JP6290706B2 - コンバイナおよびミキサ - Google Patents

Description

本発明は、高周波電気信号を扱う回路技術、特に、２つ以上の高周波電気信号を混合するコンバイナ、およびコンバイナを用いたミキサに関するものである。

高周波回路においては、異なる伝送線路を伝搬する信号を合成し、同一の伝送線路に伝搬させる場合、コンバイナが必要となる。コンバイナの概念図を図１４に示す。図１４では、コンバイナ４は、端子１，２に入力された信号を合成して端子３から出力する。このコンバイナ４に求められる特性としては、端子１，２から端子３に信号が合成出力される際の損失が少ないこと、および、端子１と端子２のアイソレーションが確保されていること、である。

従来、同一周波数かつ同位相の信号を、入力端子間のアイソレーションを保ったまま合成する回路として、ウィルキンソンカプラ（非特許文献１）が用いられてきた。図１５にウィルキンソンカプラの概要を示す。ウィルキンソンカプラでは、図１５における端子１ｗ，２ｗに入力された同一周波数かつ同位相の信号が、端子３ｗに合成出力される。また、端子１ｗのみに信号を入力した場合には、アイソレーション抵抗２Ｚ₀の効果により端子２ｗには信号が現れず、端子３ｗにのみ信号が出力されるという特徴がある。

しかしながら、ウィルキンソンカプラでは、端子３ｗに出力される信号の電力が、端子１ｗに入力された信号の電力の半分になってしまうという問題が有る。残る半分の電力は、端子１ｗと端子２ｗ間に配置された抵抗２Ｚ₀により消費される。この損失は、受動素子のみから構成されたウィルキンソンカプラの相反性に由来する。即ち、ウィルキンソンカプラを無損失な合成回路として用いることができるのは、同一周波数かつ同位相の信号を端子１ｗ，２ｗに入力した場合に限られる。

しかしながら、現実の回路では、後述するように、異なる周波数、異なる位相の信号を合成する場合も多い。このような場合にウィルキンソンカプラを使用すると、３ｄＢの原理損失を生じてしまうという問題が有る。ウィルキンソンカプラと同様のコンバイナとして、方向性結合器やブランチラインカプラ等の９０°ハイブリッド回路や、ラットレースカプラのような１８０°ハイブリッド回路が用いられることもあるが、これらも受動素子のみで構成されるため、異なる位相の信号を合成する場合には原理的に３ｄＢの損失を生じてしまうという問題が有る。

また、周波数が異なる信号を損失無く合成する回路として、ダイプレクサがある。ダイプレクサの概念図を図１６に示す。ダイプレクサは、高域通過フィルタ５と低域通過フィルタ６を組み合わせた回路である。端子１ｄに端子２ｄよりも十分高い周波数の信号が入力されるものとすると、図１６の構成により、端子１ｄ，２ｄに入力された信号は損失無く端子３ｄに合成されて出力される。

しかしながら、ダイプレクサは端子１ｄ，２ｄに入力される信号の周波数が近い場合には実現が難しくなる。この場合には、周波数が近い信号を切り分けるために、高いＱ値の高域通過フィルタ５および低域通過フィルタ６が必要となる。Ｑ値が高いフィルタを実現するためには、インダクタとキャパシタとからなるフィルタを多段化する必要があり、フィルタのサイズが大型化するため一般に難しく、特に集積回路上でＱ値が高いフィルタを実現する場合は、一般に伝送線路の高い損失によってＱ値が劣化するために実現が困難である。さらに、変調信号など、周波数帯域幅を有する信号の合成においては、端子１ｄ，２ｄに入力される信号が同一の周波数成分を含む場合があり、このような場合にはダイプレクサによる合成は不可能となる。

D.Kother，et al.，"MMIC Wilkinson couplers for frequencies up to 110 GHz"，Microwave Symposium Digest，IEEE-S International，Vol.2，pp.663-666，1995，May

以上に述べたように、従来のコンバイナには、周波数が等しい、もしくは周波数が著しく近い信号を、電力損失なく、かつ入力端子間のアイソレーションを保持したまま混合することが難しいという課題があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、周波数が等しい、もしくは周波数が近い信号を、電力損失なく、かつ入力信号端子間のアイソレーションを保持したまま混合することができるコンバイナ、およびコンバイナを用いたミキサを提供することを目的とする。

本発明のコンバイナは、入力端が第１の入力信号端子に接続された第１の伝送線路と、入力端が第２の入力信号端子に接続され、終端が出力信号端子に接続された第２の伝送線路と、前記第１、第２の伝送線路に沿って配置され、入力端子が前記第１の伝送線路に接続され、出力端子が前記第２の伝送線路に接続された複数の単位増幅器と、前記第１の伝送線路の終端に接続された第１の終端回路とを備え、前記第１、第２の入力信号端子に入力された信号が合成され前記出力信号端子から出力されることを特徴とするものである。
また、本発明のコンバイナの１構成例において、前記単位増幅器は、ソース接地増幅回路またはカスコード増幅回路からなる。

また、本発明のコンバイナは、入力端が第１の入力信号端子に接続された第１の伝送線路と、入力端が第２の入力信号端子に接続され、終端が第１の出力信号端子に接続された第２の伝送線路と、入力端が第３の入力信号端子に接続され、終端が第２の出力信号端子に接続された第３の伝送線路と、前記第１、第２、第３の伝送線路に沿って配置され、入力端子が前記第１の伝送線路に接続され、出力端子が前記第２の伝送線路に接続された複数の第１の単位増幅器と、前記第１、第２、第３の伝送線路に沿って配置され、入力端子が前記第１の伝送線路に接続され、出力端子が前記第３の伝送線路に接続された複数の第２の単位増幅器と、前記第１の伝送線路の終端に接続された第１の終端回路とを備え、前記第１、第２の入力信号端子に入力された信号が合成され前記第１の出力信号端子から出力され、前記第１、第３の入力信号端子に入力された信号が合成され前記第２の出力信号端子から出力されることを特徴とするものである。
また、本発明のコンバイナの１構成例において、前記第１、第２の単位増幅器は、ソース接地増幅回路またはカスコード増幅回路からなる。

また、本発明のミキサは、コンバイナと、入力信号端子が前記コンバイナの出力信号端子に接続されたミキサ回路とを備え、前記コンバイナの第１の入力信号端子に局部発振信号が入力され、前記コンバイナの第２の入力信号端子に高周波信号が入力され、前記ミキサ回路の混合出力信号端子から中間周波信号が出力されることを特徴とするものである。
また、本発明のミキサの１構成例において、前記ミキサ回路は、ゲート注入型の分布ミキサからなり、前記ゲート注入型の分布ミキサは、入力端が前記コンバイナの出力信号端子に接続された第３の伝送線路と、終端が前記混合出力信号端子に接続された第４の伝送線路と、前記第３、第４の伝送線路に沿って配置され、ゲート端子が前記第３の伝送線路に接続され、ドレイン端子が前記第４の伝送線路に接続された複数の電界効果トランジスタと、前記第３の伝送線路の終端に接続された第２の終端回路と、前記第４の伝送線路の入力端に接続された第３の終端回路とから構成されることを特徴とするものである。

また、本発明のミキサは、コンバイナと、第１の入力信号端子が前記コンバイナの第１の出力信号端子に接続され、第２の入力信号端子が前記コンバイナの第２の出力信号端子に接続されたミキサ回路とを備え、前記コンバイナの第１の入力信号端子に局部発振信号が入力され、前記コンバイナの第２の入力信号端子に高周波信号が入力され、前記ミキサ回路の混合出力信号端子から中間周波信号が出力されることを特徴とするものである。
また、本発明のミキサの１構成例において、前記ミキサ回路は、分布ミキサからなり、前記分布ミキサは、入力端が前記コンバイナの第１の出力信号端子に接続された第４の伝送線路と、入力端が前記コンバイナの第２の出力信号端子に接続され、終端が前記混合出力信号端子に接続された第５の伝送線路と、前記第４、第５の伝送線路に沿って配置され、ゲート端子が前記第４の伝送線路に接続され、ドレイン端子が前記第５の伝送線路に接続された複数の電界効果トランジスタと、前記第４の伝送線路の終端に接続された第２の終端回路とから構成されることを特徴とするものである。

本発明によれば、第１、第２の伝送線路と、入力端子が第１の伝送線路に接続され、出力端子が第２の伝送線路に接続された複数の単位増幅器とを設けることにより、第１、第２の入力信号端子に入力された周波数が等しい、もしくは周波数が近い信号を、電力損失なく、かつ第１、第２の入力信号端子間のアイソレーションを保持したまま混合することができる。

また、本発明では、第１、第２、第３の伝送線路と、入力端子が第１の伝送線路に接続され、出力端子が第２の伝送線路に接続された複数の第１の単位増幅器と、入力端子が第１の伝送線路に接続され、出力端子が第３の伝送線路に接続された複数の第２の単位増幅器とを設けることにより、第１、第２の入力信号端子に入力された周波数が等しい、もしくは周波数が近い信号を、電力損失なく、かつ第１、第２の入力信号端子間のアイソレーションを保持したまま混合することができ、また第１、第３の入力信号端子に入力された周波数が等しい、もしくは周波数が近い信号を、電力損失なく、かつ第１、第３の入力信号端子間のアイソレーションを保持したまま混合することができる。また、本発明では、第１の入力信号端子に入力された信号を第１、第２の出力信号端子に等分配することができる。

また、本発明では、第１、第２の伝送線路と複数の単位増幅器と第１の終端回路とから構成されるコンバイナと、ミキサ回路とを組み合わせることにより、ウィルキンソンカプラを用いた従来のミキサよりも変換利得を向上させることができ、またコンバイナの第１の入力信号端子に漏れる高周波信号を従来のミキサよりも抑制することができ、さらにコンバイナの第２の入力信号端子に漏れる局部発振信号を従来のミキサと同様のレベルまで抑制することができる。

また、本発明では、第１、第２、第３の伝送線路と複数の第１、第２の単位増幅器と第１の終端回路とから構成されるコンバイナと、ミキサ回路とを組み合わせることにより、従来のゲート注入ミキサやドレイン注入ミキサよりも変換利得の高いミキサを実現することが可能となる。

本発明の第１の実施の形態に係るコンバイナの構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係るゲート注入型分布ミキサの構成を示す回路図である。 図２のゲート注入型分布ミキサおよび従来のゲート注入型分布ミキサの変換利得を計算した結果を示す図である。 ウィルキンソンカプラを用いた従来のゲート注入型分布ミキサの構成を示す回路図である。 図２のゲート注入型分布ミキサおよび従来のゲート注入型分布ミキサにおいてＲＦ入力端子に漏れるＬＯ信号の強度を計算した結果を示す図である。 図２のゲート注入型分布ミキサおよび従来のゲート注入型分布ミキサにおいてＬＯ入力端子に漏れるＲＦ信号の強度を計算した結果を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るゲート注入型分布ミキサの別の構成を示す回路図である。 図７のゲート注入型分布ミキサおよび従来のゲート注入型分布ミキサの変換利得を計算した結果を示す図である。 図７のゲート注入型分布ミキサおよび従来のゲート注入型分布ミキサにおいてＲＦ入力端子に漏れるＬＯ信号の強度を計算した結果を示す図である。 図７のゲート注入型分布ミキサおよび従来のゲート注入型分布ミキサにおいてＬＯ入力端子に漏れるＲＦ信号の強度を計算した結果を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るコンバイナの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態に係るミキサの構成を示す回路図である。 図１２のミキサの変換利得を計算した結果を示す図である。 コンバイナの概念図である。 ウィルキンソンカプラの構成を示す回路図である。 ダイプレクサの構成を示すブロック図である。

［発明の原理］
本発明では、能動素子と疑似線路とからなるアクティブなコンバイナを用いることにより、前記課題で述べた、信号を合成する際に生じる損失の問題を解決する。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るコンバイナの構成を示すブロック図である。本実施の形態のコンバイナは、疑似線路１０と、疑似線路１１と、疑似線路１１の終端と接地とを接続する終端抵抗Ｒ１とを備えている。

疑似線路１０は、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２（第２の伝送線路）から構成される。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２の入力端がコンバイナの入力信号端子１ａに接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２の終端がコンバイナの混合出力信号端子３ａに接続される。

疑似線路１１は、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１（第１の伝送線路）と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１，ＣＰＷ＿Ｃ２に沿って配置され、入力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１に接続され、出力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２に接続された複数の単位増幅器ＵＡとから構成される。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１の入力端がコンバイナの入力信号端子２ａに接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１の終端が終端抵抗Ｒ１（第１の終端回路）に接続される。

本実施の形態のコンバイナは、単位回路を複数段縦続接続した回路である。単位回路とは、１個の単位増幅器ＵＡと、この単位増幅器ＵＡの入力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と、単位増幅器ＵＡの入力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と、単位増幅器ＵＡの出力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２と、単位増幅器ＵＡの出力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２とからなる回路のことである。

本実施の形態のコンバイナでは、入力信号端子１ａから混合出力信号端子３ａに至る疑似線路１０は増幅作用を持たない受動線路であり、入力信号端子２ａから混合出力信号端子３ａに至る疑似線路１１は単位増幅器ＵＡによる増幅作用を有する能動線路である。

疑似線路を用いた増幅器として、分布増幅器（文献「B.Kim，et al.，“0.5W 2-21 GHz monolithic GaAs distributed amplifier”，Electronics Letters，Vol.20，pp.288-289，1984」が知られているが、本実施の形態では、分布増幅器の終端抵抗が配置されるポートに単位増幅器ＵＡの入力端子を配置する点が異なる。また、分布増幅器では、端子２ａから端子３ａに至る信号の利得を最大化する設計を行うのに対して、本実施の形態に係るコンバイナでは、入力信号端子１ａから混合出力信号端子３ａに至る高周波信号の損失を最小化し、かつ、入力信号端子２ａから混合出力信号端子３ａに至る高周波信号の損失を最小化する設計を行う。

本実施の形態では、入力信号端子２ａから混合出力信号端子３ａに至るまでの経路に能動素子である単位増幅器ＵＡを用いることにより、前述の相反性による原理損失を回避できるため、入力信号端子１ａ，２ａに入力される２つの高周波信号を損失無く合成することが可能となる。

また、本実施の形態では、入力信号端子１ａ，２ａ間のアイソレーションを確保することも可能である。そもそも、本実施の形態のような進行波型回路では、進行方向の電磁波の電力が高くなるため、入力信号端子１ａ，２ａ間の漏洩成分である逆進方向の電磁波は抑圧されるため、ある程度アイソレーションを確保できる。本実施の形態では、この進行波型回路の原理に加えて、更に次の理由により入力信号端子１ａ，２ａ間のアイソレーションを大きくできる。

まず、入力信号端子１ａから入力信号端子２ａに至る経路のアイソレーションに関して説明する。この経路については、単位増幅器ＵＡの入出力端子間アイソレーションを利用することにより、アイソレーションを確保することができる。
次に、入力信号端子２ａから入力信号端子１ａに至る経路のアイソレーションに関して説明する。本実施の形態のコンバイナは、入力信号端子１ａから混合出力信号端子３ａに至る伝送線路と、入力信号端子２ａから終端抵抗Ｒ１に至る伝送線路とが、単位増幅器ＵＡの有するリアクタンス成分により結合した、結合線路としても働く。したがって、結合線路の性質から、結合線路の結合長Ｌが次式を満足する場合にアイソレーションが大きくなる。
Ｌ＝（λ／４）×ｍ ・・・（１）

式（１）におけるλは伝送線路内波長、ｍは奇数の値である。入力信号端子２ａに入力する信号の波長λに応じて式（１）を満足するように単位回路の段数を調節することにより、アイソレーションを大きく確保することが可能となる。

こうして、本実施の形態では、入力信号端子１ａ，２ａに入力された周波数が等しい、もしくは周波数が近い信号を、電力損失なく、かつ入力信号端子１ａ，２ａ間のアイソレーションを保持したまま混合することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図２は本発明の第２の実施の形態に係るゲート注入型分布ミキサの構成を示す回路図である。本実施の形態は、第１の実施の形態のコンバイナをゲート注入型分布ミキサに適用した例である。ゲート注入型分布ミキサにおいては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲート端子に局部発振信号（ＬＯ信号）と高周波信号（ＲＦ信号）もしくは中間周波信号（ＩＦ信号）とを入力する必要がある。

ゲート注入型分布ミキサをダウンコンバージョンミキサとして用いる場合には、同一のＦＥＴのゲート端子にＬＯ信号とＲＦ信号とを入力し、ゲート注入型分布ミキサをアップコンバージョンミキサとして用いる場合には、同一のＦＥＴのゲート端子にＬＯ信号とＩＦ信号とを入力する。この場合、ＦＥＴのゲート端子に入力されるＬＯ信号と、ＲＦ信号もしくはＩＦ信号とを合成するためのコンバイナが必要となる。

このようなコンバイナにも、従来、受動素子であるウィルキンソンカプラや方向性結合器が用いられてきたため（文献「O.S.A.Tang，et al.，“A Practical Microwave Travelling-Wave MESFET Gate Mixer”，Microwave Symposium Digest，1985 IEEE MTT-S International，pp.605-608，1985」）、信号合成に伴う原理損失がミキサの変換利得を制限してきたが、第１の実施の形態のコンバイナを用いることで、入力部の原理損失を回避することができ、変換利得の高いミキサを提供することが可能となる。

本実施の形態のゲート注入型分布ミキサは、３段構成のコンバイナ２０と、８段構成の分布ミキサ２１と、コンバイナ２０と分布ミキサ２１とを接続するキャパシタＣ１とを備えている。

コンバイナ２０は、第１の実施の形態で説明した単位回路を３段縦続接続したものであり、単位増幅器として電界効果トランジスタＱ１を用いている。図１の入力信号端子１ａに相当する端子１ｂはＲＦ信号が入力されるＲＦ入力端子であり、図１の入力信号端子２ａに相当する端子２ｂはＬＯ信号が入力されるＬＯ入力端子である。終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２の終端（コンバイナ２０の混合出力信号端子）はキャパシタＣ１の一端に接続される。単位増幅器の入力端子であるトランジスタＱ１のゲートは伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１に接続され、単位増幅器の出力端子であるトランジスタＱ１のドレインは伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２に接続される。トランジスタＱ１のソースは接地されている。ＩＦ信号とＲＦ信号とＬＯ信号の周波数の関係は、ＩＦ信号の周波数＜ＲＦ，ＬＯ信号の周波数となっている。

分布ミキサ２１は、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１（第３の伝送線路）と、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２（第４の伝送線路）と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１，ＣＰＷ＿Ｍ２に沿って配置され、入力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１に接続され、出力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２に接続された複数の単位ミキサである電界効果トランジスタＱ２と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１の終端と接地とを接続する終端抵抗Ｒ２（第２の終端回路）と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２の入力端と接地とを接続する終端抵抗Ｒ３（第３の終端回路）とから構成される。

初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１の入力端（分布ミキサ２１の入力信号端子）がキャパシタＣ１の他端に接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１の終端が終端抵抗Ｒ２に接続される。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２の入力端が終端抵抗Ｒ３に接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２の終端がゲート注入型分布ミキサのＩＦ出力端子７に接続される。単位ミキサの入力端子であるトランジスタＱ２のゲートは伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１に接続され、単位ミキサの出力端子であるトランジスタＱ２のドレインは伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２に接続される。トランジスタＱ２のソースは接地されている。

分布ミキサ２１は、１段ソース接地ミキサである単位回路を８段縦続接続した回路である。ミキサの単位回路とは、１個のトランジスタＱ２と、このトランジスタＱ２のゲートに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１と、トランジスタＱ２のゲートに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１と、トランジスタＱ２のドレインに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２と、トランジスタＱ２のドレインに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２とからなる回路のことである。

本実施の形態では、ＲＦ帯域をＦ帯（９０−１４０ＧＨｚ）とし、ＬＯ信号の基本波成分を用いる基本波動作のゲート注入型分布ミキサの例で説明する。コンバイナ２０のトランジスタＱ１としては、ゲート幅１０μｍのＩｎＰ−ＨＥＭＴを使用し、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１には特性インピーダンス６２．５Ω、１００ＧＨｚにおける電気長０．０５５のコプレーナ線路を使用し、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ２には特性インピーダンス５７Ω、１００ＧＨｚにおける電気長０．０５７のコプレーナ線路を使用した。

また、分布ミキサ２１のトランジスタＱ２についても、同じくゲート幅１０μｍのＩｎＰ−ＨＥＭＴを使用し、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１には特性インピーダンス６５．３Ω、１００ＧＨｚにおける電気長０．０３０５のコプレーナ線路を使用し、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２には特性インピーダンス５４．９Ω、１００ＧＨｚにおける電気長０．０３１のコプレーナ線路を使用した。

本実施の形態のゲート注入型分布ミキサの変換利得を計算した結果を図３に示す。従来技術との比較のために、コンバイナ２０の代わりに、Ｆ帯で動作するウィルキンソンカプラを用いた従来のゲート注入型分布ミキサの変換利得の計算結果を併せて示す。このウィルキンソンカプラを用いた従来のゲート注入型分布ミキサの構成を図４に示す。図３の１００は本実施の形態のゲート注入型分布ミキサの変換利得を示し、１０１は図４のゲート注入型分布ミキサの変換利得を示している。

ここでは、ＲＦ入力端子１ｂに入力するＲＦ信号の周波数を９０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚまで変化させ、ＩＦ出力端子７に出力されるＩＦ信号の周波数を３ＧＨｚとしている。ＬＯ信号としてはＲＦ信号よりも３ＧＨｚ低い周波数の信号を用いている。ＲＦ入力電力は−３０ｄＢｍ、ＬＯ入力電力は−２ｄＢｍとした。

図４に示した従来のミキサでは、ウィルキンソンカプラ２２の原理損失によりウィルキンソンカプラ２２の部分でＲＦ信号に対して少なくとも３ｄＢの損失が生じ、これに伴い変換利得が低下してしまう。また、ＬＯ信号に対しても少なくとも３ｄＢの原理損失が生じるため、ミキサを駆動するためのＬＯ電力が３ｄＢ低下し、これによっても変換利得が低下する。
一方、ウィルキンソンカプラ２２の代わりにコンバイナ２０を用いることで、図３からわかるように、ＲＦ周波数９０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚにわたって変換利得が３ｄＢ改善していることが判る。

また、本実施の形態のコンバイナ２０により入力端子間のアイソレーションが保たれることを説明するために、本実施の形態のゲート注入型分布ミキサにおいてＲＦ入力端子１ｂに漏れるＬＯ信号の強度、および図４のゲート注入型分布ミキサにおいてＲＦ入力端子１ｂに漏れるＬＯ信号の強度を計算した結果を図５に示す。図５の１０２は本実施の形態のゲート注入型分布ミキサのＬＯリークを示し、１０３は図４のゲート注入型分布ミキサのＬＯリークを示している。

本実施の形態のゲート注入型分布ミキサをＦ帯で基本波ミキサとして使用する場合、ＬＯ信号としてはＦ帯の中心周波数である１１５ＧＨｚ付近を使用することになるが、図５によれば、１１５ＧＨｚ付近で従来のウィルキンソンカプラを用いたゲート注入型分布ミキサと同等のＬＯリークの値である−２０ｄＢが得られていることが判る。１１５ＧＨｚでＬＯリークが大きく抑制されている理由は、第１の実施の形態で説明したようにコンバイナ２０を結合線路と考えた場合の結合効果によるものである。

同様に、本実施の形態のゲート注入型分布ミキサにおいてＬＯ入力端子２ｂに漏れるＲＦ信号の強度、および図４のゲート注入型分布ミキサにおいてＬＯ入力端子２ｂに漏れるＲＦ信号の強度を計算した結果を図６に示す。図６の１０４は本実施の形態のゲート注入型分布ミキサのＲＦリークを示し、１０５は図４のゲート注入型分布ミキサのＲＦリークを示している。

図６によれば、本実施の形態のゲート注入型分布ミキサでは、従来のゲート注入型分布ミキサよりもＲＦリークが抑制されていることが判る。その理由は、ＲＦ入力端子１ｂからＬＯ入力端子２ｂに漏洩する信号は、単位増幅器であるトランジスタＱ１のアイソレーション特性により大きく抑制できるためである。

以上のように、第１の実施の形態で説明したコンバイナを用いることにより、合成損失無くＲＦ信号、ＬＯ信号をトランジスタＱ２のゲートに注入することができるため、ゲート注入型分布ミキサの変換利得を向上させることができる。また、進行波型回路の性質および結合回路の性質から、コンバイナ２０の全長を上記の式（１）を満たすように調節することで、ＲＦ入力端子１ｂへのＬＯリークについても、従来のゲート注入型分布ミキサと同様のレベルまで抑制することができる。

ミキサにおいてしばしば問題となるＲＦ入力端子１ｂへのＬＯリークをさらに大きく改善したい場合には、図７に示すように、図２のＲＦ入力端子１ｂとＬＯ入力端子２ｂを入れ替えた構成を用いることが考えられる。この場合、ＬＯ信号はトランジスタＱ１のドレインに入力されるため、前記の方向性結合器と類似の効果に併せてトランジスタＱ１のアイソレーション特性を利用することができ、更に大きなＬＯリーク抑制効果が得られる。

図７のゲート注入型分布ミキサおよび図４のゲート注入型分布ミキサの変換利得を計算した結果を図８に示す。図８の１０６は図７のゲート注入型分布ミキサの変換利得を示し、１０７は図４のゲート注入型分布ミキサの変換利得を示している。図７のゲート注入型分布ミキサおよび図４のゲート注入型分布ミキサにおいてＲＦ入力端子１ｂに漏れるＬＯ信号の強度を計算した結果を図９に示す。図９の１０８は図７のゲート注入型分布ミキサのＬＯリークを示し、１０９は図４のゲート注入型分布ミキサのＬＯリークを示している。図７のゲート注入型分布ミキサおよび図４のゲート注入型分布ミキサにおいてＬＯ入力端子２ｂに漏れるＲＦ信号の強度を計算した結果を図１０に示す。図１０の１１０は図７のゲート注入型分布ミキサのＲＦリークを示し、１１１は図４のゲート注入型分布ミキサのＲＦリークを示している。

図７のゲート注入型分布ミキサの変換利得は、図３の場合と同様に、ウィルキンソンカプラを用いた従来のゲート注入型分布ミキサよりも原理損失である３ｄＢ分上回っていることが判る。
また、図７のゲート注入型分布ミキサのＲＦ入力端子１ｂへのＬＯリークについては、９０ＧＨｚから１４０ＧＨｚまでの値が−２５ｄＢ以下と、非常に良好な特性が得られていることが分かる。

さらに、図７の構成では、コンバイナ２０はＲＦ信号に対しては分布増幅器としても動作するため、コンバイナ２０を構成する１段ソース接地回路（単位回路）の段数を増やすことにより、ＲＦ信号に対して利得が得られ、更に変換利得を向上させることも可能となる。

なお、図７の構成では、ＲＦ信号をコンバイナ２０で大きく増幅することができるため、変換利得は図２の構成よりも大きくすることができるが、増幅された大信号のＲＦ信号が分布ミキサ２１に入力されるため、分布ミキサ２１でＲＦ信号の高調波成分が生じることもある。したがって、ＲＦ入力電力に対する線形性を大きく確保したい場合には、図２の構成を使用すればよい。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図１１は本発明の第３の実施の形態に係るコンバイナの構成を示すブロック図である。本発明のコンバイナは、コンバイナ機能に加えて、信号を分配するディバイダとしての機能も持たせることができる。

本実施の形態のコンバイナは、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１（第１の伝送線路）と、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１（第２の伝送線路）と、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１（第３の伝送線路）と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１，ＣＰＷ＿Ｕ１，ＣＰＷ＿Ｌ１に沿って配置され、入力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１に接続され、出力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１に接続された複数の単位増幅器ＵＡ＿Ｕと、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１，ＣＰＷ＿Ｕ１，ＣＰＷ＿Ｌ１に沿って配置され、入力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１に接続され、出力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１に接続された複数の単位増幅器ＵＡ＿Ｌと、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１の終端と接地とを接続する終端抵抗Ｒ１（第１の終端回路）とを備えている。

縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と複数の単位増幅器ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌとは第１の疑似線路を構成している。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１の入力端がコンバイナの入力信号端子２ａに接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１の終端が終端抵抗Ｒ１に接続される。
縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１は第２の疑似線路を構成している。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１の入力端がコンバイナの入力信号端子１ａＵに接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１の終端がコンバイナの混合出力信号端子３ａＵに接続される。
縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１は第３の疑似線路を構成している。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１の入力端がコンバイナの入力信号端子１ａＬに接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１の終端がコンバイナの混合出力信号端子３ａＬに接続される。

第１の実施の形態と同様に、本実施の形態のコンバイナは、単位回路を複数段縦続接続した回路である。ここでの単位回路とは、１個の単位増幅器ＵＡ＿Ｕと、この単位増幅器ＵＡ＿Ｕの入力端子と同じ位置に入力端子が接続された単位増幅器ＵＡ＿Ｌと、単位増幅器ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌの入力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と、単位増幅器ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌの入力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と、単位増幅器ＵＡ＿Ｕの出力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１と、単位増幅器ＵＡ＿Ｕの出力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１と、単位増幅器ＵＡ＿Ｌの出力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１と、単位増幅器ＵＡ＿Ｌの出力端子に接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１とからなる回路のことである。

図１１において、入力信号端子２ａに入力された信号は、混合出力信号端子３ａＵと混合出力信号端子３ａＬに分配出力され、入力信号端子１ａＵに入力された信号は、損失無く混合出力信号端子３ａＵに出力される。入力信号端子１ａＬに入力された信号は、同様に混合出力信号端子３ａＬに出力される。すなわち、混合出力信号端子３ａＵには、入力信号端子１ａＵに入力された信号と入力信号端子２ａに入力された信号とが合成出力され、混合出力信号端子３ａＬには、入力信号端子１ａＬに入力された信号と入力信号端子２ａに入力された信号とが合成出力される。

入力信号端子２ａに入力された信号が混合出力信号端子３ａＵおよび混合出力信号端子３ａＬに分配出力される理由は、入力信号端子２ａから見て混合出力信号端子３ａＵと混合出力信号端子３ａＬが対称な配置となっているためである。このとき、第１の実施の形態のコンバイナと同様の理由により、入力信号端子１ａＵ，２ａ間のアイソレーション、入力信号端子１ａＵ，１ａＬ間のアイソレーション、および入力信号端子２ａ，１ａＬ間のアイソレーションは保たれる。

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図１２は本発明の第４の実施の形態に係るミキサの構成を示す回路図である。本実施の形態は、第３の実施の形態のコンバイナをミキサに適用した例である。本実施の形態のミキサは、コンバイナ３０と、分布ミキサ３１と、コンバイナ３０と分布ミキサ３１とを接続するキャパシタＣ２，Ｃ３とを備えている。

コンバイナ３０は、第３の実施の形態で説明した単位回路を４段縦続接続したものであり、単位増幅器ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌとしてカスコード増幅回路を用いている。単位増幅器ＵＡ＿Ｕとなるカスコード増幅回路は、ソースが接地された電界効果トランジスタＱ３と、ゲートに一定のバイアス電圧Ｖｂが入力され、ソースが電界効果トランジスタＱ３のドレインに接続された電界効果トランジスタＱ４と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と電界効果トランジスタＱ３のゲートとの間に設けられた伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ２と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１と電界効果トランジスタＱ４のドレインとの間に設けられた伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ３とから構成される。

単位増幅器ＵＡ＿Ｌとなるカスコード増幅回路は、ソースが接地された電界効果トランジスタＱ５と、ゲートにバイアス電圧Ｖｂが入力され、ソースが電界効果トランジスタＱ５のドレインに接続された電界効果トランジスタＱ６と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｃ１と電界効果トランジスタＱ５のゲートとの間に設けられた伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ２と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１と電界効果トランジスタＱ６のドレインとの間に設けられた伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ３とから構成される。なお、説明を簡単にするために、図１２ではバイアス電圧Ｖｂを発生するバイアス回路の記載を省略している。バイアス電圧Ｖｂ（Ｖｂ＞接地電位）は、例えばトランジスタＱ３〜Ｑ６が飽和しない程度の値に設定すればよい。

図１１の入力信号端子１ａＵに相当する端子１ｂはＲＦ信号が入力されるＲＦ入力端子であり、図１１の入力信号端子２ａに相当する端子２ｂはＬＯ信号が入力されるＬＯ入力端子である。図１１の入力信号端子１ａＬに相当する端子（初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１の入力端）は抵抗Ｒ４を介して接地されている。抵抗Ｒ４の値としては伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１の特性インピーダンスと同一の値が使用される。したがって、通常は５０Ωが使用される。終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１の終端（混合出力信号端子３ａＵ）はキャパシタＣ２の一端に接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１の終端（混合出力信号端子３ａＬ）はキャパシタＣ３の一端に接続される。

分布ミキサ３１は、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１（第４の伝送線路）と、縦続接続された複数の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２（第５の伝送線路）と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１，ＣＰＷ＿Ｍ２に沿って配置され、入力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１に接続され、出力端子が伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２に接続された複数の単位ミキサである電界効果トランジスタＱ７と、伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１の終端と接地とを接続する終端抵抗Ｒ２（第２の終端回路）とから構成される。

初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１の入力端（分布ミキサ３１の第１の入力信号端子）がキャパシタＣ２の他端に接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１の終端が終端抵抗Ｒ２に接続される。初段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２の入力端（分布ミキサ３１の第２の入力信号端子）がキャパシタＣ３の他端に接続され、終段の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２の終端がミキサのＩＦ出力端子７に接続される。単位ミキサの入力端子であるトランジスタＱ７のゲートは伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１に接続され、単位ミキサの出力端子であるトランジスタＱ７のドレインは伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２に接続される。トランジスタＱ７のソースは接地されている。

分布ミキサ３１は、１段ソース接地ミキサである単位回路を複数段縦続接続した回路である。ミキサの単位回路とは、１個のトランジスタＱ７と、このトランジスタＱ７のゲートに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１と、トランジスタＱ７のゲートに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ１と、トランジスタＱ７のドレインに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２のうち入力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２と、トランジスタＱ７のドレインに接続された伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２のうち出力側にある１個の伝送線路ＣＰＷ＿Ｍ２とからなる回路のことである。

本実施の形態では、第３の実施の形態で説明したコンバイナ３０を用いることにより、従来のコンバイナでは実現が難しい、トランジスタＱ７のドレインとゲートに同時にＬＯ信号を注入するミキサの実現が可能となる。分布ミキサ３１では、トランジスタＱ７のドレイン電圧、ゲート電圧の両方の電圧をＬＯ信号で同時に変調することで、変換利得が大きくなる。

変換利得が大きくなる理由は次のとおりである。トランジスタのドレインのみにＬＯ信号を注入するミキサとして、ドレイン注入ミキサが知られている。このドレイン注入ミキサは、トランジスタのゲートに入力されるＲＦ信号に対する利得を、ドレインに入力するＬＯ信号により変化させることにより、ＲＦ信号とＬＯ信号のミキシングを行う。ゲート電圧は、ドレイン電圧によりトランジスタの利得（トランスコンダクタンス）が変化しやすいニー電圧付近に固定される。

ここで、ドレイン電圧だけでなく、ゲート電圧も同時に変化させることができれば、トランスコンダクタンスの変化量をさらに大きくすることができる。すなわち、ドレイン電圧が飽和電圧以上かかり利得が大きくなると同時に、ゲート電圧も閾値より十分大きくすることで、ＲＦ信号に対する利得はきわめて大きくなる。また、ドレイン電圧がニー電圧より十分低くなり利得が小さくなると同時に、ゲート電圧も閾値以下にすることにより、利得をきわめて小さくすることが可能となる。したがって、単位ミキサを構成するトランジスタＱ７のドレインとゲートに同位相でＬＯ信号を注入することで、従来のゲート注入ミキサやドレイン注入ミキサよりも変換利得の高いミキサを実現することが可能となる。

コンバイナ３０は、ＲＦ信号の疑似線路通過損失を下げるために、カスコード構成の単位増幅器ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌを使用することで、ＲＦ信号線から見た出力抵抗を増加させている。ＬＯ入力端子２ｂに入力されたＬＯ信号は、コンバイナ３０の一方の混合出力信号端子（伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１の終端）と他方の混合出力信号端子（伝送線路ＣＰＷ＿Ｌ１の終端）に等分配され、同位相で分布ミキサ３１のトランジスタＱ７のドレインとゲートに注入される。ＲＦ入力端子１ｂに入力されたＲＦ信号は、ＬＯ信号とアイソレーションを保ったままコンバイナ３０の一方の混合出力信号端子（伝送線路ＣＰＷ＿Ｕ１の終端）に出力され、分布ミキサ３１に入力される。

本実施の形態のミキサの変換利得を計算した結果を図１３に示す。ＩＦ信号は３ＧＨｚに固定した。また、ＬＯ電力は図２、図７のミキサの場合よりも３ｄＢ大きい１ｄＢｍとした。これにより、トランジスタＱ７のゲート、ドレインに入力されるＬＯ電力は、図２、図７のミキサと等しい−２ｄＢｍとなる。図１３から、Ｆ帯内で変換利得は−４．５ｄＢ以上と、図２、図７のミキサと比較して非常に良好な特性が得られていることが判る。従来のコンバイナで上記のような複雑な信号入力、合成、分配形態を作り出すことは難しいため、このような非常に変換利得の高いミキサを実現するためには第３、第４の実施の形態のコンバイナが非常に有効であることが判る。

なお、第１、第２の実施の形態では、単位増幅器ＵＡとしてトランジスタＱ１からなるソース接地増幅回路を用いたが、これに限るものではなく、単位増幅器ＵＡとして本実施の形態で説明したカスコード増幅回路を用いてもよい。
また、第３、第４の実施の形態では、単位増幅器ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌとしてカスコード増幅回路を用いたが、ソース接地増幅回路を用いてもよい。

本発明は、２つ以上の高周波電気信号を混合する技術に適用することができる。

１ａ，１ａＵ，１ａＬ，２ａ…入力信号端子、１ｂ…ＲＦ入力端子、２ｂ…ＬＯ入力端子、３ａ，３ａＵ，３ａＬ…混合出力信号端子、７…ＩＦ出力端子、１０，１１…疑似線路、２０，３０…コンバイナ、２１，３１…分布ミキサ、ＣＰＷ＿Ｃ１，ＣＰＷ＿Ｃ２，ＣＰＷ＿Ｍ１，ＣＰＷ＿Ｍ２，ＣＰＷ＿Ｕ１〜ＣＰＷ＿Ｕ３，ＣＰＷ＿Ｌ１〜ＣＰＷ＿Ｌ３…伝送線路、Ｑ１〜Ｑ７…電界効果トランジスタ、ＵＡ，ＵＡ＿Ｕ，ＵＡ＿Ｌ…単位増幅器、Ｒ１〜Ｒ４…終端抵抗、Ｃ１〜Ｃ３…キャパシタ。

Claims (8)

1. 入力端が第１の入力信号端子に接続された第１の伝送線路と、
   入力端が第２の入力信号端子に接続され、終端が出力信号端子に接続された第２の伝送線路と、
   前記第１、第２の伝送線路に沿って配置され、入力端子が前記第１の伝送線路に接続され、出力端子が前記第２の伝送線路に接続された複数の単位増幅器と、
   前記第１の伝送線路の終端に接続された第１の終端回路とを備え、
   前記第１、第２の入力信号端子に入力された信号が合成され前記出力信号端子から出力されることを特徴とするコンバイナ。
2. 請求項１記載のコンバイナにおいて、
   前記単位増幅器は、ソース接地増幅回路またはカスコード増幅回路からなることを特徴とするコンバイナ。
3. 入力端が第１の入力信号端子に接続された第１の伝送線路と、
   入力端が第２の入力信号端子に接続され、終端が第１の出力信号端子に接続された第２の伝送線路と、
   入力端が第３の入力信号端子に接続され、終端が第２の出力信号端子に接続された第３の伝送線路と、
   前記第１、第２、第３の伝送線路に沿って配置され、入力端子が前記第１の伝送線路に接続され、出力端子が前記第２の伝送線路に接続された複数の第１の単位増幅器と、
   前記第１、第２、第３の伝送線路に沿って配置され、入力端子が前記第１の伝送線路に接続され、出力端子が前記第３の伝送線路に接続された複数の第２の単位増幅器と、
   前記第１の伝送線路の終端に接続された第１の終端回路とを備え、
   前記第１、第２の入力信号端子に入力された信号が合成され前記第１の出力信号端子から出力され、前記第１、第３の入力信号端子に入力された信号が合成され前記第２の出力信号端子から出力されることを特徴とするコンバイナ。
4. 請求項３記載のコンバイナにおいて、
   前記第１、第２の単位増幅器は、ソース接地増幅回路またはカスコード増幅回路からなることを特徴とするコンバイナ。
5. 請求項１または２記載のコンバイナと、
   入力信号端子が前記コンバイナの出力信号端子に接続されたミキサ回路とを備え、
   前記コンバイナの第１の入力信号端子に局部発振信号が入力され、前記コンバイナの第２の入力信号端子に高周波信号が入力され、前記ミキサ回路の混合出力信号端子から中間周波信号が出力されることを特徴とするミキサ。
6. 請求項５記載のミキサにおいて、
   前記ミキサ回路は、ゲート注入型の分布ミキサからなり、
   前記ゲート注入型の分布ミキサは、
   入力端が前記コンバイナの出力信号端子に接続された第３の伝送線路と、
   終端が前記混合出力信号端子に接続された第４の伝送線路と、
   前記第３、第４の伝送線路に沿って配置され、ゲート端子が前記第３の伝送線路に接続され、ドレイン端子が前記第４の伝送線路に接続された複数の電界効果トランジスタと、
   前記第３の伝送線路の終端に接続された第２の終端回路と、
   前記第４の伝送線路の入力端に接続された第３の終端回路とから構成されることを特徴とするミキサ。
7. 請求項３または４記載のコンバイナと、
   第１の入力信号端子が前記コンバイナの第１の出力信号端子に接続され、第２の入力信号端子が前記コンバイナの第２の出力信号端子に接続されたミキサ回路とを備え、
   前記コンバイナの第１の入力信号端子に局部発振信号が入力され、前記コンバイナの第２の入力信号端子に高周波信号が入力され、前記ミキサ回路の混合出力信号端子から中間周波信号が出力されることを特徴とするミキサ。
8. 請求項７記載のミキサにおいて、
   前記ミキサ回路は、分布ミキサからなり、
   前記分布ミキサは、
   入力端が前記コンバイナの第１の出力信号端子に接続された第４の伝送線路と、
   入力端が前記コンバイナの第２の出力信号端子に接続され、終端が前記混合出力信号端子に接続された第５の伝送線路と、
   前記第４、第５の伝送線路に沿って配置され、ゲート端子が前記第４の伝送線路に接続され、ドレイン端子が前記第５の伝送線路に接続された複数の電界効果トランジスタと、
   前記第４の伝送線路の終端に接続された第２の終端回路とから構成されることを特徴とするミキサ。

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