの表記は省略している。また、分布ミキサ５００は、分布ミキサ２００と同様に中間周波信号伝送線路の終端抵抗を具備しない。

高周波信号伝送線路５０１は、ＲＦ端子１から入力される高周波信号を各単位ミキサ５０６ａ〜５０６ｎのゲート電極に伝送する。ＲＦ端子１と１段目の単位ミキサ５０６ａのゲート電極とは高周波信号伝送線路５０１ａで接続される。

高周波信号伝送線路５０１と終端抵抗５と各単位ミキサ５０６ａ〜５０６ｎとの構成、及び各単位ミキサ６ａ〜６ｎのドレイン電極とＩＦ端子８との関係は、高周波信号伝送線路５０１が合成信号伝送線路４である点のみが異なるだけで上記の分布ミキサ２００と同じである。

分布ミキサ２００において合成信号伝送線路４で伝送されたＬＯ端子２から入力されるＬＯ信号は、局部発振信号分配器５０２で各単位ミキサ５０６ａ〜５０６ｎのソース電極に入力される。局部発振信号分配器５０２は、ＬＯ信号と同時に所定のバイアス電圧も各単位ミキサ５０６ａ〜５０６ｎのソース電極に入力する。なお、局部発振信号分配器５０２は一般的なものである。

このように構成した分布ミキサ５００においても、ＲＦ信号とＬＯ信号とをミキシングしたＩＦ信号を生成することができる。分布ミキサ５００は、中間周波信号伝送線路の終端抵抗を具備しないので、そこで消費する中間周波信号の損失を生じさせない点で上記の分布ミキサ１００〜４００と同じである。

以上説明したように本実施形態の分布ミキサ１００，２００，３００，４００，５００によれば、ＩＦ信号伝送線路の終端抵抗を排除し、分布整合ではなく集中定数整合を行うことで、終端抵抗における電力消費に起因する周波数変換利得が低下する課題を解決することができる。

なお、分布ミキサ５００で示したソース注入型ミキサの構成は、上記の各実施形態にそれぞれ適用することが可能である。つまり、第１実施形態の分布ミキサ１００の合成器３を除いた構成と本実施形態の分布ミキサ５００で示した構成を組み合わせても良い。また、同様に第３実施形態の分布ミキサ３００の合成器３を除いた構成と本実施形態の分布ミキサ５００の構成を組み合わせても良い。また、同様に第４実施形態の分布ミキサ４００の構成に対して本実施形態の分布ミキサ５００の構成を組み合わせても良い。

本実施形態の分布ミキサ５００の構成を組み合わせてソース注入型ミキサの構成にした各々の分布ミキサも、それぞれに対応する分布ミキサ１００，２００，３００，４００と同じ効果を奏する。このように本発明は、説明した実施形態に限定されるものではなくその要旨の範囲内で数々の変形が可能である。

１：ＲＦ端子
２：ＬＯ端子
３：合成器
４：合成信号伝送線路
４ａ〜４Ｐ：合成信号伝送線路
５：終端抵抗
６ａ〜６ｎ：単位ミキサ
７：ＩＦ信号伝送線路
７ａ〜７ｎ：ＩＦ信号伝送線路
８：ＩＦ端子
１００：分布ミキサ

Claims

高周波信号と局部発振信号とを合成する合成器と、
前記合成器が合成した合成信号を伝送する合成信号伝送線路と、
前記合成信号伝送線路の終端を接地電位に接続する終端抵抗と、
前記合成信号伝送線路の前記合成信号を、前記高周波信号と前記局部発振信号との差分である中間周波信号に周波数変換するＮ個（Ｎ≧２）の単位ミキサと、
一端を中間周波信号出力端子として前記Ｎ個の単位ミキサの出力する前記中間周波信号を伝送する中間周波信号伝送線路とを備え、
前記中間周波信号伝送線路の他端が開放端であることを特徴とする分布ミキサ。
請求項１に記載した分布ミキサにおいて、
前記中間周波信号伝送線路は、一端を前記中間周波信号出力端子とし、他端を前記Ｎ個の単位ミキサの出力にそれぞれ接続する同一の電気長の前記Ｎ個の伝送線路であり、
前記中間周波信号出力端子から見た前記単位ミキサのそれぞれのインピーダンスは、前記終端抵抗のインピーダンスを前記Ｎ個倍した値であることを特徴とする分布ミキサ。
請求項１又は２に記載した分布ミキサにおいて、
前記単位ミキサを、ソース接地型ＦＥＴで構成したことを特徴とする分布ミキサ。
請求項１乃至３の何れかに記載した分布ミキサにおいて、
前記単位ミキサは、ソース接地型ＦＥＴのドレイン電極とゲート接地型ＦＥＴのソース電極とを接続したカスコード型単位ミキサであることを特徴とする分布ミキサ。
請求項４に記載した分布ミキサにおいて、
前記Ｎ個を前記カスコード型単位ミキサの段数とした場合に、
前記段数の各段の前記ソース接地型ＦＥＴのドレイン電極とゲート接地型ＦＥＴのソース電極との間に遅延線を配置して前記中間周波信号出力端子において前記中間周波信号が同位相整合するようにしたことを特徴とする分布ミキサ。
高周波信号を伝送する高周波信号伝送線路と、
前記高周波信号伝送線路の終端を接地電位に接続する終端抵抗と、
前記高周波信号伝送線路の前記高周波信号と局部発振信号との差分である中間周波信号を出力するＮ個の単位ミキサと、
前記局部発振信号を前記Ｎ個の単位ミキサに分配する局部発振信号分配器と、
一端を中間周波信号出力端子として前記Ｎ個（Ｎ≧２）の単位ミキサの出力する前記中間周波信号を伝送する中間周波信号伝送線路とを備え、
前記中間周波信号伝送線路の他端が開放端であることを特徴とする分布ミキサ。
請求項６に記載した分布ミキサにおいて、
前記中間周波信号伝送線路は、一端を前記中間周波信号出力端子とし、他端を前記Ｎ個の単位ミキサの出力にそれぞれ接続する同一の電気長の前記Ｎ個の伝送線路であり、
前記中間周波信号出力端子から見た前記単位ミキサのそれぞれのインピーダンスは、前記終端抵抗のインピーダンスを前記Ｎ個倍した値であることを特徴とする分布ミキサ。
請求項６又は７に記載した分布ミキサにおいて、
前記単位ミキサは、ソース接地型ＦＥＴのドレイン電極とゲート接地型ＦＥＴのソース電極とを接続したカスコード型単位ミキサであることを特徴とする分布ミキサ。