JP4011554B2 - 伝送線路型共振器を用いた高周波発振器 - Google Patents

Description

（発明の背景）本発明は、マイクロ波やミリ波帯の高周波発振器を産業上の技術分野とし、特に発振周波数を基本波の４倍以上に合成してなる伝送線路型共振器を用いた高周波発振器に関する。

（発明の背景）高周波発振器は例えば光通信システムやその周辺機器に採用され、高性能化と経済化が求められている。このようなものの一つに、特許文献１で示されるように伝送路型共振器を用いた本出願人のPush-Push発振器がある。これによれば、構成を簡易にして基本波に対して２倍及び４倍以上の高周波を得ることができる。

（従来技術の一例）第１６図は一従来例を説明する高周波発振器の平面図である。
高周波発振器は伝送線路型共振器１と発振用能動素子２と出力線３とを備えてなる。伝送線路型共振器１は例えばマイクロストリップライン１（ＭＳＬ共振器１Ａとする）からなり、誘電体基板４の他主面に接地導体、一主面に信号線を有する。そして、ＭＳＬ共振器１Ａの長さを発振周波数（基本波ｆ0）の波長λに対して例えばλ／２の長さとする。

発振用能動素子２は例えばＦＥＴ２Ａからなり、ＭＳＬ共振器１Ａの両端側に例えば疎結合とする容量５を経てゲートが接続する。これにより、ＭＳＬ共振器１Ａの両端側は共振波動点となる。ゲートには図示しないＭＳＬを経てバイアス電圧が印加される。そして、ドレインにはＭＳＬ６aを接続して図示しない電源を供給して、ソースが接地される。

出力線３はＭＳＬ共振器１Ａの中点に疎結合とする容量５を経て接続する。なお、疎結合とすることによってＭＳＬ共振器１Ａの独立性を高め、ＦＥＴ２Ａや出力線３からの影響を防止する。また、ＭＳＬの中点には基本波ｆ0の波長λに対してλ／４の長さとして他端を開放し、接続点から見て電気的短絡点とするＭＳＬ６ｂを接続する。

このようなものでは、ＭＳＬ共振器１Ａの両端には負性抵抗能動素子２（ＦＥＴ２Ａ）を接続して電界結合とする。したがって、例えば第１７図に示したように、ＭＳＬ共振器１Ａの中点を０電位点として、共振波動点の両端側を互いに逆相関係となる最大変位分布点とした基本波ｆ0の定在波を生じる。また、基本波ｆ0の高調波であるｎ倍（但し、ｎは整数）の倍調波ｎｆ0に対応した定在波が生じる。図では基本波ｆ0（実線）、２倍波２ｆ0（点線）及び３倍波３ｆ0（一点鎖線）のみの定在波を示している。これらの定在波は基本波ｆ0のレベルが最も高く、次数が高くなるほど小さくなる。

ここでは、ＭＳＬ共振器１Ａの両端側（共振波動点）に負性抵抗素子（ＦＥＴ２Ａ）を設けるので、基本波ｆ0及び倍調波ｎｆ0に対してＭＳＬを共用したそれぞれ２つの発振系を得る。基本波ｆ0の発振系では、ＭＳＬ共振器１Ａの両端側が互いに逆レベルの電位点なので、２つの発振系は互いに逆相発振となる。そして、出力線３は、ＭＳＬ共振器１Ａの電気的短絡点（０電位点）である中点に接続するので、基本波ｆ0は出力しない。なお、基本波ｆ0の奇数次となる３倍波以上の倍調波（２ｎ−１）ｆ0も中点に０電位点を有し、基本波ｆ0と同様に出力しない。

一方、基本波ｆ0に対する２倍波２ｆ0の定在波は中点及び両端で互いに逆相の最大変位分布点となる。そして、ここでは、出力線３は中点に接続するので、出力端ｆoutには２倍波２ｆ0が得られる。これらにより、基本波ｆ0に対して２倍となる発振周波数を得る（以下、２倍波発振器とする。）

なお、４倍以上となる偶数時の倍調波２ｎｆ0も少なくとも中点に最大変位分布点を有し、両端側は中点とは逆相又は同相とした最大変位分布点の定在波となる。そして、４倍波以上となる偶数次倍調波も同様にして出力されるが２倍波に対して相対的にレベルが小さくなる。

また、第１８図に示したように、前述した２倍波発振器を並行に設けて各ＭＳ共振器１Ａの中点同士を基本波ｆ0に対してλ／４（２倍波２ｆ0に対してλ／２）としたＭＳＬ（第１出力線３Ａ）によって接続する。そして、第１出力線３Ａの中点に第２出力線３Ｂを接続する。なお、符号５は前述したように疎結合とする容量であり、同６ｂは２倍波２ｆ0に対してλ／４となるＭＳＬである。

このようにすれば、第１出力線３Ａには各２倍波発振器から基本波は抑圧されて２倍波２ｆ0が出力する。そして、第２出力線３ＢはＭＳＬ共振器１Ｃとして機能し、２倍波２ｆ0に対してλ／２となる。したがって、第１９図に示したように、前述同様、第１出力線３Ａの中点は２倍波２ｆ0の０電位点となる。

一方、４倍波４ｆ0に対しては最大変位分布点となり、前述同様にして４倍波４ｆ0のみが第２出力線３Ｂに得られる。したがって、基本波ｆ0に対しての４倍波発振器となる。そして、これらを繰り返し構成することによって、２ｎｆ0（但し、ｎは２以上）とした倍調波の高周波発振器を基本的に得ることができる。なお、ＭＳＬ共振器１Ａは直線状として説明したが、環状（リング状）としても同様である。
特開２００３−１５２４５５号公報

（従来技術の問題点）しかしながら、上記構成の高周波発振器では次の問題があった。すなわち、２倍波発振器では、出力線３を除いて、基本的に、λ／２としたＭＳＬ共振器１Ａ及び両端側の２個の負性抵抗素子で構成できる。しかし、４倍波発振器では対を成す２個の２倍波発振器を要するので、大型になって小型化を阻害する問題があった。また、８倍波以上の２ｎ（但し、ｎは３以上）倍波発振器を得ようとすれば対をなす２個の２（ｎ−１）倍発振器を要してさらに小型化を阻害する問題があった。

（発明の目的）本発明は基本波に対して４倍以上の発振周波数を得て、小型化を促進する高周波発振器を提供することを目的とする。

本発明の請求項１に係る発明では、伝送線路型共振器の中点を０電位点として互いに逆相関係にある両側の２つの共振波動点に発振用能動素子を接続して、前記伝送型共振器の長さに依存した発振周波数（基本波）ｆ0で２つの発振系を逆相発振させ、前記伝送線路型共振器に生ずる定在波のうち、前記基本波ｆ0の奇数倍となる倍調波の定在波は少なくとも前記中点に０電位点を有して前記中点を基準として逆対称の変位分布とし、前記基本波の偶数倍となる倍調波の定在波は少なくとも前記中点に最大変位分点を有して前記中点を基準とし対称の変位分布とし、前記基本波の偶数倍となる倍調波の定在波における最大変位分布点に出力線を接続して、前記基本波の偶数倍となる倍調波の出力を得た高周波出力を得た高周波発振器であって、前記定在波は前記基本波の偶数倍となる倍調波のうちの前記基本波ｆ0の２ｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍となる定在波を対象とし、前記出力線は前記伝送線路型共振器の中点を基準として両側の対称点に接続し、前記対称点は前記倍調波２nｆ0における前記中点での最大変位分布点とは逆相の最大変位分布点であるとともに、前記出力線は共通接続された構成とする。

同請求項２では、請求項１において前記出力線は基本波ｆ0の波長λに対してλ／４の長さとする。

同請求項３では、請求項１において前記伝送線路型共振器は直線状である高周波発振器。

同請求項４では、請求項３において前記伝送線路型共振器はＭＳＬ共振器とする。

同請求項５では、請求項４において前記ＭＳＬ共振器の長さを基本波ｆ0の波長λに対してλ／２の長さとする。

同請求項６では、請求項１において前記伝送線路型共振器は環状とする。

同請求項７では、請求項６において前記伝送線路型共振器の長さは基本波ｆ0の波長λとする。

同請求項８では、請求項６において前記伝送線路型共振器はＭＳＬ共振器又はスロットライン共振器（以下、ＳＬ共振器とする）とする。

同請求項９では、請求項１において前記ｎを２又は３として基本波ｆ0に対して４倍波又は８倍波の出力を得る。

同請求項１０では、請求項１において前記発振用能動素子は出力波形を歪ませて倍調波のレベルを高める。

同請求項１１では、請求項１において前記伝送線路型共振器の両端側に設けた前記発振用能動素子を有する前記発振系には外部信号源からの同期信号を注入する。

同請求項１２では、請求項１１において前記同期信号は前記伝送線路型共振器の中点に注入する。

同請求項１３では、請求項１１において前記発振用能動素子間に基本波ｆ0で逆相となる遅延線を設け、いずれか一方の前記発振用能動素子と前記遅延線との間に前記同期信号を注入する。

本発明の請求項１に係る発明では、伝送線型共振器を中点を０電位点として基本波ｆ0を逆相発振させるので、奇数次の各倍調波は中点で０電位点となり、中点を基準として両側で逆対称（点対称）になる。そして、出力線は中点を基準として両側の対称点に接続して共通接続されるので、対称点における奇数次倍調波は互いに逆電位点（逆相）になる。したがって、共通接続されて０電位（電気的短絡）になるので出力されない。

また、偶数次倍調波は中点で最大変位分布点となり、中点を基準として対称になる。そして、対称とする定在波は前記基本波の偶数倍となる倍調波のうちの前記基本波ｆ0の２ｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍となる定在波とする。したがって、中点での最大変位分布点とは逆相となる最大変位分布に接続する出力線の対称点では、２ｎ倍未満の偶数次倍調波は０電位点となる。あるいは、中点を基準とした両側間で逆電位点となって共通接続されて結果的に０電位になるので、出力されない。

一方、２ｎ倍の偶数次倍調波における定在波に対する出力線は最大変位分布で同電位点となるので、共通接続されてそのまま出力される。したがって、２ｎ倍未満の奇数時及び偶数次の各倍調波は抑圧されて、２ｎ倍の倍調波２ｎのみが出力される。

これらのことから、例えば４倍及び８倍波の発振周波数を得るのに、基本波と同様に２個の負性抵抗能動素子を伝送線路型共振器の共振波動点に接続するのみでよいので、小型化を促進できる。

本発明の請求項２に係る発明では、出力線は発振周波数ｆ0の波長λに対してλ／４の長さとするので、出力線の共通接続点は基本波ｆ0逆相電圧が加算されて０電位点となる。したがって、出力線の接続点から見て出力側は無限大（高インピーダンス）となり、レベルが最も大きい基本波ｆ0はさらに抑圧されて相対的にそのレベルを小さくできる。

本発明の請求項３では前記伝送線路型共振器は直線状とし、同請求項４ではＭＳＬとし、同請求項５では基本波ｆ0の波長λに対してλ／２の長さとするので、請求項１の発明をさらに具現化できる。

同請求項６では前記伝送線路型共振器は環状とし、同請求項７では発振周波数の波長λの長さとし、同請求項８ではＭＳＬ共振器１Ｃとするので、請求項１の発明をさらに具現化できる。

同請求項９では請求項１の前記ｎを２又は３として発振周波数ｆ0に対して４倍波又は８倍波の出力を得るので、１６倍以上倍調波よりも現実的な出力となる。

同請求項１０では前記発振用能動素子は出力波形を歪ませて倍調波のレベルを高めるので、倍調波の出力を取り出し易くする。

請求項１１では、発振系には外部信号源からの同期信号を注入するので、周波数安定度を高める。請求項１２では同期信号を伝送線路型共振器の中点に注入し、請求項１３では発振用能動素子間に両端間で逆相となる遅延線を設けて同期信号を注入するので、請求項１１の発明をさらに具現化する。

特に、請求項１３では両端側で逆相となる遅延線を設けて同期信号を注入するので、互いに逆相の２つの発振系のいずれにもに対して同期信号が注入され、周波数安定度をさらに高める。

第１実施例は伝送線路型共振器を直線状としたＭＳＬ共振器１Ｃからなる高周波発振器の例で、第１図は４倍波発振器の平面図である。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。

４倍波発振器は前述したように図示しない誘電体基板４上に形成した発振周波数（基本波）ｆ0に対して長さがλ／２のＭＳＬ共振器１Ａ、両端側に接続した負性抵抗能動素子（ＦＥＴ２Ａ）及び第１と第２出力線３（ＡＢ）からなる。ここでの負性抵抗素子とのＦＥＴ２Ａは例えばゲートでのバイアス電圧値を変えて、発振波形を歪ませる。そして、基本波成分に対する高周波成分のレベルを相対的に高める（第２図）。

ＭＳＬ共振器１Ａには、前述したように中点を０電位点として両端側を逆相の最大変位分布点とした基本波ｆ0を生じる。また、中点を基準として逆対称となる基本波ｆ0の奇数次倍調波となる定在波、及び少なくとも中点に最大変位分布点を有する偶数次の２nｆ0となる倍調波の定在波を生ずる「第３図（ａｂｃ）及び第４図参照」。

そして、ここでは、ＭＳＬ共振器１Ａの中点を基準点として対称となる４倍波４ｆ0の定在波における最大変位分布点であって、中点での最大変位分布点とは逆相の最大変位分布点に第１出力線３Ａを接続する（前第４図参照）。但し、逆相の最大変位分布点は同相で同電位点となる。

具体的に、ＭＳＬ共振器１Ａの中点及び両端側から基本波ｆ0に対してλ／８となる２点に接続する。第１出力線３Ａは基本波に対してλ／４の長さとする。そして、第１出力線３Ａの接続点に第２出力線３Ｂを共通接続して出力ｆoutを得る。

このような構成であれば、第１出力線３Ａの接続される中点を基準とした両側の対称点は、基本波ｆ0、３倍波３ｆ0等における奇数次倍調波の定在波に対して、図中の×印で示すように逆電位点になる「前第３図（ａｃ）」。そして、第２出力線３Ｂに共通接続されるので、互いに逆相の電位は相殺されて結果的に０電位になる。したがって、出力端ｆoutには出力されない。

また、２倍波２ｆ0の定在波に対しては、第１出力線３Ａの接続点は４倍波４ｆ0の１／２となるので、０電位点となる「前第３図（ｂ）」。なお、たがって、第１出力線３Ａには２倍波２ｆ0は出力されないので、第２出力線３Ｂのｆoutにも勿論出力しない。

一方、４倍波４ｆ0の定在波に対しては、中点から基本波ｆ0に対してλ／８即ち４倍波４ｆ0に対してはλ／２分離れて、中点とは逆相の最大変位分布点に接続する（前第４図）。但し、逆相の最大変位分布間では図中の○印で示すように同電位点（同相）となる。そして、同相のまま共通接続されるので、第２出力線３Ｂの出力端ｆoutには４倍波４ｆ0が出力される。

このようなことから、この実施例では基本波ｆ0、２倍波２ｆ0及び３倍波３ｆ0は抑圧されて、４倍波４ｆ0のみが出力される。なお、５倍波以上の奇数倍調波も共通接続されて０電位になるので出力されない。さらに、６倍波以上の偶数倍調波は４倍波４ｆ0に対して相対的にレベルが小さくなって、４倍波４ｆ0の出力を阻害しない。この場合、影響を及ぼす場合には簡易なフィルタで６倍波以上を抑制することもできる。

また、ここでは、第１出力線３Ａはそれぞれ基本波ｆ0に対してλ／４とするので、共通接続点は逆相電圧が加算されて０電位点となる。したがって、基本波ｆ0及びその奇数次倍調波においては、第１出力線３Ａの接続点から見て出力側は無限大となって高インピーダンスとなる。

これにより、レベルが最も大きい基本波ｆ0はさらに抑圧されて相対的にそのレベルを小さくできる。そして、負性抵抗素子の出力波形を歪ませるので、基本波ｆ0に対する４倍波４ｆ0のレベルを相対的に高める。したがって、４倍波４ｆ0を取り出しやすくする。なお、ＭＳＬ共振器１Ａは直線状としたが、例えば蛇行した曲線状であってもよい。

第２実施例は第１実施例と同様に直線状としたＭＳＬ共振器１Ｃを用いた高周波発振器の例で、第５図は８倍波発振器の平面図である。なお、これ以降の各実施例では前実施例と同一部分の説明は省略又は簡略する。

８倍波発振器は前述同様に発振周波数（基本波）ｆ0に対して長さがλ／２のＭＳＬ共振器１Ａ、両端側に接続して発振波形を歪ませた負性抵抗能動素子（ＦＥＴ２Ａ）及び第１、第２出力線３（ａｂ）からなる。この場合でも、前述同様にＭＳＬ共振器１Ａには、中点を０電位点として逆対称となる基本波ｆ0及び奇数次倍調波の定在波と、中点に最大変位分布点を有して対称となる偶数次高周波の定在波を生じる「第６図（ａｂｃ）、第７図（ａｂｃ）、第８図（ａｂ）参照」。

ここでは、第１出力線３Ａは、ＭＳＬ共振器１Ａの中点を基準点として８倍波における定在波の対称となる最大変位分布点であって、中点での最大変位分布点とは逆相の最大変位分布点に接続する「前第８図（ｂ）参照」。

具体的には、ＭＳＬ共振器１Ａの中点及び両端側から基本波ｆ0に対してλ／１６となる計４点に接続して共通接続する。第１出力線３Ａは第１実施例同様に基本波ｆ0に対してλ／４の長さとする。そして、第１接続線の接続点に第２出力線３Ｂが接続し、出力ｆoutを得る。

このような構成であれば、第１出力線３Ａの接続される中点を基準とした両側各２点の対称点は、基本波ｆ0、３倍波３ｆ0、５倍波５ｆ0、７倍波７ｆ0等における奇数次倍調波（２ｎ−１）ｆ0の定在波に対して、図中の×及び□印で示すようにそれぞれ逆電位点になる「前第６図（ａｃ）、第７図（ｂ）及び第８図（ａ）」。そして、第２出力線３Ｂに共通接続されるので、互いに逆相の電位は結果的に０電位になる。したがって、基本波ｆ0及び奇数次倍調波は出力端ｆoutには出力されない。

また、偶数次倍調波のうち、２倍波２ｆ0、６倍波６ｆ0の定在波に対して、第１出力線３Ａの接続する各２点の対称点（接続点）は、中点を基準とした×及び□で示す各２点間で逆電位となる「第６図（ｂ）、第７図（ｃ）」。この場合、中点を基準とした各側での×□間でも逆電位となる。したがって、共通接続されて第２出力線３Ｂには出力しない。

また、偶数次倍調波のうち、４倍波４ｆ0の定在波に対して、第１出力線３Ａの接続する対称点は、それぞれ０電位点となる「第７図（ａ）」。したがって、第１出力線３Ａには電位は発生せず、第２出力線３Ｂの出力端ｆoutにも出力しない。

一方、偶数次倍調波のうち、８倍波８ｆ0の定在波に対して、第１出力線３Ａの接続する対称点は、中点から基本波ｆ0に対してλ／１６即ち８倍波８ｆ0に対してはλ／２分離れて、中点とは逆相でそれぞれが同相の最大変位分布点に接続する「第８図（ｂ）」。そして、第２出力線３Ｂによって同相のまま合成されるので、出力端ｆoutには８倍波８ｆ0が出力される。

このようなことから、この実施例では基本波ｆ0乃至７倍波４ｆ0は抑圧されて、８倍波８ｆ0のみが出力される。なお、９倍波以上の倍調波のうち奇数倍調波は前述同様に共通接続されて結果的に０電位になって出力されない。また、１０倍波以上の偶数次倍調波１０ｆ0も８倍波８ｆ0に対して相対的にレベルが小さくなって、８倍波８ｆ0の出力を阻害しない。ここでも、１０倍波１０ｆ0以上の偶数次倍調波は簡易なフィルタで除去できる。

そして、各第１出力線３Ａはそれぞれ基本波ｆ0に対してλ／４とすると、基本波ｆ0及びその奇数次倍調波にとって接続点から見て高インピーダンスとする。したがって、最も高レベルの基本波ｆ0はさらに抑圧されて相対的にそのレベルを小さくできる。そして、負性抵抗素子の出力波形を歪ませるので、基本波ｆ0に対する８倍波４ｆ0のレベルを相対的に高めて、８倍波８ｆ0を取り出しやすくする。

第３実施例は伝送線路型共振器を環状とした場合の高周波発振器の例で、第９図は伝送線路型共振器をＭＳＬ共振器１Ｃとした４倍波発振器の平面図である。

ここでの、４倍波発振器のＭＳＬ共振器１Ｂは円環状とし、全長を基本波ｆ0に対して１波長分であるλとする。負性抵抗能動素子（ＦＥＴ２Ａ）は、ＭＳＬ共振器１Ｂの半周であるλ／２分離れた両端側（図の左右端）に容量５を経て接続する。また、左右端の中間点である上下端にはλ／４として電気的短絡点（０電位点）とするＭＳＬ６ｂを接続する。

そして、左右端と上下端との各中間点を結ぶ線上に第１出力線３Ａを接続し、中心点で共通接続する。中心点にはビアホール７が設けられ図示しない第２出力線３Ｂが接続する。なお、左右端と上下端との各中間点は各端から基本波ｆ0に対してλ／８分離れた点になる。

このような構成であれば、ＭＳＬ共振器１Ｂの左右端は基本波ｆ0に対してλ／２分離れ、電気的に逆相点になる。そして、両端側にＦＥＴ２Ａを接続するので、直線状のＭＳＬ共振器１Ａとした場合（前第１及び第２実施例）と同様に、基本波ｆ0で互いに逆相関係とした２つの発振系を得る。

この場合、ＭＳＬ共振器１Ｂの両端側を互いに逆相の最大変位分布点として、上下端を０電位点とした基本波ｆ0での周回する定在波となる。そして、ＭＳＬ共振器１Ｂの左端又は右端から上半周又は下半周での基本波ｆ0での各定在波を見ると、前第１及び第２実施例のλ／２とした直線状のＭＳＬ共振器１Ａに生ずる定在波と実質的に同じになる「前第３図（ａ）参照」。

これらの上下半周での基本波ｆ0での定在波は、ＭＳＬ共振器１Ｂの左端又は右端から見て互いに同相（同電位点）であり、前第３図（ａ）のＭＳＬ共振器１Ａの長さを２倍として定在波を連続的に延長した変位分布図になる。これらは、基本波ｆ0に対する奇数次及び偶数次倍調波の定在波も同様となる。

そして、ここでは、ＭＳＬ共振器１Ｂの左右端と上下端との各中間点に第１出力線３Ａを接続して共通接続する。すなわち、各出力線３Ａは上下半周の各中点である上下端を基準として、基本波ｆ0に対してλ／８分離れた対称点に接続する。

したがって、第１出力線３Ａの接続点（対称点）は、基本波ｆ0及びその奇数次倍調波に対しては、前実施例と同様に、各上下端（中点）を基準（０電位点）とした逆電位点になる「前第３図（ａ）（ｃ）参照」。したがって、互いに逆相の電位は共通接続されて結果的に０電位になるので、基本波ｆ0及び奇数次倍調波は出力されない。

また、基本波ｆ0に対する２倍波２ｆ0対しては、各上下端（中点）を基準として０電位点になるので「前第３図（ｂ）参照」、共通接続しても出力されない。一方、４倍波４ｆ0に対しては、中点から基本波ｆ0に対してλ／８即ち４倍波４ｆ0に対してはλ／２分離れて、中点とは逆相の最大変位分布点となるので、共通接続されてそのまま出力される。

この例でも、前述同様にして、５倍波以上の奇数倍調波は出力されず、６倍波以上の偶数倍調波は相対的にレベルが小さくあるいは簡易なフィルタで抑制できるので、４倍波４ｆ0のみの出力を得ることができる。

なお、この例では第１出力線３Ａは、ＭＳＬ共振器１Ｂの左右端と上下端の各中間点（４点）に接続して中心にて共通接続したが、例えば第１０図に示したようにしてもよい。

すなわち、ＭＳＬ共振器１Ｂの例えば下半周における左右端と下端との中間点のみに第１出力線３Ａを接続して外方に延出し、これらを共通接続して第２出力線３Ｂを設けてもよい。この場合でも、４倍波４ｆ0以外の基本波及び倍調波は抑圧されるので、４倍波４ｆ0のみの出力を得られる。また、第２出力線３Ｂを上半周からも導出して上下半周から第１出力線３Ｂを導出し、対称性を維持してもよい（不図示）。この場合２出力とすることができる。

さらに、４倍波発振器を例として説明したが、ＭＳＬ共振器１Ａを直線状とした場合と同様に、８倍波発振器及びそれ以上の２ｎ倍（但し、ｎは２以上の整数）とした倍調波発振器にも適用できる。

例えば８倍波発振器の場合は、第１１図（ａｂ）に示したように、上下端からλ／１６分離れて互いにλ／８間隔として８等分する第1出力線３ＡをＭＳＬ共振器１Ｂに接続して中心にて共通接続し、ビアホール７によって裏面から第２出力線３Ｂを導出する「同図（ａ）」。又は、これと同様の第１出力線３Ａを下半周（あるいは上下半周、不図示）に接続して外方に延出し、これらを共通接続して第２出力線３Ｂを設ける「同図（ｂ）」。

このようにすれば、第１出力線３Ａは上下端「同図（ａ）」又は下端「同図（ｂ）」から対称点に接続される。そして、各対称点は基本波ｆ0及び奇数次倍長波の定在波に対しては逆電位点になる。また、基本波ｆ0に対する偶数次倍調波のうち、２倍、６倍波は逆電位点、４倍波波０電位点になり、１０倍波以上は相対的レベルが小さくさらには簡易フィルタでの除去も容易になる。これに対して、８倍波８ｆ0に対しては中点とは逆相の最大変位分布点となるので、共通接続されてそのまま出力される。したがって、８倍波のみの出力を得られる。

第４実施例は環状とした伝送線路型共振器をＳＬ共振器とした場合の高周波発振器の例で、第１２図は４倍波発振器を例とした平面図である。

ここでの高周波発振器（４倍波発振器）は、誘電体基板４の他主面に円環状としたＳＬ共振器１Ｃを有する。ＳＬ共振器１Ｃは内外を導体として開口線路からなり、両端（左右端）には中心方向への導出路８を有する。ＳＬ共振器１Ｃの全長は、先の円環状としたＭＳＬ共振器１Ｂと同様に基本波ｆ0の１波長分λとする。

誘電体基板４の一主面には、両端で導出路８と重畳した電磁結合用のＭＳＬ（結合用ＭＳＬ）６ｄがＳＬ共振器１Ｃを横断して形成される。結合用ＭＳＬ６ｄと導出路８の重畳部分の長さによって結合度を可変できる。各結合用ＭＳＬには負性抵抗能動素子としてのＦＥＴ２Ａが接続する。そして、左右端と上下端とから基本波ｆ0に対してλ／８分離れた各中間点を結ぶ線上にはＭＳＬとした第１出力線３Ａを接続する「第１２図（ａ）」。第１出力線３ＡはＳＬ共振器１Ｃと交差し、電磁結合する。そして、ビアホール７とした中心点で共通接続されて第２出力線３Ｂ（不図示）が接続する。

このような構成であれば、結合用ＭＳＬ６ｄによってＳＬ共振器１Ｃの両端側でＦＥＴ２Ａとが電気的に結合する。したがって、円環状としたＭＳＬ共振器１Ｂ場合と同様に基本波ｆ0で互いに逆相関係とした２つの発振系を得る。この場合でも、ＳＬ共振器１Ｃの両端側を互いに逆相の最大変位分布点として、上下端を０電位点とした基本波ｆ0での周回する定在波となる。

そして、ＳＬ共振器１Ｃの左右端と上下端とからλ／８分離れて、上下端を基準として対称点である中間点に第１出力線３Ａを接続して共通接続する。したがって、第１出力線３Ａの接続点（対称点）は基本波ｆ0及びその奇数次倍調波に対して各上下端（中点）を基準（０電位点）とした逆電位点になり、これらは共通接続されて０電位となり出力されない。

また、基本波ｆ0に対する２倍波２ｆ0対しては各上下端（中点）を基準として０電位点になり、６倍波以上の偶数倍調波は相対的にレベルが小さくあるいは簡易なフィルタで抑制できる。一方、４倍波４ｆ0に対しては、中点から基本波ｆ0に対してλ／８即ち４倍波４ｆ0に対してはλ／２分離れて、中点とは逆相の最大変位分布点となるので、共通接続されてそのまま出力される。

なお、第４実施例においても、ＳＬ共振器１Ｃの例えば下半周における左右端と下端との中間点のみに第１出力線３Ａを接続して外方に延出し、これらを共通接続して第２出力線３Ｂを設けてもよい「第１３図（ｂ）」。また、４倍波発振器に限らず、８倍波発振器及びそれ以上の２ｎ倍（但し、ｎは２以上の整数）とした倍調波発振器にも適用できる。

第１３図（ａｂ）は８倍波発振器の例である。これらの場合でも、上下端からλ／１６分離れて互いにλ／８間隔として８等分する第1出力線３ＡをＳＬ共振器１Ｃに接続して中心にて共通接続する「同図（ａ）」。又は、第１出力線３Ａを下半周（あるいは上下半周、不図示）に接続して外方に延出し、これらを共通接続して「同図（ｂ）」第２出力線３Ｂを設けてもよい。

（他の事項）上記各実施例では、４倍及び８倍波発振器の原理を説明したが、ＭＳＬ共振器１Ｃは共振度合いを示すＱが低いので、外部信号源（同期信号源）からの注入同期によって周波数安定度を高めてもよい。例えばＭＳＬ共振器１Ａを用いた場合は、第１４図及び第１５図（ａｂ）に示したようにすればよい。

すなわち、第１４図ではＭＳＬ共振器１Ａの中点に容量５を経て注入同期用の例えばＭＳＬ６ｃを接続する。ＭＳＬ６ｃには水晶発振器等の外部信号源からの周波数安定度の高いｆ0／ｎ（但し、ｎは１以上）同期信号が印加される。これにより、基本波ｆ0はｎ／ｆ0毎に位相が揃えられるので、基本波ｆ0さらには出力とする４倍波４ｆ0の周波数安定度度も高まる。

また、第１５図（ａｂ）ではＭＳＬ共振器１Ａの両端に接続したＦＥＴ２Ａに例えば基本波ｆ0においてλ／２としたＭＳＬ６ｄからなる遅延線を接続する。そして、遅延線としてのＭＳＬ６ｄに前述同様に外部信号源からのｆ0／ｎとした同期信号を印加する。

このようにすれば、ＭＳＬ６ｄ（遅延線）は両端側で互いに逆相となる同期信号が両端のＦＥＴ２Ａ印加される。したがって、２つの発振系はそれぞれが注入同期されるので、結果として基本波ｆ0はｎ／ｆ0毎に位相が揃えられる。したがって、出力としての４倍波４ｆ0はさらに周波数安定度が高まる。また、ＦＥＴ２Ａに注入されるＭＳＬ共振器１Ａの独立性を高められる（負荷Ｑを劣化させない）。

なお、各注入同期は４倍波発振器に適用したが、８倍以上の倍調波２ｎｆ0の高周波発振器にも適用できることは勿論である。また、第１５図（ａ）はソース接地、同図（ｂ）はゲート接地の例であり、その単方向性（ユニラテラル性）によって注入同期系を簡易な構成にできる。さらに、ＳＬ共振器１Ｃを用いた場合でも同様な構成で注入同期によって周波数安定度を高められる。

また、上記各実施例では、ＭＳＬ共振器１Ａには容量５を接続して負性抵抗能動素子及び第１出力線３Ａ（ＭＳＬ）を接続して疎結合としたが、これらを除去して直接的に接続してもよい。但し、疎結合とした方が前述したようにＭＳＬ共振器１Ａの負荷Qを劣化させない点で有利ある。また、負性抵抗能動素子はＦＥＴ２Ａとしたが、例えばバイポーラ型でもよく要は高周波用の負性抵抗回路であればよい。

また、ＭＳＬ型共振器１Ａの中点には０電位点とするλ／４のＭＳＬ６ｂを接続して強制的に０電位点としたが、これがなかったとしてもＭＳＬ共振器１Ａの両端は基本的に開放端なので、基本的に中点が幾何学的な０電位点となるので、同様に機能する。また、基本波ｆ0に対して４倍及び８倍の倍調波４ｆ0及び８ｆ0を説明したが、基本的に倍調波２ｎｆ0（但し、ｎは２以上の整数）に適用できる。

また、ＭＳＬ共振器１Ａは基本波ｆ0のλ／２として説明したが、ｎλ／２（ｎは１以上の奇数）としてもよく要は逆相となる最大振幅変位点に負性抵抗能動素子を接続して互いに逆相発振とすればよい。また、環状とした伝送線路型共振器１は円としたが、例えば楕円や角状であってもよく基本波ｆ0に対して１波長分の長さであれば基本的に構成できる。

また、環状とした伝送線路型共振器の場合、高出力の４倍波発振器を実現する目的でλ／４のＭＳＬ６Ｂをしないで、その位置に負性抵抗素子を接続することができ、合計４個の負性抵抗素子としてもよい（不図示）。また、高出力の８倍波発振器を実現する目的で、各出力線３Ｂ間の対称的な配置で４個、８個の負性抵抗素子としてもよい。そして、これらの高周波発振器はミリ波等の高周波帯においてはＭＭＩＣ化も容易であり、小型化に有利である。

本発明の第１実施例を説明する４倍波発振器の平面図である。 本発明の第１実施例のＦＥＴによる出力波形の周波数スペクトラム図である。 本発明の第１実施例の作用を説明する定在波の変位分布図である。 本発明の第１実施例の作用を説明する定在波の変位分布図である。 本発明の第２実施例を説明する８倍波発振器の誘電体基板を除く平面図である。 本発明の第２実施例の作用を説明する定在波の変位分布図である。 本発明の第２実施例の作用を説明する定在波の変位分布図である。 本発明の第２実施例の作用を説明する定在波の変位分布図である。 本発明の第３実施例を説明する４倍波発振器の平面図である。 本発明の第３実施例の他の例を説明する４倍波発振器の平面図である。 本発明の第３実施例のさらに他の例を説明する８倍波発振器の平面図である。 本発明の第４実施例を説明する４倍波発振器の平面図である。 本発明の第４実施例を他の例を説明する８倍波発振器の平面図である。 本発明の他の実施例を説明する注入同期を適用した４倍波発振器の平面図である。 本発明の他の実施例を説明する注入同期を適用した４倍波発振器の概略的な平面図である。 従来例を説明する２倍波発振器の平面図である。 従来例説明する定在波の変位分布図である。 従来例を説明する４倍波発振器の平面図である。 従来例を説明する定在波の変位分布図である。

符号の説明

１ 伝送線路型共振器、１Ａ ＭＳＬ型共振器、２ 負性抵抗能動素子、２Ａ ＦＥＴ、３ 出力線、４ 誘電体基板、５ 容量、６ ＭＳＬ、７ ビアホール、８ 導出路。

Claims (13)

1. 伝送線路型共振器の中点を０電位点として互いに逆相関係にある両側の２つの共振波動点に発振用能動素子を接続して、前記伝送型共振器の長さに依存した発振周波数（基本波）ｆ0で２つの発振系を互いに逆相発振させ、
   前記伝送線路型共振器に生ずる定在波のうち、前記基本波ｆ0の奇数倍となる倍調波の定在波は少なくとも前記中点に０電位点を有して前記中点を基準として逆対称の変位分布とし、
   前記基本波の偶数倍となる倍調波の定在波は少なくとも前記中点に最大変位分点を有して前記中点を基準とし対称の変位分布とし、前記基本波の偶数倍となる倍調波の定在波における最大変位分布点に出力線を接続して、前記基本波の偶数倍となる倍調波の出力を得た高周波出力を得た伝送線路型共振器を用いた高周波発振器であって、
   前記定在波は前記基本波の偶数倍となる倍調波のうちの前記基本波ｆ0の２ｎ（但し、ｎは２以上の整数）倍となる定在波を対象とし、前記出力線は前記伝送線路型共振器の中点を基準として両側の対称点に接続し、
   前記対称点は前記倍調波２nｆ0における前記中点での最大変位分布点とは逆相の最大変位分布点であるとともに、前記出力線は共通接続されたことを特徴とする高周波発振器。
2. 請求項１において、前記出力線は基本波ｆ0の波長λに対してλ／４の長さである高周波発振器。
3. 請求項１において、前記伝送線路型共振器は直線状である高周波発振器。
4. 請求項３において、前記伝送線路型共振器はマイクロストリップライン共振器である高周波発振器。
5. 請求項４において、前記マイクロストリップライン共振器の長さを基本波ｆ0の波長λに対してλ／２の長さとした高周波発振器。
6. 請求項１において、前記伝送線路型共振器は環状である高周波発振器。
7. 請求項６において、前記伝送線路型共振器の長さは基本波ｆ0の波長λである高周波発振器。
8. 請求項６において、前記伝送線路型共振器はマイクロストリップライン共振器又はスロットライン共振器である高周波発振器。
9. 請求項１において前記ｎを２又は３として基本波ｆ0に対して４倍波又は８倍波の出力を得た高周波発振器。
10. 請求項１において、前記発振用能動素子は出力波形を歪ませて倍調波のレベルを高めた高周波発振器。
11. 請求項１において、前記伝送線路型共振器の両端側に設けた前記発振用能動素子を有する前記発振系には外部信号源からの同期信号を注入した高周波発振器。
12. 請求項１１において、前記同期信号は前記伝送線路型共振器の中点に注入された高周波発振器。
13. 請求項１１において、前記発振用能動素子間に基本波ｆ0で逆相となる遅延線を設け、いずれか一方の前記発振用能動素子と前記遅延線との間に前記同期信号を注入した高周波発振器。

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