JP3927475B2

JP3927475B2 - 高周波発振器

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Publication number: JP3927475B2
Application number: JP2002263300A
Authority: JP
Inventors: 正義相川; 文雄浅村; 武雄追田
Original assignee: NATIONAL UNIVERSITY CORPORATION SAGA UNIVERSITY; Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Current assignee: NATIONAL UNIVERSITY CORPORATION SAGA UNIVERSITY; Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date: 2001-09-14
Filing date: 2002-09-09
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2022-09-09
Also published as: JP2004096693A; US20030098746A1; US6703904B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はミリ波やマイクロ波帯の高周波発振器を産業上の技術分野とし、特に同一の発振周波数とした第１と第２の発振器の出力を合成してなる、平衡型と不平衡型の伝送路を用いた高周波発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（発明の背景）高周波発振器（概ね1〜100ＧHz）は例えば光ケーブルと連動して高周波回線網の発振源として、あるいは測定器の発振源として有用される。このようなものの一つに、発振器の出力を合成して基本波の２倍波を出力する所謂Push−Push発振器（２倍波発振器とする、参照：特開平4-175001号公報）がある。
【０００３】
（従来技術の一例）第２０図は一従来例の概要を説明する２倍波発振器のブロック回路図である。
２倍波発振器は、共振器１、第１と第２の発振部２（ａｂ）及び合成器３から構成される。共振器１は、例えば誘電体共振器やＩＣ内に設けたＬＣ素子やマイクロストリップライン（以下、ＭＳＬとする）９を用いてなる。各発振部２（ａｂ）は発振用増幅器及び帰還系を含み、共振器１を共有して同一発振周波数（基本波）ｆ0となる第１と第２の発振器を形成する。但し、各発振器からの基本波出力は180度の位相差を持ち、互いに逆相とする。合成器３は例えば差動増幅器からなる同相の合成器とし、各発振器の出力を合成する。そして、合成出力ｆoutを得る。
【０００４】
このようなものでは、第２１図に示したように第１と第２の発振部２（ａｂ）からの基本波ｆ0の出力は、位相が180度反転するので「同図（ａｂ）」、その合成出力はそれぞれ相殺されて０となる「同図（ｃ）」。そして、基本波ｆ0の２倍波2ｆ0の出力は位相が一致するため「同図（ａｂ）」、両者が合成されて出力される「同図（ｃ）」。なお、基本波及びその奇数倍は相殺される。そして、各偶数倍波はいずれも２倍になるが、４倍波以降の偶数倍波は２倍波に比較して格段にレベルが小さい。その結果、合成出力ｆoutは、２倍波２ｆ0が最大レベルとなって出力される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
（従来技術の問題点）しかしながら、上記構成の２倍波発振器では、第１と第２の発振部２（ａｂ）の出力を合成する合成器３を必要とするので、小型化の促進を阻害する問題があった。また、合成器３も含めて第１と第２の発振部２（ａｂ）からの発振周波数（基本波）は、逆相とする位相差180度を維持しなければならず、電気的な回路設計では困難があった。
【０００６】
（発明の目的）本発明は、小型化を促進して設計を容易にした高周波発振器を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段、請求項１に相当】
本発明は、二つの発振器の出力を合成してなる高周波発振器において、基板の一主面に形成されて延出方向の両端を電気的な短絡端としたスロットラインと、前記スロットラインの両側に配置されて同一発振周波数とする第１と第２の発振用増幅器と、前記第１と第２の発振用増幅器の入力側同士及び出力側同士を電気的に接続して前記スロットラインを横断するとともに第１と第２の発振閉ループを形成する不平衡型の伝送路とを備え、前記第１と第２の発振用増幅の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路による高周波は前記スロットラインによって不平衡型から平衡モードに変換されて前記スロットラインを伝送し、前記第１と第２の発振用増幅器の入力側を接続する不平衡型の伝送路によって受信された高周波は不平衡モードから平衡モードに変換されて前記第１と第２の発振用増幅器に伝送される構成とする。
【０００８】
本発明では、第１と第２の発振用増幅器の出力側からの不平衡型の伝送路による高周波は、ＳＬにて不平衡モードから平衡モードに変換され、ＳＬの一端及び他端方向に伝播する。この場合、平衡モードに変換された高周波は、ＳＬの両側では互いに逆相として進行する。そして、入力側同士を接続する不平衡型の伝送路に受信された高周波は再び不平衡モードに変換され、ＳＬの幅方向の中点から逆相で２分岐して第１と第２の発振用増幅器の入力側に帰還する。したがって、第１と第２の発振用増幅器は互いに逆相での発振となり、結局互いに逆相とした第１と第２の発振閉ループを形成する。以下、本発明の各実施例によってさらに詳細に説明する。
【０００９】
【第１実施例、請求項１、２、１４、１５、１６】
第１図（ａｂｃ）は本発明の一実施例を説明する高周波発振器ここでは２倍波発振器の模式図で、同図（ａ）は一主面側の、同図（ｂ）は他主面側の平面図、同図（ｃ）は同図（ａ）のＡ−Ａ断面図である。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。
【００１０】
二倍波発振器（Push-Push発振器）は、平衡型の伝送路であるＳＬ８と、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）と、不平衡型の伝送路９と、出力線５とからなる。ＳＬ８は例えば誘電体からなる基板６の一主面に設けられた金属導体７に、両端を電気的な短絡端とした開口線路を形成してなる。そして、ＳＬ８の両側の金属導体７間での電界及びこれによる磁界によって、高周波がＳＬ８の延出方向に沿って一端及び他端（図の上下端）方向に伝播する（所謂平衡モード、ここでは概ね矩形金属導波管ＴＥ10モードに類似のＳＬモードによる伝播）。
【００１１】
第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）は、ＳＬ８の長さ方向における中央領域の下端側で、幅方向の両側に入力側を対向して配置される。そして、同一発振周波数で同一振幅とする。なお、図中では発振用増幅器４（ａｂ）の電源及びアースラインは省略してある。但し、アースラインは他主面の金属導体７にビアホールによって接続する。
【００１２】
不平衡型の伝送路９は、第１と第２の発振器用増幅器４（ａｂ）を経て閉ループを形成する第１と第２のＭＳＬ２０（ａｂ）からなる。第１ＭＳＬ２０ａはＳＬ８の中央領域の一端側を横断して、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の入力側同士を接続する。第２ＭＳＬ２０ｂは中央領域の他端側を横断して、第１と第２の発振器用増幅器４（ａｂ）の出力側同士を接続する。第１と第２のＭＳＬ９（ａｂ）とＳＬ８の上下端との距離を発振周波数（基本波）ｆ0の波長に対して約λ／４とする。
【００１３】
なお、ＭＳＬ９（ａｂ）は、基本的に、一主面の金属導体７を接地導体として生ずる電界及び磁界によって、高周波が伝播する（所謂不平衡モード、ここでは概ねＴＥＭモードによる伝播）。
【００１４】
出力線５は、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の出力側同士を接続する第２ＭＳＬ２０ｂに接続し、ＳＬ８内を延出してその下端をまたいで形成される。ここでは、出力線５の幅の中心と第２ＭＳＬ２０ｂの中間点は一致させる。そして、ＳＬ８内での出力線５の幅はＳＬ８外の幅よりも大きくし、特性インピーダンスを整合する。
【００１５】
（作用）このような構成であれば、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）からのＭＳＬによる不平衡モードの出力（高周波）は、ＳＬ８を横断するのでＳＬによる平衡モードに変換されてＳＬ８を上下方向に伝播する。ここで、ＳＬ８は平衡モードなので、ＳＬ８の両側での金属導体７間で逆相の電界によって高周波は伝播する。
【００１６】
したがって、発振用増幅器４（ａｂ）からの第２ＭＳＬ２０ｂによる不平衡モードの出力（高周波）は、スロットライン８により平衡モードに変換されて伝播する際、必然的に逆相になって伝播する。
【００１７】
そして、上方向に伝播した高周波は、第１ＭＳＬ２０ａによって不平衡モードに再び変換される。この場合、ＳＬ８は平衡モードの伝送路であるから、幅方向の中点から見て、互いに逆相で同じ振幅で分岐し、各発振用増幅器４（ａｂ）の入力側に帰還される。したがって、ＳＬ８は、第１と第２のＭＳＬ９（ａｂ）とともに第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）による各発振閉ループを形成し、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の出力を互いに逆相にする。
【００１８】
以上により、ＳＬ８及び第１と第２のＭＳＬ９（ａｂ）は、発振用増幅器４（ａｂ）による２つの発振閉ループを形成するとともに、その一部が伝送路を共用する平衡型の伝送路（ＳＬ８）であるが故に、２系統の発振位相を逆相の関係で発振させることになる。なお、発振周波数（基本波ｆ0）は、２つの発振閉ループの遅延量と発振用増幅器４（ａｂ）の位相振幅特性で基本的に決定される。
【００１９】
要するに、本実施例では、２つの発振閉ループによる逆相発振を生起して、２つの発振出力を同相合成することができる。したがって、前述したPush-Pushの原理に基づき、発振周波数（基本波ｆ0）の２倍の周波数（２倍波２ｆ0）を出力線５によって、取り出すことができる。
【００２０】
すなわち、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の出力は、第２ＭＳＬ２０ｂに接続されるので、その中間点では基本波ｆ0が相殺して２倍波２ｆ0が合成される。したがって、これを出力線５によって取り出すことができる。なお、出力線５は直下にＳＬ８があって特性インピーダンスが高くなるので、線幅を広げて一定の値にしてある。
【００２１】
（効果）したがって、このような構成及び作用の２倍波発振器では、第２ＭＳＬ２０ｂに出力線５を設ければよいので、従来のような合成器３を不要にして、小型化を促進できる。また、ＳＬ８によって、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）による発振位相を確実に逆相にできるので、回路設計を容易にする。
【００２２】
また、この実施例では、第１及び第２ＭＳＬ２０（ａｂ）からＳＬ８の上下端までの各距離は、発振周波数（基本波ｆ0）の波長λの約１／４とするので、第１及び第２ＭＳＬ２０（ａｂ）からＳＬ８の上下端側を見たインピーダンスは概ね無限大となる。したがって、ＳＬ８によって平衡モードに変換された高周波（基本波ｆ0）は、第１ＭＳＬ２０ａと第２ＭＳＬ２０ｂとの間で伝播し、基本波以外の周波数成分を抑圧してＱを高める。
【００２３】
但し、ＳＬ８は、必ずしもその上下端が第１及び第２ＭＳＬ２０（ａｂ）からλ／４である必要はなく、例えば第１及び第２ＭＳＬ２０（ａｂ）から外側はＳＬが形成されていなくても基本的には動作する。
【００２４】
【第２実施例、請求項２０、２１】
第２図は、本発明の第２実施例を説明する二倍波発振器の模式的な他主面側の平面図である。なお、これ以降の各実施例では前実施例と同一部分の説明は省略又は簡略する。
前第１実施例では平衡モードのＳＬ８と不平衡モードの伝送路「第１及び第２ＭＳＬ２０（ａｂ）」を組み合わせて二倍波発振器の発振閉ループを構成したが、基本的には発振器のＱは小さく、発振周波数の安定度が低い。第２実施例は、これを改善する例で所謂注入同期を取り入れたものである。
【００２５】
すなわち、第２実施例では、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の各入力側を接続するＳＬ８内の第１ＭＳＬ２０ａに注入同期用の注入線１０を接続する。そして、ＳＬ８内を延出して上端をまたいで形成される。ここでも、前述した出力線５と同様に、注入線１０の幅の中心と第１ＭＳＬ２０ａの中間点を一致させ、伝送インピーダンスの整合のため、ＳＬ８内での線幅はＳＬ８外の線幅よりも大きくする。
【００２６】
注入同期用の信号源は、Ｑが大きくて安定度が高い例えば水晶発振器によるオーバトーンや逓倍による発振周波数（同期信号とする）とする。そして、同期信号は高周波発振器の発振波周波数（基本波ｆ0）に対して１／ｎ（但しｎは整数）となる周波数とする。以下、例えばｎ＝２として説明する。
【００２７】
このようなものでは、注入線１０からの同期信号によって、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）による各発振閉ループの高周波は、位相が揃えられる。この場合は、第３図に示したように、高周波発振器の基本波ｆ0に対して同期信号はｆ0／２なので、第１と第２の発振閉ループによる基本波ｆ0「同図（ａｂ）」の波長の２λごとに同期する。但し、第１と第２の発振閉ループの出力は互いに逆相なので、λ分ずれて同期する。これにより、基本波ｆ0が安定するので、結果として出力線５からの２倍波２ｆ0も安定する。
【００２８】
なお、ここでは同期信号源として水晶発振器を適用し、高周波発振器の基本波ｆ0（例えば１ＧHz）に対して、オーバトーンや逓倍によってｆ0／２（500ＭHz）の周波数を得たが、同期信号をｆ0／10にすれば100ＭHzとなるので、水晶発振器の基本波を適用できる。この場合、逓倍回路等を不要にするので、小型化や経済性に適する。なお、水晶発振器では、逓倍数を多くしても現状では前述の500ＭHz程度が限度である。
【００２９】
【第３実施例、請求項７】
第４図は本発明の第３実施例を説明する２倍波発振器の模式的な他主面側の平面図である。
前実施例での２倍波発振器ではいずれも発振周波数（基本波ｆ0）は固定として２倍波を得たが、第３実施例では基本波ｆ0を可変させた場合の例である。
【００３０】
すなわち、第３実施例では、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の入力側同士を接続するＳＬ８内の第１ＭＳＬ２０ａとＳＬ８の上端との間に、電圧可変容量素子１１を配置する。電圧可変容量素子１１はＳＬ８の幅方向に配置される。電圧可変容量素子１１の両端子にはＳＬ８の両側から発振周波数（基本波ｆ0）の波長λに対してλ／４とした信号線１２を第１ＭＳＬ２０ａと平行に接続する。そして、電圧可変容量素子１１の両端子には、引出線１３を経てアノードを−、カソードを＋とした逆電圧となる制御電圧を印加する。なお、引出線１３は例えばＭＳＬとする。
【００３１】
このようなものでは、第１ＭＳＬ２０ａとＳＬ８の上端の間に配置された電圧可変容量素子１１には、ＳＬ８を形成する両側の金属導体７間に発生する電界が印加される。したがって、電圧可変容量素子１１は第１と第２の発振閉ループに並列に接続されたことになり、発振閉ループの電気的な線路長を実質的に可変する。そして、電圧可変容量素子１１は、制御電圧によって端子間の容量が変化する。これにより、制御電圧によって容量を可変すれば、各発振閉ループに対する並列容量がそれぞれ同量変化するので、発振周波数（基本波ｆ0）を同じだけ変化させて制御できる。したがって、出力線５からの２倍波２ｆ0の周波数も制御できる。
【００３２】
【第４実施例、請求項１７、１８】
第５図は本発明の第４実施例を説明する２倍波発振器の模式的な他主面側の平面図である。
前各実施例では、出力線５の長さはλ／４としたＳＬ８内に同長として形成したが、この例では概ねλ／８に２分割して形成する。このようにすれば、λ／８とした各線路は２倍波の共振周波数２ｆ0のλ／４となるので、２倍波以外の周波数を抑圧して不要波を排除できる。例えば第２実施例で示した注入同期をかけた場合、注入線１０からの同期信号が出力線５に漏れて雑音成分として重畳するが、これを排除できる。なお、分割された出力線５は静電結合によって電気的に接続する。
【００３３】
なお、例えば第６図（一部図）に示したように、出力線５を櫛歯上に分割してもよい。このようにすれば、出力線５の静電結合が高まり、損失をさらに小さくできる。そして、これらに限らず、出力線５は発振周波数（基本波ｆ0）の２倍となる周波数の帯域通過フィルタであればよい。
【００３４】
【第５実施例、請求項２３、２４】
第７図は本発明の第５実施例を説明する高周波発振器の模式的な他主面側の平面図である。
前各実施例では高周波発振器を２倍波発振器として説明したが、第６実施例では基本波での出力レベルを高める場合の例である。すなわち、この場合には、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の各出力側を接続する第２ＭＳＬ２０ｂに対して、ＳＬ８を横断する出力線５を平行に形成する。そして、一端側を出力端として他端側をＳＬ８の右端から、基本波の波長のλ／４分延出する。
【００３５】
このようなものでは、発振用増幅器４（ａｂ）の各出力が前述同様にＳＬ８によって平衡モードに変換されてＳＬ８内を伝播する。そして、第１ＭＳＬ２０ａによってＭＳＬによる不平衡モードに変換される。この場合、出力線５の他端側をＳＬ８の右端から基本波の波長のλ／４分延出したことにより、他端側を短絡した換言するとアース接地したとみなせる。
【００３６】
そして、ＳＬ８の両端（左右）側では発振用増幅器４（ａｂ）による互いに逆相の電位が生ずる。したがって、出力線５の一端側（出力端）の電位は他端側（０電位に）みれば倍になる。これにより、発振周波数を基本波ｆ0として、第１と第２の発振出力を合成した出力レベルの高い出力が得られる。
【００３７】
なお、ここでは、出力線５を第２ＭＳＬ２０ｂに対して平行に配置したので、第２ＭＳＬ２０ｂからＳＬ８の下端を見たインピーダンスは、第２ＭＳＬ２０ｂのインピーダンスに依存して例えば５０Ωになる。但し、この場合でも、ＳＬ８の下端までをλ／４とすることによって、出力線５での伝送効率（変換効率）を高められる。
【００３８】
【第６実施例、請求項３、１９】
第８図は本発明の第６実施例を説明する２倍波発振器の模式的な一主面側の平面図で、同図（ａ）は一主面側の平面図で、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。前各実施例では不平衡型の伝送路９として第１及び第２ＭＳＬ２０（ａｂ）を適用したが、この実施例ではＭＳＬに代えてコプレーナライン（以下、ＣＰＷとする）を適用した場合の例である。すなわち、この実施例では、ＳＬ８の両側に設けられた第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の入力側と出力側同士を接続して閉ループとする不平衡型の伝送路９を、第１と第２のＣＰＷ２１（ａｂ）から形成する。
【００３９】
なお、ＣＰＷ２１（ａｂ）は中央に信号線を有し、両側の金属導体７との間にギャップを有する。そして、信号線と金属導体７の間で生ずる電界及びこれによる磁界によって不平衡型の伝送路を形成し、高周波が伝播する。ここでは、両側の金属導体７は、導線のエアブリッジ１４によって同電位に接続される。また、発振器用増幅器４（ａｂ）は例えばバンプ１７を用いて直接に第２伝送路（ＣＰＷ）９ｂに接続する。これは、第１実施例でも同様に適用できる。
【００４０】
このようなものでは、前述同様に、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）からの高周波は、出力側を接続する第２ＣＰＷ２１ｂを経て、不平衡モードからＳＬ８による平衡モードに変換される。そして、入力側を結ぶ第１ＣＰＷ２１ａにて平衡モードから不平衡モードに変換され、それぞれ第１と第２の発振閉ループを形成する。
【００４１】
第１と第２の発振閉ループによる発振周波数（基本波ｆ0）は、前述同様に第１と第２ＣＰＷ２１（ａｂ）とＳＬ８の線路長及び各発振用増幅器４（ａｂ）によって決定される。また、第１及び第２ＣＰＷ２１（ａｂ）からＳＬ８の上下端の間隙（距離）をλ／４にするので、前述同様に共振器として機能し、基本波の完全定在波を生じてＱを高める。
【００４２】
そして、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の各出力側を接続する第２ＣＰＷ２１ｂでは基本波ｆ0が相殺され、２倍波２ｆ0が２倍に合成される。そして、ここでは、ＳＬ８内に設けたＣＰＷとして機能する第１出力線５ａ及び他主面に設けた第２出力線５ｂによって二倍波を導出できる。なお、第２出力線５ｂは、第１出力線５ａとλ／４の長さ分（２ｆ0）重畳して、一主面の金属導体７を接地導体として実質的にＭＳＬ９を形成する。
【００４３】
そして、この場合でも、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の各入力側を接続するＳＬ８内の第１ＣＰＷ２１ａに注入同期用のＣＰＷとして機能する第１注入線１０ａを接続して、水晶発振器からの同期信号を加えることにより、基本波ｆ0の位相を合わせてさらにＱを高められる。なお、ここでは、電極貫通孔（所謂ビアホール）によって、同期信号源と接続するＭＳＬとして機能する第２信号線１０ｂに第１注入線１０ａを接続する。
【００４４】
この場合、注入される同期信号の周波数は低いので、ビアホールによるインピーダンス不整合等による特性劣化は抑圧できる。なお、ビアホールに代えて、前述のように２倍波２ｆ0に対してλ／４の長さ分重畳させてもよい。また、ＳＬ８内に電圧可変容量素子（未図示）を配置することによって、前述同様に発振周波数を制御できる。
【００４５】
このような構成であっても、不平衡型の伝送路９を前述したＭＳＬ９にした場合と同様に、合成器を不要にして、設計を容易にする。そして、この場合には、基板６の一主面側にてＳＬ８とＣＰＷ２１（ａｂ）によって構成できて接地導体（アース）を他主面に要しないので、発振用増幅器４（ａｂ）のアースを同一主面側に形成できて設計を容易にする。なお、ＣＰＷを用いても基本波の出力レベルの２倍となる出力を得ることができる（未図示）。
【００４６】
【第７実施例、請求項４、５、６、１９】
第９図は本発明の第７実施例を説明する２倍波発振器の模式的な一主面側の平面図で、同図（ａ）は一主面側の平面図で、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。前実施例では、不平衡型の伝送路９は、ＭＳＬ又はＣＰＷかのいずれか一方を適用したが、第７実施例では両者を組み合わせて構成したものである。
【００４７】
すなわち、第７実施例では、ＳＬ８の両側に設けられた第１と第２の発振器用増幅器４（ａｂ）の入力側同士をＭＳＬ２０とＣＰＷ２１（ａｂ）とから形成する。他主面に設けられたＭＳＬ２０は上端側で一主面側のＳＬ８を横断し、ビアホールを経て下端側の両端にＣＰＷ２１（ａｂ）を接続する。
【００４８】
そして、各ＣＰＷ２１（ａｂ）に第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の入力側を接続するとともに、各発振器用増幅器４（ａｂ）の出力側同士を接続してその中点をＳＬ８内に設けられた第１出力線５ａに接続する。第１出力線５ａは前述のようにＣＰＷを形成し、ＭＳＬからなる他主面の第２出力線５ｂと電磁結合する。なお、各ＣＰＷ２１（ａｂ）と各発振用増幅器４（ａｂ）の入力側、各発振用増幅器４（ａｂ）の出力側同士及び第１出力線５とはバンプ等を含む導線によって接続される。
【００４９】
この場合でも、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）の出力が互いに逆相であることから、ＳＬ８の両側では逆相の電位を生じる。したがって、上下端方向には前述同様にＳＬ８を高周波が伝播する。なお、下端方向には第１出力線５ａを中点電位の信号線として電界方向を同一方向としたＣＰＷの同相モードによって伝播するとも言える。
【００５０】
このような構成であっても、前述同様に、第１出力線５ａの中点にて基本波ｆ0が相殺されて２倍波２ｆ0を得られ、合成器を不要にして設計を容易にする。そして、ここでも、接地導体を他主面に要しない共平面構造とするので、発振器用増幅器４（ａｂ）の接続を容易にする。
【００５１】
この場合でも、ＭＳＬ２０に第１及び第２注入線１０（ａｂ）を接続して同期信号を注入できる。また、この実施例においても、第１０図に示したように、ビアホールに代えて、ＭＳＬ２０の両端側の長さを約λ／４分各ＣＰＷ２１（ａｂ）と重畳してもよい。これにより、ＭＳＬ２０の両端は電気的な短絡端となって電磁結合する。この場合、ビアホールが全く存在しない共平面構造とするので、伝送損失の少ない２倍波発振器が得られる。但し、線路長が長くなるので、超高周波の場合に適する。
【００５２】
【第８実施例】
（請求項１、８、９、１１、１２、１４、１５、１９、２０、２２）
第１１図は本発明の第８実施例を説明する２倍波発振器の図で、同図（ａ）は模式的な一主面の平面図で、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。
前各実施例ではＳＬ８を一方向（上下方向）にのみ形成した例を示したが、第８実施例はＳＬ８（ａｂ）を交差して形成する例である。この例では、基板６の上下方向に第１ＳＬ８ａを形成し、これと中央部で直交する他方向（左右方向）に第２ＳＬ８ｂを形成する。
【００５３】
第２ＳＬ８ａのスロット（開口部）内には、外周囲の金属導体７に左右端が接続（短絡）して、第１ＳＬ８ａの幅方向の両端側で分断する信号線１７を設けてなる。要するに、第１ＳＬ８ａに対して中央部で直交する両端短絡のＣＰＷを形成してなる。そして、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）を第１ＳＬ８ａの幅方向の両端側に配置し、入出力端をそれぞれ分断された信号線１７に接続する。
【００５４】
基板６の他主面には、第１及び第２ＳＬ８（ａｂ）の交差点及び第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）を囲み、各ＳＬ８（ａｂ）を上下左右で横断して周回する方形状のＭＳＬ１８が形成される。
【００５５】
ＭＳＬ１８の上下方向での横断点から第１ＳＬ８ａの上下端までは約λ／４の長さとし、前述同様に横断点から見て第１ＳＬ８ａの上下端を電気的な開放端とする。ここでは、左右方向でのＭＳＬ１８の横断点から第２ＳＬ８ｂの左右端までも約λ／４とする。そして、左右のＭＳＬ１８の中点からは短絡線路１９（ａｂ）を延出する。短絡線路１９（ａｂ）は約λ／４の長さとしたＭＳＬとする。
【００５６】
このようなものでは、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）からの出力が中央の信号線を経て第１ＳＬにより平衡モードに変換される。そして、例えばＳＬ８ａの左側を＋、右側を−電位とすれば、これまでも同様なように第１ＳＬ８ａでは矢印で示した左から右方向への電界が発生する。これに対し、ＣＰＷを形成する第２ＳＬ８ｂでは、信号線１７を基準電位として、左側の第２ＳＬ８では上下方向から信号線１７に向かう電界が、右側の第２ＳＬ８では信号線１７から上下方向に向かう電界が発生する。これにより、第２ＳＬ８ｂの左右側では、信号線１７を基準電位とした逆向きの電界による不平衡モード（Odd mode即ちコプレーナラインモード）で、互いに逆相の高周波が伝播する。
【００５７】
これらから、第１ＳＬ８ａの上下方向に伝播した平衡モードの高周波は、上下両端側のＭＳＬ１８によって、幅方向の中点からから見て互いに逆相の不平衡モードに変換され、それぞれ２分岐して左右方向に伝播する。そして、第２ＳＬ８ｂを横断する左右のＭＳＬ１８に接続した短絡線路１９（ａｂ）に流入する。これにより、逆相２分岐された左右での高周波は、ＭＳＬ１８の不平衡モードから信号線１７を有する第２ＳＬ８ｂ即ちＣＰＷによる不平衡モードに変換される。そして、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）に入力する。
【００５８】
したがって、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）は、上下両端を電気的な開放とした平衡モードの第１ＳＬ８ａ、及び不平衡型の伝送路９としての短絡線路１９（ａｂ）を含むＭＳＬ１８、左右両端を短絡とした信号線１７を有する第２ＳＬ８ｂを経て、左右２系統の発振閉ループを形成する。図中では符号９は示されていない（これ以降も同様）。
【００５９】
なお、左右の信号線１７と上下の接地導体７との間の電界によって高周波が伝播するので、上下左右での４系統の発振閉ループを形成する。そして、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）を共通とした左右における上下の発振閉ループは同相での発振と言うこともできる。
【００６０】
したがって、第１２図に示したように、第１と第２の発振用増幅器４（ａｂ）を接続する注入線１０ａに、例えば下端側で前述同様にＣＰＷとする注入線１０ａ５ａ及びＭＳＬとする第２出力線５ｂを接続すれば、基本波ｆ0が相殺されて２倍波２ｆ0が合成された出力を得ることができる。また、上端側で注入線１０ａに第１及び第２注入線１０（ａｂ）を接続すれば、同期信号を注入できて二倍波２ｆ0の発振周波数を安定にする。
【００６１】
なお、この例においては、左右のＭＳＬ１８に接続する短絡線路１９（ａｂ）はλ／４としたＭＳＬとしたが、例えば第１３図に示したように短絡線路１９（ａｂ）を短くしてビアホールによって信号線１７に接続してもよい。そして、この場合、第１４図に示したように、信号線１７を短くして両端を電気的な開放にすれば、高インピーダンスの設計にできる。
【００６２】
【第９実施例、請求項１３】
第１５図は本発明の第９実施例を説明する周波数可変型とした２倍波発振器の模式的な平面図である。
第９実施例は、前第８実施例の交差する第１と第２のＳＬ８（ａｂ）を用いた２倍波発振器に電圧可変容量素子を配置して周波数可変型とする例である。この例では、例えば第２ＳＬ８ｂの左右を横断するＭＳＬ１８と短絡線路１９（ａｂ）との間に、例えば図面の右側をアノード、左側をカソードとする極性を同一方向とした電圧可変容量素子１１（ａｂ）を配置する。
【００６３】
このようなものでは、電圧可変容量素子１１（ａｂ）はＭＳＬ１８とＣＰＷを形成する信号線１９（ａｂ）との間に接続され、発振閉ループ内に等価的に直列に挿入されたことになる。したがって、電圧可変容量素子１９ａのカソードに＋とし、電圧可変容量素子１９ｂのアノードに−とした制御電圧を印加することによって、発振閉ループの直列等価容量換言すると電気長を変えることになり、基本波ｆ0の発振周波数を可変できる。これにより、合成出力である２倍波２ｆ0の発振周波数も変化する。
【００６４】
なお、第１６図に示したように、左右を横断するＭＳＬ１８からビアホールによって、第２ＳＬ８ｂの信号線１７に接続する短絡線路１９（ａｂ）を接続する。そして、第２ＳＬ８ｂの両端側でそれぞれアノードを信号線１７に、カソードを金属導体７に接続した電圧可変容量素子１１（ａｂ）を配置してもよい。
【００６５】
この場合でも、前述同様に、電圧可変容量素子１１（ａｂ）はＭＳＬ１８とＣＰＷを形成する信号線１９（ａｂ）との間に並列に接続され、発振閉ループ内に直列に挿入されたことになる。したがって、例えば一方の電圧可変容量素子１９ｂのアノードに−とした制御電圧を印加することによって、基本波及ｆ0及び２倍波２ｆ0の発振周波数を可変できる。
【００６６】
この場合は、第２ＳＬ８ｂの長さをλ／４として低インピーダンスとしているので、電圧可変容量素子１１（ａｂ）の値は大きくする。また、第１７図に示したように、第２ＳＬ８ｂの長さをλ／４より短くして高インピーダンスとした場合には電圧可変容量素子１１（ａｂ）の値は小さくする。
【００６７】
【第１０実施例、請求項１３】
第１８図は本発明の第１０実施例を説明する周波数可変型とした他の例を示す２倍波発振器の模式的な平面図である。前第９実施例では第２ＳＬ８ｂに電圧可変容量素子を配置したが、第１０実施例は第１ＳＬ８ａに配置する例である。
【００６８】
すなわち、第１０実施例では、第１ＳＬ８ａの上下を横断するＭＳＬ１８の外側でそれぞれ一対の電圧可変容量素子１１（ａｂ）を配置する。ここでは、上下端側で、一対の電圧可変容量素子１１（ａｂ）のアノードを出力線５ａ及び注入線１０ａに、カソードを金属導体７に接続する。ここでは、第２ＳＬ８ｂの左右を横断するＭＳＬ１８には、λ／４とした短絡線路１９（ａｂ）を接続する。
【００６９】
このようなものでは、第１ＳＬ８ａ内の出力線５ａ及び注入線１０ａと接地導体７との間にそれぞれ電圧可変容量素子１１（ａｂ）を接続するので、前第３実施例（第４図）で説明したと同様に、上下左右の発振閉ループに直列に挿入されたことになる。したがって、第２信号線１７の中点に−とした制御電圧を印加することによって、基本波ｆ0及び２倍波２ｆ0の発振周波数を可変できる。
【００７０】
なお、第１９図に示したように、左右のＭＳＬ１８に接続するλ／４とした短絡線路１９（ａｂ）に代えて、前述のようにビアホールによる短絡線路１９（ａｂ）としてもよい。この場合でも、第２０図に示したように信号線１７の長さをλ／４以下にして両端を開放端とすれば、高インピーダンスの設計となる。
【００７１】
また、本発明では、平面回路構成を採用しているので所謂所謂ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）構成とした高周波発振器を容易に作成することができる。特に、ＣＰＷやＳＬを用いたユニプレーナ型ＭＭＩＣ、さらにはより超小型化が期待される多層３次元ＭＭＩＣ化にも適した構造になる。
【００７２】
【発明の効果】
本発明は、二つの発振器の出力を合成してなる高周波発振器において、基板の一主面に形成されて延出方向の両端を電気的な短絡端としたスロットラインと、前記スロットラインの両側に配置されて同一発振周波数とする第１と第２の発振用増幅器と、前記第１と第２の発振用増幅器の入力側同士及び出力側同士を電気的に接続して前記スロットラインを横断するとともに第１と第２の発振閉ループを形成する不平衡型の伝送路とを備え、前記第１と第２の発振用増幅の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路による高周波は前記スロットラインによって不平衡型から平衡モードに変換されて前記スロットラインを伝送し、前記第１と第２の発振用増幅器の入力側を接続する不平衡型の伝送路によって受信された高周波は不平衡モードから平衡モードに変換されて前記第１と第２の発振用増幅器に伝送される構成とする。したがって、小型化を促進して設計を容易にした高周波発振器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を説明する２倍波発振器の図で、同図（ａ）は模式的な平面図、同図（ｂ）は裏面図、同図（ｃ）は同図（ａ）のＡ−Ａ断面図である。
【図２】本発明の第２実施例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図３】本発明の第２実施例の作用を説明する周波数特性図である。
【図４】本発明の第３実施例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図５】本発明の第４実施例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図６】本発明の第４実施例の他の例を説明する一部平面図である。
【図７】本発明の第５実施例を説明する高周波発振器の模式的な平面図である。
【図８】本発明の第６実施例を説明する２倍波発振器の図で、同図（ａ）は模式的な平面図、同図（ｂ）は同断面図である。
【図９】本発明の第７実施例を説明する２倍波発振器の図で、同図（ａ）は模式的な平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。
【図１０】本発明の第７実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１１】本発明の第８実施例を説明する２倍波発振器の図で、同図（ａ）は模式的な平面図、同図（ｂ）は同断面図である。
【図１２】本発明の第８実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１３】本発明の第８実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１４】本発明の第８実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１５】本発明の第９実施例を説明する２倍波発振器の図で、同図（ａ）は模式的な平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。
【図１６】本発明の第９実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１７】本発明の第９実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１８】本発明の第１０実施例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図１９】本発明の第１０実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図２０】本発明の第１０実施例の他の例を説明する２倍波発振器の模式的な平面図である。
【図２１】従来例を説明する２倍波発振器のブロック図である。
【図２２】従来例を説明する２倍波発振器の周波数特性図である。
【符号の説明】
１共振器、２発振部、３合成器、４発振用増幅器、５出力線、６誘電体基板、７金属導体、８ＳＬ、９不平衡型の伝送路、１０注入線、１１電圧可変容量素子、１３引出線、１４導線、２０ＭＳＬ．

Claims

二つの発振器の出力を合成してなる高周波発振器において、基板の一主面に形成されて延出方向の両端を電気的な短絡端としたスロットラインと、前記スロットラインの両側に配置されて同一発振周波数とする第１と第２の発振用増幅器と、前記第１と第２の発振用増幅器の入力側同士及び出力側同士を電気的に接続して前記スロットラインを横断するとともに第１と第２の発振閉ループを形成する不平衡型の伝送路とを備え、前記第１と第２の発振用増幅の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路による高周波は前記スロットラインによって不平衡型から平衡モードに変換されて前記スロットラインを伝送し、前記第１と第２の発振用増幅器の入力側を接続する不平衡型の伝送路によって受信された高周波は不平衡モードから平衡モードに変換されて前記第１と第２の発振用増幅器に伝送されてなる高周波発振器。
請求項１において、前記不平衡型の伝送路は、前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインである高周波発振器。
請求項１において、前記不平衡型の伝送路は、前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインである高周波発振器。
請求項１において、前記不平衡型の伝送路は、前記基板の一主面に設けられて前記第１と第２の発振用増幅器の入力側に接続したコプレーナラインと、前記基板の他主面に設けられて前記コプレーナラインに接続するＭＳＬと、前記第１と第２の発振器用増幅器を接続する導線とからなる高周波発振器。
請求項４において、前記コプレーナラインと前記マイクロストリップラインはビアホールによって接続した高周波発振器。
請求項４において、前記コプレーナラインと前記マイクロストリップラインとは、発振周波数（但し、基本波ｆ0）の波長に対してλ／４分の長さを重畳して接続した高周波発振器。
請求項１において、前記スロットライン内に電圧可変容量素子を配置して周波数可変型とした高周波発振器。
請求項１において、前記不平衡型の伝送路は、前記第１と第２の発振器用増幅器の入力側同士及び出力側に接続して前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインと、前記スロットラインと前記コプレーナラインとの交差点及び前記第１と第２の発振器用増幅器を取り囲んで周回する前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインと、前記コプレーナラインを横断する前記マイクロストリップラインに接続した短絡線路とからなる高周波発振器。
請求項８において、前記コプレーナラインは両端が電気的な短絡端である高周波発振器。
請求項８において、前記コプレーナラインは両端が電気的な開放端である高周波発振器。
請求項８において、前記短絡線路は、発振周波数（但し、基本波ｆ0）の波長λに対してλ／４分の長さとしたマイクロストリップラインである高周波発振器。
請求項８において、前記短絡線路は前記コプレーナラインにビアホールによって接続した高周波発振器。
請求項８において、前記スロットライン内又は及びコプレーナライン内に電圧可変容量素子を配置して周波数可変型とした高周波発振器。
請求項１において、前記スロットラインの一端側及び他端側を横断する前記不平衡型の伝送路と前記スロットラインの両端との各間隙は、発振周波数（但し、基本波ｆ0）の波長λに対してλ／４分の長さとした高周波発振器。
請求項１において、前記基板の一主面又は他主面に設けられて前記第１と第２の発振器用増幅器の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路に、前記スロットライン内を延出する出力線を接続して、前記発振周波数（但し、基本波ｆ0）の２倍となる発振周波数（但し、２倍波２ｆ0）を得た高周波発振器。
請求項１５において、前記出力線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインの場合には、前記マイクロストリップラインに接続して前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインである高周波発振器。
請求項１５において、前記出力線は、前記発振周波数（但し、基本波ｆ0）の２倍となる周波数の帯域通過フィルタである高周波発振器。
請求項１７において、前記帯域通過フィルタは、前記発振周波数の波長λの１／８とした線路長である高周波発振器。
請求項１５において、前記出力線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の一主面に設けられたコプレーナライン又は導線の場合には、前記コプレーナライン又は導線に接続して前記スロットライン内を延出する前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインからなる第１出力線と、前記基板の他主面に設けられて前記第１出力線と電磁結合したマイクロストリップラインからなる第２出力線とからなる高周波発振器。
請求項１において、前記基板の一主面又は他主面に設けられて前記第１と第２の発振器用増幅器の入力側同士を接続して前記スロットラインを横断する不平衡型の伝送路に、前記スロットライン内を延出する注入同期用の注入線を接続した高周波発振器。
請求項２０において、前記注入線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインの場合には、前記マイクロストリップラインに接続して前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインである高周波発振器。
請求項２０において、前記注入線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインの場合には、前記コプレーナラインに接続して前記スロットライン内を延出する前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインからなる第１出力線と、前記基板の他主面に設けられて前記第１出力線と電磁結合したマイクロストリップラインからなる第２出力線とからなる高周波発振器。
請求項１において、前記第１と第２の発振用増幅器の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路と平行に前記スロットラインを横断する出力線を設け、前記第１と第２の発振用増幅器の出力レベルを合成して２倍の出力レベルとした発振周波数を得た高周波発振器。