JPH07221546A - 注入同期発振器 - Google Patents
注入同期発振器Info
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- JPH07221546A JPH07221546A JP6024908A JP2490894A JPH07221546A JP H07221546 A JPH07221546 A JP H07221546A JP 6024908 A JP6024908 A JP 6024908A JP 2490894 A JP2490894 A JP 2490894A JP H07221546 A JPH07221546 A JP H07221546A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/24—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal directly applied to the generator
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
- H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
- H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 半導体素子のみで構成可能で外部回路の影響
を受けず広い周波数範囲の注入信号に同期可能な注入同
期発振器を提供することを目的とする。 【構成】 第１及び第２の入力端子（１，２）と第１及
び第２の出力端子（３，４）を有し、第１の入力端子
（１）から第１の出力端子（３）及び第２の出力端子
（４）への信号伝達が非可逆的であり、第２の入力端子
（２）から第１の出力端子（３）及び第２の出力端子
（４）への信号伝達が非可逆的であり、第１の入力端子
（１）と第２の入力端子（２）の間及び第１の出力端子
（３）と第２の出力端子（４）の間は電気的にアイソレ
ートされた非可逆４端子回路（１０）と、前記第１の出
力端子（３）に入力端を接続し、前記第２の入力端子
（２）に出力端を接続する、前記４端子回路の動作周波
数帯域の少なく共一部の帯域で動作する増幅器（１１）
とを有し、前記第１の入力端子（１）に注入信号を入力
し、前記第２の出力端子（４）から発振出力を得る。
を受けず広い周波数範囲の注入信号に同期可能な注入同
期発振器を提供することを目的とする。 【構成】 第１及び第２の入力端子（１，２）と第１及
び第２の出力端子（３，４）を有し、第１の入力端子
（１）から第１の出力端子（３）及び第２の出力端子
（４）への信号伝達が非可逆的であり、第２の入力端子
（２）から第１の出力端子（３）及び第２の出力端子
（４）への信号伝達が非可逆的であり、第１の入力端子
（１）と第２の入力端子（２）の間及び第１の出力端子
（３）と第２の出力端子（４）の間は電気的にアイソレ
ートされた非可逆４端子回路（１０）と、前記第１の出
力端子（３）に入力端を接続し、前記第２の入力端子
（２）に出力端を接続する、前記４端子回路の動作周波
数帯域の少なく共一部の帯域で動作する増幅器（１１）
とを有し、前記第１の入力端子（１）に注入信号を入力
し、前記第２の出力端子（４）から発振出力を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＩＣ化に適したマイク
ロ波注入同期発振器に関するものである。
ロ波注入同期発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】注入同期発振器とは、周波数ｆ0 で自由
発振している発振器に、ｆ0 に近いｆ1 なる周波数の小
さな信号を注入することにより、発振周波数が注入信号
に引き込まれてｆ1 になる（同期する）という動作の発
振器である。また、自由発振周波数の整数分の１付近の
周波数（サブハーモニック）を注入すると自由発振周波
数に近い周波数で高安定・低位相雑音の発振出力を得る
ことができることから、効率のよい逓倍器でもある。以
下、注入同期発振器の動作原理と従来技術について述べ
る。
発振している発振器に、ｆ0 に近いｆ1 なる周波数の小
さな信号を注入することにより、発振周波数が注入信号
に引き込まれてｆ1 になる（同期する）という動作の発
振器である。また、自由発振周波数の整数分の１付近の
周波数（サブハーモニック）を注入すると自由発振周波
数に近い周波数で高安定・低位相雑音の発振出力を得る
ことができることから、効率のよい逓倍器でもある。以
下、注入同期発振器の動作原理と従来技術について述べ
る。
【０００３】周波数ｆ0 で自由振動している発振器に外
部から強制的に信号を加えると、この回路では自由発振
周波数と強制信号の周波数のうねりが発生するが、やが
てこのうねりは零となり自由発振周波数は外部から注入
された強制信号の周波数に同期される。一般に、注入同
期発振器の周波数引込範囲Δｆは次式で与えられる。
部から強制的に信号を加えると、この回路では自由発振
周波数と強制信号の周波数のうねりが発生するが、やが
てこのうねりは零となり自由発振周波数は外部から注入
された強制信号の周波数に同期される。一般に、注入同
期発振器の周波数引込範囲Δｆは次式で与えられる。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、ｆ0 は発振器の自由発振周波数、
Ｑe は発振器の外部Ｑ、Ｐo は発振出力、Ｐi は注入信
号電力である。Ｑe を小さくするほど、また、Ｐi を大
きくするほど引込周波数範囲が広くなる。例えば、Ｐ
i ：Ｐo ＝１：１０、Ｑe ＝１、ｆ＝５ＧＨｚとすれば
Δｆが１５８０ＭＨｚとなり、かつ、発振出力の周波数
安定度および位相雑音は注入信号のそれに等しい。さら
に、この注入同期現象は発振周波数のサブハーモニック
（ｆ0 ／ｎ：ｎは整数）を注入しても同様に成り立つ。
なぜならば、発振器の非線形性がｆ0 成分を発生させる
からである。
Ｑe は発振器の外部Ｑ、Ｐo は発振出力、Ｐi は注入信
号電力である。Ｑe を小さくするほど、また、Ｐi を大
きくするほど引込周波数範囲が広くなる。例えば、Ｐ
i ：Ｐo ＝１：１０、Ｑe ＝１、ｆ＝５ＧＨｚとすれば
Δｆが１５８０ＭＨｚとなり、かつ、発振出力の周波数
安定度および位相雑音は注入信号のそれに等しい。さら
に、この注入同期現象は発振周波数のサブハーモニック
（ｆ0 ／ｎ：ｎは整数）を注入しても同様に成り立つ。
なぜならば、発振器の非線形性がｆ0 成分を発生させる
からである。
【０００６】図６は従来の、かつ基本的な注入同期発振
器の例であって、サーキュレータ１０１の一端子１０２
に発振回路１０５を接続し、サーキュレータ端子１０３
より発振出力を取り出す構成の発振器において、第３番
目のサーキュレータ端子１０４に外部強制信号を入力し
て注入同期を行なうものである。矢印はサーキュレータ
の信号伝達方向を示し、この方向性（非可逆性）によっ
て端子間を分離している。発振回路には、導波管短絡面
からある距離に負性抵抗ダイオードを配置して共振させ
る構造や、ストリップ線路を共振用に用いる構造などが
ある。
器の例であって、サーキュレータ１０１の一端子１０２
に発振回路１０５を接続し、サーキュレータ端子１０３
より発振出力を取り出す構成の発振器において、第３番
目のサーキュレータ端子１０４に外部強制信号を入力し
て注入同期を行なうものである。矢印はサーキュレータ
の信号伝達方向を示し、この方向性（非可逆性）によっ
て端子間を分離している。発振回路には、導波管短絡面
からある距離に負性抵抗ダイオードを配置して共振させ
る構造や、ストリップ線路を共振用に用いる構造などが
ある。
【０００７】図７は方向性結合回路と増幅器とを組み合
わせた注入同期発振器の例であって、方向性結合回路１
１１の端子１１２から信号を注入するとして、通過端子
１１３とアイソレーション端子１１５との間に図のよう
に増幅器１１６を接続している。図中の実線および破線
の矢印はそれぞれ端子１１２、１１５から見た信号伝達
経路を示し、非可逆性ではない。ここで、方向性結合器
の端子１１５と端子１１３は増幅器から見て結合端子で
あり、増幅器１１６の入出力間に帰還回路を形成し、こ
の帰還ループの位相回りが３６０度となる周波数で増幅
器が結合度以上の利得を有する時発振を生じる。この発
振器に端子１１２から信号を入力すると端子１１３を介
して該信号が発振器に注入され、発振周波数が注入信号
のそれに引き込まれる。発振出力は端子１１５を介して
端子１１４から取り出され、増幅器出力から見てアイソ
レーション端子となる端子１１２には原理的に現われな
い。
わせた注入同期発振器の例であって、方向性結合回路１
１１の端子１１２から信号を注入するとして、通過端子
１１３とアイソレーション端子１１５との間に図のよう
に増幅器１１６を接続している。図中の実線および破線
の矢印はそれぞれ端子１１２、１１５から見た信号伝達
経路を示し、非可逆性ではない。ここで、方向性結合器
の端子１１５と端子１１３は増幅器から見て結合端子で
あり、増幅器１１６の入出力間に帰還回路を形成し、こ
の帰還ループの位相回りが３６０度となる周波数で増幅
器が結合度以上の利得を有する時発振を生じる。この発
振器に端子１１２から信号を入力すると端子１１３を介
して該信号が発振器に注入され、発振周波数が注入信号
のそれに引き込まれる。発振出力は端子１１５を介して
端子１１４から取り出され、増幅器出力から見てアイソ
レーション端子となる端子１１２には原理的に現われな
い。
【０００８】しかし、方向性結合器が非可逆性でないた
め、外部回路の影響をうけやすいという欠点がある。
め、外部回路の影響をうけやすいという欠点がある。
【０００９】サブハーモニック注入同期発振器では、フ
ィルタ機能を有する回路構成によって注入信号経路と発
振周波数経路とを分離していた。
ィルタ機能を有する回路構成によって注入信号経路と発
振周波数経路とを分離していた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来の注入同期発振器
は、注入信号と発振器部とを分離するために非可逆性の
サーキュレータや方向性結合器を使用するため、フェラ
イトディスクの直径・厚みあるいは１／４波長線路に起
因する動作周波数帯域制限が存在した。その帯域は中心
周波数の１０％ないし５０％程度である。したがって、
サブハーモニック周波数（発振周波数ｆの１／ｎ：ｎ＝
２，３，４，…）の注入信号には同期できなかった（で
きたとしても設計に考慮できない複雑なパスが非可逆回
路内に存在し設計性がない）。また、サーキュレータ型
ではフェライト素子を使用するためＩＣ化が困難であっ
た。方向性結合器型では方向性結合器寸法が周波数に反
比例するため１０ＧＨｚ以下では形状が大きくＩＣ化に
適さなかった。さらに、発振器ループと信号注入端子ま
たは発振出力端子とが電気的に分離されていないため、
注入同期発振器に接続される外部回路の影響があった。
は、注入信号と発振器部とを分離するために非可逆性の
サーキュレータや方向性結合器を使用するため、フェラ
イトディスクの直径・厚みあるいは１／４波長線路に起
因する動作周波数帯域制限が存在した。その帯域は中心
周波数の１０％ないし５０％程度である。したがって、
サブハーモニック周波数（発振周波数ｆの１／ｎ：ｎ＝
２，３，４，…）の注入信号には同期できなかった（で
きたとしても設計に考慮できない複雑なパスが非可逆回
路内に存在し設計性がない）。また、サーキュレータ型
ではフェライト素子を使用するためＩＣ化が困難であっ
た。方向性結合器型では方向性結合器寸法が周波数に反
比例するため１０ＧＨｚ以下では形状が大きくＩＣ化に
適さなかった。さらに、発振器ループと信号注入端子ま
たは発振出力端子とが電気的に分離されていないため、
注入同期発振器に接続される外部回路の影響があった。
【００１１】一方、サブハーモニック注入同期を行なう
従来の例では、フィルタ機能を有する回路構成によって
注入信号経路と発振周波数経路とを分離せざるを得なか
ったので、サブハーモニック係数ｎが限定されると同時
に基本波（ｎ＝１）への同期ができなかった。
従来の例では、フィルタ機能を有する回路構成によって
注入信号経路と発振周波数経路とを分離せざるを得なか
ったので、サブハーモニック係数ｎが限定されると同時
に基本波（ｎ＝１）への同期ができなかった。
【００１２】本発明は従来の技術の上記欠点を改善する
もので、その目的は１／４波長線路やフェライトを用い
ずに、半導体素子のみで構成可能で、外部回路の影響を
うけず、広い周波数範囲の注入信号に同期可能な注入同
期発振器を提供することにある。
もので、その目的は１／４波長線路やフェライトを用い
ずに、半導体素子のみで構成可能で、外部回路の影響を
うけず、広い周波数範囲の注入信号に同期可能な注入同
期発振器を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明の特徴は、第１及び第２の入力端子と第１及び
第２の出力端子を有し、第１の入力端子から第１の出力
端子及び第２の出力端子への信号伝達が非可逆的であ
り、第２の入力端子から第１の出力端子及び第２の出力
端子への信号伝達が非可逆的であり、第１の入力端子と
第２の入力端子の間及び第１の出力端子と第２の出力端
子の間は電気的にアイソレートされた非可逆４端子回路
と、前記第１の出力端子に入力端を接続し、前記第２の
入力端子に出力端を接続する、前記４端子回路の動作周
波数帯域の少なく共一部の帯域で動作する増幅器とを有
し、前記第１の入力端子に注入信号を入力し、前記第２
の出力端子から発振出力を得る注入同期発振器にある。
の本発明の特徴は、第１及び第２の入力端子と第１及び
第２の出力端子を有し、第１の入力端子から第１の出力
端子及び第２の出力端子への信号伝達が非可逆的であ
り、第２の入力端子から第１の出力端子及び第２の出力
端子への信号伝達が非可逆的であり、第１の入力端子と
第２の入力端子の間及び第１の出力端子と第２の出力端
子の間は電気的にアイソレートされた非可逆４端子回路
と、前記第１の出力端子に入力端を接続し、前記第２の
入力端子に出力端を接続する、前記４端子回路の動作周
波数帯域の少なく共一部の帯域で動作する増幅器とを有
し、前記第１の入力端子に注入信号を入力し、前記第２
の出力端子から発振出力を得る注入同期発振器にある。
【００１４】ひとつの変形例によると、複数の出力端を
有し注入信号を受容する出力分岐増幅器を有し、各出力
端を各々別の注入同期発振器の前記第１の入力端子に接
続する。
有し注入信号を受容する出力分岐増幅器を有し、各出力
端を各々別の注入同期発振器の前記第１の入力端子に接
続する。
【００１５】好ましい実施例によると、前記非可逆４端
子回路が４個の非可逆増幅器を有し、各々、第１の入力
端子と第１の出力端子の間、第１の入力端子と第２の出
力端子の間、第２の入力端子と第１の出力端子の間、及
び第２の入力端子と第２の出力端子の間に挿入される。
なお、上記非可逆増幅器の利得は１以下でもさしつかえ
ない。
子回路が４個の非可逆増幅器を有し、各々、第１の入力
端子と第１の出力端子の間、第１の入力端子と第２の出
力端子の間、第２の入力端子と第１の出力端子の間、及
び第２の入力端子と第２の出力端子の間に挿入される。
なお、上記非可逆増幅器の利得は１以下でもさしつかえ
ない。
【００１６】別の好ましい実施例によると、前記非可逆
４端子回路が４個のゲート接地ＦＥＴを有し、第１のゲ
ート接地ＦＥＴのソースと第２のゲート接地ＦＥＴのソ
ースとを前記第１の入力端子に接続し、第３のゲート接
地ＦＥＴのソースと第４のゲート接地ＦＥＴのソースと
を前記第２の入力端子に接続し、第１のゲート接地ＦＥ
Ｔのドレインと第３のゲート接地ＦＥＴのドレインとを
前記第２の出力端子に接続し、第２のゲート接地ＦＥＴ
のドレインと第４のゲート接地ＦＥＴのドレインとを前
記第１の出力端子に接続する。
４端子回路が４個のゲート接地ＦＥＴを有し、第１のゲ
ート接地ＦＥＴのソースと第２のゲート接地ＦＥＴのソ
ースとを前記第１の入力端子に接続し、第３のゲート接
地ＦＥＴのソースと第４のゲート接地ＦＥＴのソースと
を前記第２の入力端子に接続し、第１のゲート接地ＦＥ
Ｔのドレインと第３のゲート接地ＦＥＴのドレインとを
前記第２の出力端子に接続し、第２のゲート接地ＦＥＴ
のドレインと第４のゲート接地ＦＥＴのドレインとを前
記第１の出力端子に接続する。
【００１７】別の好ましい実施例によると、前記増幅器
は可変利得増幅器である。
は可変利得増幅器である。
【００１８】
【作用】以上のように構成することにより、非可逆なト
ランジスタの利用が可能になり、かつトランジスタの広
帯域性によってｎ＝１の基本波およびｎ＝２，３，４，
…のサブハーモニックに対して４端子回路の動作が保持
されるため、サブハーモニック係数ｎの値を自由に設定
可能な注入同期発振器を実現できる。
ランジスタの利用が可能になり、かつトランジスタの広
帯域性によってｎ＝１の基本波およびｎ＝２，３，４，
…のサブハーモニックに対して４端子回路の動作が保持
されるため、サブハーモニック係数ｎの値を自由に設定
可能な注入同期発振器を実現できる。
【００１９】上記構成によれば、４端子回路の１入力端
子（２）に加わる増幅器雑音出力は該４端子回路の２つ
の出力端子（３，４）に分配出力され、出力端子３から
出力される信号は増幅器・遅延線路に入力され、増幅さ
れた後、該４端子回路の入力端子２に入力される。した
がって、増幅器の入出力端子間に外部帰還回路が形成さ
れるため、ループ利得が１以上で位相回りが３６０度と
なる周波数で自由発振が励起される。この時、入力端子
１からの入力信号は出力端子３を介して発振器ループに
注入されるが、発振器ループ内の電気的挙動は、該４端
子回路における入力分配部の非可逆性および入力端子間
アイソレーションにより入力端子１には伝達しない。ま
た、出力端子間アイソレーションにより、出力端子４に
接続される外部回路または負荷の影響は発振器ループに
伝達しない。ここで述べた非可逆性はトランジスタによ
って超広帯域（例えば、ＤＣからトランジスタのカット
オフ周波数まで）にかつ容易に実現できる。トランジス
タで構成できるということは、形状が周波数に依存せ
ず、かつＩＣ化が容易である。また、分岐増幅器を追加
すると注入信号を他の注入同期発振器にも供給して全て
の発振器を同期させることが可能になる。また、この構
成によれば、形状の大きな受動多分岐回路等を使用せず
に注入信号の分配が可能になる。
子（２）に加わる増幅器雑音出力は該４端子回路の２つ
の出力端子（３，４）に分配出力され、出力端子３から
出力される信号は増幅器・遅延線路に入力され、増幅さ
れた後、該４端子回路の入力端子２に入力される。した
がって、増幅器の入出力端子間に外部帰還回路が形成さ
れるため、ループ利得が１以上で位相回りが３６０度と
なる周波数で自由発振が励起される。この時、入力端子
１からの入力信号は出力端子３を介して発振器ループに
注入されるが、発振器ループ内の電気的挙動は、該４端
子回路における入力分配部の非可逆性および入力端子間
アイソレーションにより入力端子１には伝達しない。ま
た、出力端子間アイソレーションにより、出力端子４に
接続される外部回路または負荷の影響は発振器ループに
伝達しない。ここで述べた非可逆性はトランジスタによ
って超広帯域（例えば、ＤＣからトランジスタのカット
オフ周波数まで）にかつ容易に実現できる。トランジス
タで構成できるということは、形状が周波数に依存せ
ず、かつＩＣ化が容易である。また、分岐増幅器を追加
すると注入信号を他の注入同期発振器にも供給して全て
の発振器を同期させることが可能になる。また、この構
成によれば、形状の大きな受動多分岐回路等を使用せず
に注入信号の分配が可能になる。
【００２０】
【基本構成】図１は本発明の一実施例である非可逆４端
子結合回路を用いた注入同期発振器の基本構成図であ
る。
子結合回路を用いた注入同期発振器の基本構成図であ
る。
【００２１】図１において、１０は非可逆性の４端子回
路であって、１は第１の入力端子、２は第２の入力端
子、３は第１の出力端子、４は第２の出力端子である。
端子１より入力した信号は端子３及び４にのみ分配さ
れ、端子２より入力した信号は端子３及び４にのみ分配
され、端子１−２間および端子３−４間には信号の伝達
はない（アイソレートされている）。図中の矢印は該信
号伝達の様子を示す。１１は電圧利得Ａ、移相量θの増
幅器（または増幅器と遅延線路の従属接続）で、５と６
はそれぞれ入力端子、出力端子である。増幅器の入力端
子５は４端子回路の端子３に接続され、増幅器の出力端
子６は４端子回路の端子２に接続されている。ここで仮
に、端子１または端子２からの入力信号が端子３および
４に対して電圧比１／２で同相分配されるとすると、図
１の回路は図２となる。図２中のＶinは入力信号電圧、
Ｖf は増幅器出力である。これより、出力電圧Ｖout は
路であって、１は第１の入力端子、２は第２の入力端
子、３は第１の出力端子、４は第２の出力端子である。
端子１より入力した信号は端子３及び４にのみ分配さ
れ、端子２より入力した信号は端子３及び４にのみ分配
され、端子１−２間および端子３−４間には信号の伝達
はない（アイソレートされている）。図中の矢印は該信
号伝達の様子を示す。１１は電圧利得Ａ、移相量θの増
幅器（または増幅器と遅延線路の従属接続）で、５と６
はそれぞれ入力端子、出力端子である。増幅器の入力端
子５は４端子回路の端子３に接続され、増幅器の出力端
子６は４端子回路の端子２に接続されている。ここで仮
に、端子１または端子２からの入力信号が端子３および
４に対して電圧比１／２で同相分配されるとすると、図
１の回路は図２となる。図２中のＶinは入力信号電圧、
Ｖf は増幅器出力である。これより、出力電圧Ｖout は
【００２２】
【数２】
【００２３】となる。Ｖout ／Ｖinが無限大の時ループ
２−３−５−６は発振状態となり、この時、 ２−Ａｃｏｓθ＝０ Ａｓｉｎθ＝０ であるから、Ａ＝２、θ＝０，π，２π，‥‥である。
つまり、Ａが２以上でθがπ（ラジアン）の整数倍付近
となるように増幅器・遅延線路を設計すれば２−３−４
−５−２のループにおいて発振が立ち上がり、発振レベ
ルの上昇に伴い増幅器利得Ａが抑圧され、Ａ＝２で発振
が安定する。
２−３−５−６は発振状態となり、この時、 ２−Ａｃｏｓθ＝０ Ａｓｉｎθ＝０ であるから、Ａ＝２、θ＝０，π，２π，‥‥である。
つまり、Ａが２以上でθがπ（ラジアン）の整数倍付近
となるように増幅器・遅延線路を設計すれば２−３−４
−５−２のループにおいて発振が立ち上がり、発振レベ
ルの上昇に伴い増幅器利得Ａが抑圧され、Ａ＝２で発振
が安定する。
【００２４】ここで、４端子回路１０の上記の動作が任
意の周波数において成り立つとすれば、端子１より高安
定・低位相雑音の信号を入力するとその１／２が端子３
を介して増幅器１１に入力され、発振中の増幅器の非線
形性によって高調波が生じる。この高調波が上記発振周
波数付近の場合には該発振周波数と高調波とによるうな
りを生じ、これが零となるように状態が変化して注入信
号に同期した発振状態となる。発振出力は端子２を介し
て端子４に出力され、４端子回路の非可逆性により信号
入力端子１には現れない。したがって、端子１が不整合
の状態であったとしても発振出力の一部が端子１で反射
されて該発振ループに再注入されることがない。また同
様に、端子４での反射波は他のどの端子にも現れないの
で再注入されない。つまり、外部回路の影響を受けにく
い構成である。
意の周波数において成り立つとすれば、端子１より高安
定・低位相雑音の信号を入力するとその１／２が端子３
を介して増幅器１１に入力され、発振中の増幅器の非線
形性によって高調波が生じる。この高調波が上記発振周
波数付近の場合には該発振周波数と高調波とによるうな
りを生じ、これが零となるように状態が変化して注入信
号に同期した発振状態となる。発振出力は端子２を介し
て端子４に出力され、４端子回路の非可逆性により信号
入力端子１には現れない。したがって、端子１が不整合
の状態であったとしても発振出力の一部が端子１で反射
されて該発振ループに再注入されることがない。また同
様に、端子４での反射波は他のどの端子にも現れないの
で再注入されない。つまり、外部回路の影響を受けにく
い構成である。
【００２５】なお、非可逆性４端子回路１０は、例え
ば、図の４つの矢印の部分を非可逆の増幅器とすること
により実現することができる。このとき、増幅器の利得
は必ずしも１以上でなくともよく、１以下でもさしつか
えない。
ば、図の４つの矢印の部分を非可逆の増幅器とすること
により実現することができる。このとき、増幅器の利得
は必ずしも１以上でなくともよく、１以下でもさしつか
えない。
【００２６】なお、該４端子回路の非可逆性がほぼ任意
の周波数について成立するようにできることは第１の実
施例で示す。
の周波数について成立するようにできることは第１の実
施例で示す。
【００２７】
【第１の実施例】図３は本発明の第１の実施例である注
入同期発振器の回路構成であり、２１、２２、３１、３
２はそれぞれゲート接地ＦＥＴ、２０および３０はゲー
ト接地ＦＥＴ２つを図のように組み合わせた同相分配回
路である。また、図３において上述の図面と同一のもの
については同一の符号を付している。ここで、トランジ
スタとして電界効果トランジスタを用いているので、Ｓ
はソース、Ｄはドレイン、Ｇはゲートを表す。
入同期発振器の回路構成であり、２１、２２、３１、３
２はそれぞれゲート接地ＦＥＴ、２０および３０はゲー
ト接地ＦＥＴ２つを図のように組み合わせた同相分配回
路である。また、図３において上述の図面と同一のもの
については同一の符号を付している。ここで、トランジ
スタとして電界効果トランジスタを用いているので、Ｓ
はソース、Ｄはドレイン、Ｇはゲートを表す。
【００２８】同相分配回路２０および３０はよく知られ
ているように、次の動作をする。ＦＥＴの相互コンダク
タンスをｇｍとすると、同相分配回路入力端子２３（３
３）の反射係数Ｓ11は Ｓ11＝（１−２ｇｍＺ0 ）／（１＋２ｇｍＺ0 ） で与えられ、ｇｍが１／（２Ｚ0 ）（Ｚ0 は系のインピ
ーダンス）の時０となり、端子２３（３３）での整合が
得られる。端子２３（３３）から入力された信号は回路
の対称性により出力端子２４（３４）、２５（３５）へ
同相で分配される。端子２３（３３）から端子２４（３
４）、２５（３５）への分配度Ｓ21、Ｓ31は ｜
Ｓ21｜＝｜Ｓ31｜＝２ｇｍＺ0 ／（１＋２ｇｍＺ0 ）で
与えられる。端子２３（３３）が整合している場合には
１／２である。一方、端子２４（３４）、２５（３５）
から端子２３（３３）への信号の伝達はＦＥＴの非可逆
性により阻止され、したがって、出力端子２４（３
４）、２５（３５）間の信号伝達が阻止される。
ているように、次の動作をする。ＦＥＴの相互コンダク
タンスをｇｍとすると、同相分配回路入力端子２３（３
３）の反射係数Ｓ11は Ｓ11＝（１−２ｇｍＺ0 ）／（１＋２ｇｍＺ0 ） で与えられ、ｇｍが１／（２Ｚ0 ）（Ｚ0 は系のインピ
ーダンス）の時０となり、端子２３（３３）での整合が
得られる。端子２３（３３）から入力された信号は回路
の対称性により出力端子２４（３４）、２５（３５）へ
同相で分配される。端子２３（３３）から端子２４（３
４）、２５（３５）への分配度Ｓ21、Ｓ31は ｜
Ｓ21｜＝｜Ｓ31｜＝２ｇｍＺ0 ／（１＋２ｇｍＺ0 ）で
与えられる。端子２３（３３）が整合している場合には
１／２である。一方、端子２４（３４）、２５（３５）
から端子２３（３３）への信号の伝達はＦＥＴの非可逆
性により阻止され、したがって、出力端子２４（３
４）、２５（３５）間の信号伝達が阻止される。
【００２９】つまり、｜Ｓ12｜＝｜Ｓ13｜＝０である。
さらに、上述の分配回路２０、３０及びこれらを組合せ
た非可逆４端子回路１０は、論文 "Very Small Ultra-W
ide-Band MMIC Magic T and Applications to Combiner
s and Dividers" （T.Tokumitsu et al., IEEE Trans.,
vol.MTT-37, no.12,1989 ）にデータで示されているよ
うにＤＣ−１８ＧＨｚにおいて｜Ｓ11｜、｜Ｓ12｜、｜
Ｓ13｜＜−２０ｄＢを実現でき、実際の応用において上
記動作原理を満足している。ここで、使用しているＦＥ
Ｔのカットオフ周波数が２０ないし２３ＧＨｚであるこ
とから、上記の分配回路２０、３０及び非可逆４端子回
路１０は概ねトランジスタのカットオフ周波数まで動作
するといえる。
さらに、上述の分配回路２０、３０及びこれらを組合せ
た非可逆４端子回路１０は、論文 "Very Small Ultra-W
ide-Band MMIC Magic T and Applications to Combiner
s and Dividers" （T.Tokumitsu et al., IEEE Trans.,
vol.MTT-37, no.12,1989 ）にデータで示されているよ
うにＤＣ−１８ＧＨｚにおいて｜Ｓ11｜、｜Ｓ12｜、｜
Ｓ13｜＜−２０ｄＢを実現でき、実際の応用において上
記動作原理を満足している。ここで、使用しているＦＥ
Ｔのカットオフ周波数が２０ないし２３ＧＨｚであるこ
とから、上記の分配回路２０、３０及び非可逆４端子回
路１０は概ねトランジスタのカットオフ周波数まで動作
するといえる。
【００３０】上述したような非可逆４端子回路は能動逆
相分配回路（差動増幅器や特許出願公開 平３−１５８
００８： マイクロ波周波数逓倍器）や能動マジックＴ
（特許出願公開 平２−５８９０２： １８０度ハイブ
リッド回路）を用いても実現できるが、基本的に動作は
同じである。
相分配回路（差動増幅器や特許出願公開 平３−１５８
００８： マイクロ波周波数逓倍器）や能動マジックＴ
（特許出願公開 平２−５８９０２： １８０度ハイブ
リッド回路）を用いても実現できるが、基本的に動作は
同じである。
【００３１】以上を踏まえて４端子回路１０では、端子
２４（３４）および端子２５（３５）に出力した信号は
それぞれ端子４（３）、端子３（４）に伝達され、端子
４（３）から端子１（２）、２（１）、３（４）への伝
達は該分配回路の非可逆性により阻止される。また、各
分配回路の出力端子インピーダンスは非常に高いから、
端子３および４には分配回路で分配される信号がそのま
ま伝達する。したがって、図１、図２の中の４端子回路
１０に設定した信号経路が任意の周波数で（広帯域に）
成立する。この非可逆４端子回路と増幅器１１とを図３
のように組み合わせることにより、ｎ＝１の基本波およ
びｎ＝２，３，４…のサブハーモニックに対して同期す
る注入同期発振器を実現することができる。
２４（３４）および端子２５（３５）に出力した信号は
それぞれ端子４（３）、端子３（４）に伝達され、端子
４（３）から端子１（２）、２（１）、３（４）への伝
達は該分配回路の非可逆性により阻止される。また、各
分配回路の出力端子インピーダンスは非常に高いから、
端子３および４には分配回路で分配される信号がそのま
ま伝達する。したがって、図１、図２の中の４端子回路
１０に設定した信号経路が任意の周波数で（広帯域に）
成立する。この非可逆４端子回路と増幅器１１とを図３
のように組み合わせることにより、ｎ＝１の基本波およ
びｎ＝２，３，４…のサブハーモニックに対して同期す
る注入同期発振器を実現することができる。
【００３２】以上分配回路の分配比を１：１として説明
したが、先に説明したように発振を生じさせる条件はル
ープ２−３−５−６−２の利得が１以上であるから、分
配回路３０の分配比が１：１である必要はない。また、
４端子回路のパス１−４は上記注入同期の動作とは直接
関係しないため必ずしも必要ではない。さらに、上記の
構成によりトランジスタ回路のみで（または主体に）実
現でき、１／４波長線路等の分布定数回路を必要としな
いので、比較的小さなチップサイズで半導体ＩＣ化ある
いはマイクロ波ＩＣ化が容易に実現できる。これにより
周波数変換器および上述のＩＣ化注入同期発振器を同一
パッケージ内に一緒に実装できると共に、両ＩＣとも小
さなチップで構成されるのでパッケージも小さくて済み
汎用品が使用できる等の経済性が生じるという利点があ
る。また、ループ内増幅器１１の動作帯域内周波数およ
びその整数分の１の周波数の信号に対して同期し、これ
によって高安定・低位相雑音の信号を発生させることが
できるので、上記の周波数変換器・注入同期発振器ＩＣ
モジュールに組み合わせる注入信号発生用ＩＣを自由に
選択することができる。注入信号発生用ＩＣとして例え
ば自動車電話用シンセサイザを用いればわずか２つのパ
ッケージＩＣで簡易に構成できるという利点がある。電
圧制御発振器、分岐回路、周波数分周器、位相比較器、
低域通過フィルタといった多くのパッケージＩＣを使用
するＰＬＬ発振器に比べて簡易であり経済的である。
したが、先に説明したように発振を生じさせる条件はル
ープ２−３−５−６−２の利得が１以上であるから、分
配回路３０の分配比が１：１である必要はない。また、
４端子回路のパス１−４は上記注入同期の動作とは直接
関係しないため必ずしも必要ではない。さらに、上記の
構成によりトランジスタ回路のみで（または主体に）実
現でき、１／４波長線路等の分布定数回路を必要としな
いので、比較的小さなチップサイズで半導体ＩＣ化ある
いはマイクロ波ＩＣ化が容易に実現できる。これにより
周波数変換器および上述のＩＣ化注入同期発振器を同一
パッケージ内に一緒に実装できると共に、両ＩＣとも小
さなチップで構成されるのでパッケージも小さくて済み
汎用品が使用できる等の経済性が生じるという利点があ
る。また、ループ内増幅器１１の動作帯域内周波数およ
びその整数分の１の周波数の信号に対して同期し、これ
によって高安定・低位相雑音の信号を発生させることが
できるので、上記の周波数変換器・注入同期発振器ＩＣ
モジュールに組み合わせる注入信号発生用ＩＣを自由に
選択することができる。注入信号発生用ＩＣとして例え
ば自動車電話用シンセサイザを用いればわずか２つのパ
ッケージＩＣで簡易に構成できるという利点がある。電
圧制御発振器、分岐回路、周波数分周器、位相比較器、
低域通過フィルタといった多くのパッケージＩＣを使用
するＰＬＬ発振器に比べて簡易であり経済的である。
【００３３】
【第２の実施例】図４は本発明の第２の実施例である注
入同期発振器の回路構成であり、４０は第１の実施例の
注入同期発振器、４４は１入力２出力の出力分岐増幅
器、４１は注入信号入力端子、４２は発振出力端子、４
３は注入信号が増幅されて後に分岐出力される分岐端子
である。本構成によれば、増幅器４４により端子４１に
注入する信号レベルを低減することができるだけでな
く、注入した信号レベルより大きなレベルの信号を端子
４３に取り出すことができるので、これを次段の注入同
期発振器に注入して同期帯域幅を劣化させることなく同
期させることができる。したがって、複数の同種の注入
同期発振器を１つの注入信号源に対して同期させること
ができる。また、従来はウィルキンソンディバイダを組
み合わせた並列多分岐回路により注入信号を分岐して複
数の注入同期発振器を同期していたため全体を２次元的
に構成せざるを得ない欠点があったが、本構成によれば
注入信号の経路を直列に（直線的に）構成でき、複数の
注入同期発振器の配列を１次元的にも２次元的にも、さ
らには３次元的にもできる利点がある。また、分岐増幅
器の出力端子間および出力から入力への信号伝達は一般
に阻止されるので、各注入同期発振器は互いに独立であ
る。さらに、分岐増幅器４４の動作周波数は注入同期発
振器４０のそれの整数分の１でよいために分岐増幅器４
４および上述の注入信号経路を比較的低い周波数帯で構
成できる。
入同期発振器の回路構成であり、４０は第１の実施例の
注入同期発振器、４４は１入力２出力の出力分岐増幅
器、４１は注入信号入力端子、４２は発振出力端子、４
３は注入信号が増幅されて後に分岐出力される分岐端子
である。本構成によれば、増幅器４４により端子４１に
注入する信号レベルを低減することができるだけでな
く、注入した信号レベルより大きなレベルの信号を端子
４３に取り出すことができるので、これを次段の注入同
期発振器に注入して同期帯域幅を劣化させることなく同
期させることができる。したがって、複数の同種の注入
同期発振器を１つの注入信号源に対して同期させること
ができる。また、従来はウィルキンソンディバイダを組
み合わせた並列多分岐回路により注入信号を分岐して複
数の注入同期発振器を同期していたため全体を２次元的
に構成せざるを得ない欠点があったが、本構成によれば
注入信号の経路を直列に（直線的に）構成でき、複数の
注入同期発振器の配列を１次元的にも２次元的にも、さ
らには３次元的にもできる利点がある。また、分岐増幅
器の出力端子間および出力から入力への信号伝達は一般
に阻止されるので、各注入同期発振器は互いに独立であ
る。さらに、分岐増幅器４４の動作周波数は注入同期発
振器４０のそれの整数分の１でよいために分岐増幅器４
４および上述の注入信号経路を比較的低い周波数帯で構
成できる。
【００３４】図５は本発明の注入同期発振器複数個を直
線的に配置した例である。図４と対応する端子は同一の
符号を付す。注入信号源５０から第１番目の注入同期発
振器５１に高安定・低位相雑音な低レベル信号が入力さ
れて５１を同期し、端子４３から次段の注入同期発振器
５２に同品質の信号を注入して５２を同期し、以下同様
に後続の注入同期発振器を同期する。注入同期発振器間
のどの点に上述のような構成を接続してもよいので、従
来の並列多分岐回路を用いた場合のような画一的な配置
に制約されない。また、注入同期発振器間の注入信号経
路に適当な移相器または遅延線路を挿入すれば出力信号
間に有益な位相関係を発生させることができる。しか
も、同一の移相量を有する移相器または遅延線路で種々
の位相差が実現できる。
線的に配置した例である。図４と対応する端子は同一の
符号を付す。注入信号源５０から第１番目の注入同期発
振器５１に高安定・低位相雑音な低レベル信号が入力さ
れて５１を同期し、端子４３から次段の注入同期発振器
５２に同品質の信号を注入して５２を同期し、以下同様
に後続の注入同期発振器を同期する。注入同期発振器間
のどの点に上述のような構成を接続してもよいので、従
来の並列多分岐回路を用いた場合のような画一的な配置
に制約されない。また、注入同期発振器間の注入信号経
路に適当な移相器または遅延線路を挿入すれば出力信号
間に有益な位相関係を発生させることができる。しか
も、同一の移相量を有する移相器または遅延線路で種々
の位相差が実現できる。
【００３５】
【他の実施例】以上の実施例において、電界効果トラン
ジスタのかわりにバイポーラトランジスタを用いてもよ
い。また、実施例ではゲート接地ＦＥＴを用いている
が、これに限らず他の接地形式（ドレイン接地又はソー
ス接地）を用いてもよい。ソース接地の場合には分配回
路２０および３０が利得を有するので、増幅器１１の利
得は必ずしも１以上である必要はない。
ジスタのかわりにバイポーラトランジスタを用いてもよ
い。また、実施例ではゲート接地ＦＥＴを用いている
が、これに限らず他の接地形式（ドレイン接地又はソー
ス接地）を用いてもよい。ソース接地の場合には分配回
路２０および３０が利得を有するので、増幅器１１の利
得は必ずしも１以上である必要はない。
【００３６】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、２
つの入力端子と２つの出力端子とを有し、該入力端子と
該２つの出力端子間の信号伝達が非可逆的で、かつ、該
入力端子間および該出力端子間が電気的にアイソレート
された非可逆４端子回路を具備し、該４端子回路の動作
周波数帯域内の一部帯域で動作する増幅器を具備し、該
４端子回路の１つの出力端子と１つの入力端子との間に
該増幅器を接続し、他の入力端子を注入信号の入力端
子、他の出力端子を発振出力端子としたので、また、上
記の注入同期発振器の注入信号入力端子に出力分岐増幅
器の１出力端子を接続し、該分岐増幅器の入力端子を新
たに注入信号の入力端子としたので、注入同期発振器お
よび縦続接続可能な注入同期発振器を構成することがで
きる。
つの入力端子と２つの出力端子とを有し、該入力端子と
該２つの出力端子間の信号伝達が非可逆的で、かつ、該
入力端子間および該出力端子間が電気的にアイソレート
された非可逆４端子回路を具備し、該４端子回路の動作
周波数帯域内の一部帯域で動作する増幅器を具備し、該
４端子回路の１つの出力端子と１つの入力端子との間に
該増幅器を接続し、他の入力端子を注入信号の入力端
子、他の出力端子を発振出力端子としたので、また、上
記の注入同期発振器の注入信号入力端子に出力分岐増幅
器の１出力端子を接続し、該分岐増幅器の入力端子を新
たに注入信号の入力端子としたので、注入同期発振器お
よび縦続接続可能な注入同期発振器を構成することがで
きる。
【００３７】本発明は、トランジスタのみで、又はトラ
ンジスタ主体で構成できるので、１／４波長線路やフェ
ライトを用いる必要がなくＩＣ化して非常に小さく実現
することができる。また、トランジスタの非可逆性によ
り自由発振を行なう部分と信号注入端子と発振出力端子
とが互いに分離されているので、外部に接続される回路
や負荷の影響を受けにくくすることができる。また、ト
ランジスタの広帯域性によって非常に広い周波数範囲の
注入信号に対して同期されることができるので、サブハ
ーモニック係数ｎを自由に選択することができる。これ
によって、市販のシンセサイザ等と組み合わせて非常に
簡易で経済的な局部発振器を構成することができる。ま
た、注入信号のレベルを増幅し、かつ分岐する機能によ
り、注入信号レベルを低下させることなく次段の注入同
期発振器に注入できるので、同期周波数範囲を狭めるこ
となく複数の注入同期発振器を同時に同期することがで
きる。また、各同期発振器間に位相を一定量ずらす移相
器を挿入することにより発振器間に有益な位相関係を実
現できるので、アレーアンテナ構造による空間電力合成
などを可能にする。ここで、発振器を直線的にも平面的
にもさらには立体的にも配置できるので、アレーアンテ
ナのビーム形成の自由度を著しく向上できる。また、自
由発振を生じさせるループに増幅器を有しているので、
該増幅器を可変利得増幅器とすることによりループ利得
を１以上または１以下に制御でき、これにより発振をＯ
Ｎ／ＯＦＦでき、周波数切り替えやホッピング機能の実
現に応用できる。
ンジスタ主体で構成できるので、１／４波長線路やフェ
ライトを用いる必要がなくＩＣ化して非常に小さく実現
することができる。また、トランジスタの非可逆性によ
り自由発振を行なう部分と信号注入端子と発振出力端子
とが互いに分離されているので、外部に接続される回路
や負荷の影響を受けにくくすることができる。また、ト
ランジスタの広帯域性によって非常に広い周波数範囲の
注入信号に対して同期されることができるので、サブハ
ーモニック係数ｎを自由に選択することができる。これ
によって、市販のシンセサイザ等と組み合わせて非常に
簡易で経済的な局部発振器を構成することができる。ま
た、注入信号のレベルを増幅し、かつ分岐する機能によ
り、注入信号レベルを低下させることなく次段の注入同
期発振器に注入できるので、同期周波数範囲を狭めるこ
となく複数の注入同期発振器を同時に同期することがで
きる。また、各同期発振器間に位相を一定量ずらす移相
器を挿入することにより発振器間に有益な位相関係を実
現できるので、アレーアンテナ構造による空間電力合成
などを可能にする。ここで、発振器を直線的にも平面的
にもさらには立体的にも配置できるので、アレーアンテ
ナのビーム形成の自由度を著しく向上できる。また、自
由発振を生じさせるループに増幅器を有しているので、
該増幅器を可変利得増幅器とすることによりループ利得
を１以上または１以下に制御でき、これにより発振をＯ
Ｎ／ＯＦＦでき、周波数切り替えやホッピング機能の実
現に応用できる。
【図１】本発明の実施例である注入同期発振器の基本構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例である注入同期発振器の基本構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図３】本発明の注入同期発振器を電界効果トランジス
タを用いて構成した回路図である。
タを用いて構成した回路図である。
【図４】本発明の上記の注入同期発振器に注入信号分配
機能を付加した構成の回路図である。
機能を付加した構成の回路図である。
【図５】本発明の注入同期発振器を縦続接続した構成例
である。
である。
【図６】サーキュレータを用いた従来の注入同期発振器
の回路図である。
の回路図である。
【図７】受動方向性結合器を用いた従来の注入同期発振
器の回路図である。
器の回路図である。
１，２，３，４，５，６ 端子 １０ 非可逆４端子回路 １１ 増幅器または可変利得増幅器 ２０，３０ ゲート接地ＦＥＴ分配回路 ２１，２２，３１，３２ ゲート接地ＦＥＴ ２３，２４，２５，３３，３４，３５ 端子 ４０ 本発明第１実施例の注入同期発振器 ４１，４２，４３ 端子 ４４ 分岐増幅器 ５０ 注入信号源 ５１，５２，５３，５４ 本発明第２実施例の注入同期
発振器 １０１ サーキュレータ １０２，１０３，１０４ 端子 １０５ 発振器 １１１ 方向性結合器 １１２，１１３，１１４，１１５ 端子 １１６ 増幅器 Ｓ ソース Ｄ ドレイン Ｇ ゲート
発振器 １０１ サーキュレータ １０２，１０３，１０４ 端子 １０５ 発振器 １１１ 方向性結合器 １１２，１１３，１１４，１１５ 端子 １１６ 増幅器 Ｓ ソース Ｄ ドレイン Ｇ ゲート
Claims (5)
- 【請求項１】 第１及び第２の入力端子と第１及び第２
の出力端子を有し、第１の入力端子から第１の出力端子
及び第２の出力端子への信号伝達が非可逆的であり、第
２の入力端子から第１の出力端子及び第２の出力端子へ
の信号伝達が非可逆的であり、第１の入力端子と第２の
入力端子の間及び第１の出力端子と第２の出力端子の間
は電気的にアイソレートされた非可逆４端子回路と、 前記第１の出力端子に入力端を接続し、前記第２の入力
端子に出力端を接続する、前記４端子回路の動作周波数
帯域の少なく共一部の帯域で動作する増幅器とを有し、 前記第１の入力端子に注入信号を入力し、前記第２の出
力端子から発振出力を得ることを特徴とする注入同期発
振器。 - 【請求項２】 複数の出力端を有し注入信号を受容する
出力分岐増幅器を有し、各出力端を各々別の注入同期発
振器の前記第１の入力端子に接続することを特徴とす
る、請求項１記載の注入同期発振器。 - 【請求項３】 前記非可逆４端子回路が４個の非可逆増
幅器を有し、各々、第１の入力端子と第１の出力端子の
間、第１の入力端子と第２の出力端子の間、第２の入力
端子と第１の出力端子の間、及び第２の入力端子と第２
の出力端子の間に挿入されることを特徴とする請求項１
記載の注入同期発振器。 - 【請求項４】 前記非可逆４端子回路が４個のゲート接
地ＦＥＴを有し、第１のゲート接地ＦＥＴのソースと第
２のゲート接地ＦＥＴのソースとを前記第１の入力端子
に接続し、第３のゲート接地ＦＥＴのソースと第４のゲ
ート接地ＦＥＴのソースとを前記第２の入力端子に接続
し、第１のゲート接地ＦＥＴのドレインと第３のゲート
接地ＦＥＴのドレインとを前記第２の出力端子に接続
し、第２のゲート接地ＦＥＴのドレインと第４のゲート
接地ＦＥＴのドレインとを前記第１の出力端子に接続し
たことを特徴とする請求項１記載の注入同期発振器。 - 【請求項５】 注入同期発振器と出力分岐増幅器との組
合体を複数個有し、 各注入同期発振器は、第１及び第２の入力端子と第１及
び第２の出力端子を有し、第１の入力端子から第１の出
力端子及び第２の出力端子への信号伝達が非可逆的であ
り、第２の入力端子から第１の出力端子及び第２の出力
端子への信号伝達が非可逆的であり、第１の入力端子と
第２の入力端子の間及び第１の出力端子と第２の出力端
子の間は電気的にアイソレートされた非可逆４端子回路
と、前記第１の出力端子に入力端を接続し、前記第２の
入力端子に出力端を接続する、前記４端子回路の動作周
波数帯域の少なく共一部の帯域で動作する増幅器とを有
し、前記第２の出力端子から発振出力を得、 各出力分岐増幅器は複数の出力端を有し、ひとつの出力
端を当該組合体の注入同期発振器の第１の入力端子に接
続し、別の出力端を別の組合体の出力分岐増幅器の入力
に接続し、第１の組合体の出力分岐増幅器の入力には注
入信号を入力することを特徴とする、集合注入同期発振
器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6024908A JPH07221546A (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | 注入同期発振器 |
| DE69520459T DE69520459T2 (de) | 1994-01-28 | 1995-01-26 | Injektionssynchronisierter Oszillator |
| EP95400171A EP0665652B1 (en) | 1994-01-28 | 1995-01-26 | Injection-locked oscillator |
| US08/378,952 US5546056A (en) | 1994-01-28 | 1995-01-27 | Injection-locked oscillator having non-reciprocal four port network |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6024908A JPH07221546A (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | 注入同期発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221546A true JPH07221546A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=12151282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6024908A Withdrawn JPH07221546A (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | 注入同期発振器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5546056A (ja) |
| EP (1) | EP0665652B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07221546A (ja) |
| DE (1) | DE69520459T2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2003103146A1 (ja) * | 2002-05-17 | 2003-12-11 | 日本電気株式会社 | 基準振動発生装置、その相互同期化系およびその相互同期化方法 |
| US7863987B2 (en) | 2005-09-16 | 2011-01-04 | Fujitsu Limited | Clock signal generating and distributing apparatus |
| JP2013157654A (ja) * | 2012-01-26 | 2013-08-15 | Fujitsu Ltd | クロック分配器、及び、電子装置 |
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| US9374100B2 (en) * | 2009-07-01 | 2016-06-21 | Qualcomm Incorporated | Low power LO distribution using a frequency-multiplying subharmonically injection-locked oscillator |
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|---|---|---|---|---|
| JPS58209232A (ja) * | 1982-05-31 | 1983-12-06 | Nec Corp | 発振回路 |
| JPS59161925A (ja) * | 1983-03-07 | 1984-09-12 | Mitsubishi Electric Corp | 注入同期発振器 |
-
1994
- 1994-01-28 JP JP6024908A patent/JPH07221546A/ja not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-01-26 DE DE69520459T patent/DE69520459T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-01-26 EP EP95400171A patent/EP0665652B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-01-27 US US08/378,952 patent/US5546056A/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2013157654A (ja) * | 2012-01-26 | 2013-08-15 | Fujitsu Ltd | クロック分配器、及び、電子装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69520459T2 (de) | 2001-08-23 |
| EP0665652A1 (en) | 1995-08-02 |
| US5546056A (en) | 1996-08-13 |
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| DE69520459D1 (de) | 2001-05-03 |
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