JP2014179889A - 周波数逓倍回路 - Google Patents

Abstract

【課題】変換損失が少ない周波数逓倍回路を提供する。
【解決手段】周波数逓倍回路は、アノードが出力側接続点４に接続されたダイオード１ａと、カソードが出力側接続点４に接続されたダイオード１ｂと、一端がダイオード１ａのカソードに接続され、他端が入力側接続点３に接続された伝送線路１０ａと、一端がダイオード１ｂのアノードに接続され、他端が入力側接続点３に接続された伝送線路１０ｂと、出力側接続点４に接続されたフィルタ１１と、を有する。入力側接続点３に供給された入力基本波信号と該入力基本波信号の奇数次高調波とが出力側接続点４からフィルタ１１に供給される。フィルタ１１は、出力側接続点４から供給された入力基本波信号を、遮断する、または、出力側接続点４側へ反射させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、周波数逓倍回路に関する。

ミリ波帯等の高周波帯では、低位相雑音である発振器を実現することが難しい。そのため、低周波数信号源からの信号を高周波数に変換する周波数逓倍回路が使用されることが多い。

図８に、周波数逓倍回路の一例として、アンチパラレルダイオードペア（以下、ＡＰＤＰ）を使用した３逓倍回路を示す。

図８に示した３逓倍回路では、非線形素子として、２つのダイオード1ａ、1ｂを互いに逆向きに並列接続したＡＰＤＰ２が使用されている。ＡＰＤＰ２の入力側接続点３、及び、出力側接続点４には、それぞれ、ＬＣ直列共振器５ａ、５ｂが接続されている。

ＬＣ直列共振器５ａでは、キャパシタ６ａ（素子値C_R1）とインダクタ７ａ（素子値L_R1）とが３次高調波周波数で直列共振し、入力側接続点３が３次高調波周波数で短絡となる。これにより、ＡＰＤＰ２で生成された３次高調波信号を反射させて、信号源８（インピーダンスZ_s）に出力させないようにすると共に、３次高調波信号を負荷９（インピーダンスZ_l）に効率的に供給する。

また、ＬＣ直列共振器５ｂでは、キャパシタ６ｂ（素子値C_R2）とインダクタ７ｂ（素子値L_R2）とが入力基本波信号の周波数（基本波周波数）で直列共振し、出力側接続点４が基本波周波数で短絡となる。これにより、入力基本波信号を反射させて、負荷９に出力させないようにする。

上記３逓倍回路では、各ダイオード１ａ、１ｂに流れる電流I_a、I_bは、信号源８によるダイオード励振電圧をV_dとすると、それぞれ、以下の式１、２で表される。

ここで、I_sはダイオードの飽和電流、αはq/kTである。kはボルツマン定数、Tは絶対温度である。

また、電流I_a、I_bをテーラー展開すると、それぞれ、以下の式３、４で表される。

従って、ＡＰＤＰ２で生成される高周波電流I_outは、以下の式５で与えられ、奇数次成分のみを含む。

生成された高周波信号の内、基本波成分は、ＬＣ直列共振器５ｂにより除去され、負荷９には、奇数次高調波、特に、最低次の３次成分を多く含む高周波信号が供給される。

上記の３逓倍回路に関連する技術が特許文献１に記載されている。

特開平０９−２７５３１９号公報

図８に示した３逓倍回路においては、上記の式５で表される通り、ダイオードの電圧−電流変換の３次特性のみが、３次高調波の生成に寄与するが、最も大きな非線形性である２次特性、及び、比較的大きな４次特性を利用することができないため、変換損失が大きいという問題がある。

特許文献１に記載の３逓倍回路においても、上記問題が生じる。

本発明の目的は、変換損失が少ない周波数逓倍回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の一態様によれば、
第１及び第２の端子と、
アノードが前記第１の端子に接続された第１のダイオードと、
カソードが前記第１の端子に接続された第２のダイオードと、
一端が前記第１のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第２の端子に接続された第１の伝送線路と、
一端が前記第２のダイオードのアノードに接続され、他端が前記第２の端子に接続された第２の伝送線路と、
前記第１の端子に接続された第１のフィルタと、を有し、
前記第２の端子に供給された入力基本波信号と該入力基本波信号の奇数次高調波とが前記第１の端子から前記第１のフィルタに供給され、前記第１のフィルタは、前記第１の端子から供給された前記入力基本波信号を、遮断する、または、前記第１の端子側へ反射させる、周波数逓倍回路が提供される。

本発明によれば、周波数逓倍回路の変換損失を低減できる。

本発明の第１の実施形態の３逓倍回路を示すブロック図である。 図１に示す３逓倍回路における、電気長θ_Eを変化させた場合の２次高調波及び４次高調波の電圧振幅の変化を示す特性図である。 図１に示す３逓倍回路における、電気長θ_Eを変化させた場合の３次高調波出力電力の変化を示す特性図である。 本発明の第２の実施形態の３逓倍回路を示すブロック図である。 図３に示す３逓倍回路における、電気長θ₀を変化させた場合の最大の３次高調波出力電力の変化を示す特性図である。 図３に示す３逓倍回路における、電気長θ_Eと最大の３次高調波出力電力が得られる電気長θ₀ との関係を示す特性図である。 本発明の第３の実施形態の３逓倍回路を示すブロック図である。 図５に示す３逓倍回路における、基本波周波数を変化させた場合の３次高調波出力電力の変化を示す特性図である。 図５に示す３逓倍回路の変形例を示すブロック図である。 本発明の関連技術である３逓倍回路を示すブロック図である。

次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態の３逓倍回路を示す。

図１を参照すると、３逓倍回路は、非線形素子としてのＡＰＤＰ２０と、フィルタ１１とを有する。

ＡＰＤＰ２０は、２つのダイオード１ａ、１ｂ、２つの伝送線路１０ａ、１０ｂ、入力側接続点３、及び出力側接続点４を有する。

ダイオード１ａ、１ｂは、互いに逆向きになるように並列に接続されている。ダイオード１ａのカソードは、伝送線路１０ａを介して入力側接続点３に接続され、ダイオード１ｂのアノードは、伝送線路１０ｂを介して入力側接続点３に接続されている。ダイオード１ａのアノード及びダイオード１ｂのカソードは、出力側接続点４に接続されている。

伝送線路１０ａ、１０ｂはいずれも、特性インピーダンスZ_Eを有し、かつ、入力基本波周波数に対して電気長θ_Eを有する。

フィルタ１１は、出力側接続点４に接続されている。信号源８（インピーダンスZ_s）が入力側接続点３に接続され、負荷９（インピーダンスZ_l）がフィルタ１１を介して出力側接続点４に接続される。

フィルタ１１は、ＡＰＤＰ２０の出力側接続点４から出力された信号のうち、信号源８から供給された入力基本波信号（入力基本波周波数）を出力側接続点４側へ反射させ、負荷９側に出力させないように構成されている。フィルタ１１として、入力基本波周波数を遮断する帯域除去型フィルタ、入力基本波周波数を遮断し、所望の奇数次高調波（ここでは、３次高調波）を通過させる帯域通過型フィルタ、或いは、高域通過型フィルタを用いることができる。

上記の構成によれば、伝送線路１０ａ、１０ｂのリアクタンスにより、ダイオード１ａ、１ｂの信号入力側における２次、及び、４次高調波電圧振幅を大きくすることができる。ダイオード１ａ、１ｂの電圧−電流変換の２次特性により、２次、及び、４次高調波電圧と入力基本波信号の電圧（入力基本波電圧）とから、付加的な３次高調波が生成される。これにより、３逓倍回路の変換損失を低減することができる。

以下に、本実施形態の３逓倍回路の動作原理を詳細に説明する。

偶数次高調波は、２つのダイオード１ａ、１ｂ間で逆相となるため、ＡＰＤＰ２０の入力側接続点３は、仮想接地点になる。

各ダイオード１ａ、１ｂで生成された２ｎ次高調波電流

（nは自然数）が、伝送線路１０ａ、１０ｂに流入すると、そのリアクタンスにより励起される２ｎ次高調波電圧

は、以下の式６で表される。

ここで、X_2nは２ｎ次高調波周波数におけるリアクタンスの絶対値|Z_Etan(2nθ_E)|である。

式６において、正負の符号は、tan(2nθ_E)が正の場合に負、負の場合に正である。なお、以降の式において、複号同順である。

一方、基本波、及び、奇数次高調波は、２つのダイオード１ａ、１ｂ間で同相である。そのため、伝送線路１０ａ、１０ｂの特性インピーダンスZ_Eが信号源８のインピーダンスZ_sの２倍である場合、２つのダイオード１ａ、１ｂから信号源８を見たインピーダンスZ_MCは、電気長θ_Eに依存せず、一定値Z_sをとる。

また、信号源８から供給される励振電圧V_dを、時間tで変化する振幅V₁、角周波数ωの正弦波v₁(t)=V₁sinωtとすると、ダイオード１ａの電圧−電流変換の２次特性により生成される電流i_{2_a}(t)は、以下の式７で表される。

電流i_{2_a}(t)により励起される電圧の内、２次高調波電圧v_{2_a}(t)は、式６で示す通り、電流に対してπ/2の位相差を生じるので、以下の式８で表される。

ここで、２次高調波電圧振幅V₂は、I_sα²V₁ ²X₂/4である。

更に、ダイオード１ａの電圧−電流変換の２次特性によって、励振電圧v₁(t)と２次高調波電圧v_{2_a}(t)との合成電圧V₁sinωt±V₂sin2ωtから生成される高調波電流i_{a_X2}(t)は、以下の式９で表される。

ダイオード１ｂについても同様に計算すると、ダイオード１ｂにより生成される高調波電流i_{ｂ_X2}(t)は、以下の式１０で表される。

従って、励振電圧と２次高調波電圧との合成電圧により、ＡＰＤＰ２０から出力される、高調波電流i_{out_X2_1+2}(t)は、以下の式１１で表される。

また、ダイオードの電圧−電流変換の２次特性によって、励振電圧と４次高調波電圧との合成電圧から生成され、ＡＰＤＰ２０から出力される、高調波電流i_{out_X2_1+4}(t)を同様に計算すると、以下の式１２で表される。

ここで、４次高調波電圧振幅V₄は、I_sα⁴V₁ ⁴X₄/192である。

また、式５で表される電圧−電流変換の３次特性によって、ＡＰＤＰ２０から出力される高調波電流i_{out_X3}(t)は、以下の式１３で表される。

式１１〜式１３の３次高調波成分に着目して合成すると、本実施形態の３逓倍回路における３次高調波電流i_{3_out_total}(t)は、以下の式１４で表される。

ここで、位相φは、以下の式１５で表される。

２次高調波電圧振幅V₂、及び、４次高調波電圧振幅V₄が大きいほど、３次高調波電流は大きくなることが分かる。ここで、|V₂+V₄|は、以下の式１６で表される。

従って、伝送線路１０ａ、１０ｂの電気長θ_Eが、２２．５度（４次高調波に対して１／４波長に相当）、及び、４５度（２次高調波に対して１／４波長に相当）の場合に、正接が無限大となるため、３次高調波電流が、非常に大きくなる。つまり、２次、及び、４次高調波に対して、各ダイオード１ａ、１ｂから、入力側接続点３を見たインピーダンスが、開放となる場合に、３次高調波電流が、非常に大きくなる。

図２Ａ及び図２Ｂに、電気長θ_Eを変化させた場合の、本実施形態の３逓倍回路の変換特性を計算した結果を示す。

図２Ａは、ダイオード１ａ、１ｂの端子間に印加される２次、及び、４次高調波電圧振幅V₂、V₄を示し、図２Ｂは、３次高調波出力電力を示す。計算では、信号源８のインピーダンスZ_sを５０Ω、負荷９のインピーダンスZ_lを５０Ω、伝送線路１０ａ、１０ｂの特性インピーダンスZ_Eを１００Ω、入力基本波周波数を２０ＧＨｚ（出力周波数６０ＧＨｚ）、入力電力を２０ｄＢｍとした。

また、フィルタ１１には、図８に示した、シャントに接続した２０ＧＨｚで共振するＬＣ直列共振器５ｂ（C_R2=0.20pF、L_R2=0.32nH）を使用した。

なお、図２Ｂにおいて、「実施の形態１」と「比較例」が示されている。「実施の形態１」は、本実施形態の３逓倍回路の結果であり、「比較例」は、図８に示した３逓倍回路の結果である。「比較例」の計算では、ＬＣ共振器５ａ（６０ＧＨｚで共振）の素子値は、C_R1=C_R2/3、L_R1=L_R2/3であり、ＬＣ共振器５ｂの素子値は、フィルタ１１と同じである。

図２Ａの結果によれば、式１６で示す通り、２次、及び、４次高調波電圧振幅V₂、V₄は、それぞれ、電気長θ_Eが４５度程度、２２．５度程度（加えて、正接関数の周期性に起因して、６７．５度程度）を中心として、上に凸の形状のグラフとなる傾向が見られる。なお、単調には、上に凸の形状となっていないが、これは、式６〜式１６の計算では、再帰的に生成される高調波成分を無視する等の近似をしているためである。

図２Ａ及び図２Ｂの結果から、３次高調波出力電力は、電圧振幅特性を反映していることが確認できる。

図２Ｂに示すように、「実施の形態１」の出力電力は、電気長θ_Eが２２．５度程度で最大となっており、入力側に３次高調波を反射させるフィルタが無いにもかかわらず、「比較例」に比べて、大きな出力電力を得ることができている。

なお、電気長θ_Eが４５度程度よりも、２２．５度程度で、出力電力が大きくなっているのは、式１６に示す通り、十分な入力電力により、２次高調波（励振電圧振幅V₁の２乗）よりも４次高調波（励振電圧振幅V₁の４乗）に起因する成分が大きくなったためである。

ここで、本実施形態の３逓倍回路が効果的であるためには、３次高調波出力電力が、最大値の半分以上程度であることが望ましい。すなわち、図２Ｂの「実施の形態１」の結果によれば、電気長θ_Eの望ましい範囲は、１５〜３８度（４次高調波に対して１／６〜５／１２波長に相当）である。

上記の図２Ａ及び図２Ｂの説明では、本実施形態の３逓倍回路の効果を明確にするために、伝送線路１０ａ、１０ｂの特性インピーダンスZ_Eを信号源８のインピーダンスZ_sの２倍とした。これにより、２つのダイオード１ａ、１ｂから信号源８を見た、基本波、及び、奇数次高調波インピーダンスZ_MCは、電気長θ_Eに依存しないため、３次高調波出力電力の変化は、偶数時高調波のみに起因することになる。

しかしながら、伝送線路１０ａ、１０ｂの特性インピーダンスZ_Eは、信号源８のインピーダンスZ_sの２倍に限定されない。その場合は、奇数次高調波の影響を考慮した設計を行えば良い。

本実施形態の３逓倍回路において、励振電圧V_dの振幅をできるだけ大きくするために、出力側接続点４がショートとなることが望ましい。そのため、出力側接続点４がショートとなるように、フィルタ１１と出力側接続点４との間に、位相を調整するための伝送線路を挿入しても良い。

（第２の実施形態）
図３に、本発明の第２の実施形態の３逓倍回路を示す。

図３を参照すると、本実施形態の３逓倍回路は、図１に示した３逓倍回路のＡＰＤＰ２０の入力側接続点３側にフィルタ１２及び伝送線路１３を有する。入力側接続点３より出力側の構成は、第１の実施形態と同じであるため、ここでは、説明を省略する。

伝送線路１３は、特性インピーダンスZ₀を有し、かつ、入力基本波周波数に対する電気長θ₀を有する。フィルタ１２は、伝送線路１３を介して入力側接続点３に接続されている。このフィルタ１２により、ＡＰＤＰ２０で生成された３次高調波信号をＡＰＤＰ２０側へ反射させ、信号源８側へ出力させない。

フィルタ１２として、所望の奇数次高調波（ここでは、３次高調波）を遮断する帯域除去型フィルタ、所望の奇数次高調波（ここでは、３次高調波）を遮断し、入力基本波を通過させる帯域通過型フィルタ、或いは、低域通過型フィルタを使用することができる。

フィルタ１２の３次高調波周波数における反射位相をθ_F（０度≦θ_F＜３６０度）とすると、伝送線路１３の電気長θ₀は、以下の式１７で表される。

この場合、２つのダイオード１ａ、１ｂから信号源８を見た、３次高調波インピーダンスZ_MCを０、すなわち、短絡にすることができる。その結果、ＡＰＤＰ２０で生成された３次高調波信号のうち、入力側接続点３から信号源８側へ向かう３次高調波信号を入力側接続点３側へ反射させることができるので、３次高調波信号を負荷９に効率的に供給することができる。

図４Ａ及び図４Ｂは、本実施形態の３逓倍回路の変換特性を計算結果に基づいて説明するための図である。

図４Ａに、電気長θ_Eを固定して、電気長θ₀を変化させた場合の最大の３次高調波出力電力の変化を示し、図４Ｂに、電気長θ_Eと最大の３次高調波出力電力が得られる電気長θ₀の関係を示す。

ここでは、正接関数の対称性から便宜的に、電気長θ_Eが０〜４５度の範囲の計算結果を示す。計算では、信号源８のインピーダンスZ_sを５０Ω、負荷９のインピーダンスZ_lを５０Ω、伝送線路１０ａ、１０ｂの特性インピーダンスZ_Eを１００Ω、伝送線路１３の特性インピーダンスZ₀を５０Ω、入力基本波周波数を２０ＧＨｚ（出力周波数６０ＧＨｚ）、入力電力を２０ｄＢｍとした。また、フィルタ１１、１２には、それぞれ、図８に示したシャントに接続したＬＣ直列共振器５ｂ、５ａを使用した。ＬＣ直列共振器５ａ、５ｂの素子値は、図２Ａ及び図２Ｂの計算で用いた値と同じである。

なお、図４Ａにおいて、「実施の形態１」、「実施の形態２」及び「比較例」が示されている。「実施の形態２」は、本実施形態の３逓倍回路の計算結果であり、「実施の形態１」は、第１の実施形態の３逓倍回路の計算結果であり、「比較例」は、図８に示した３逓倍回路の計算結果である。「実施の形態１」と「比較例」は、図２Ｂと同じである。

図４Ａ及び図４Ｂの結果から、本実施形態の３逓倍回路によれば、第１の実施形態と比較して、より大きな３次高調波出力電力を得られることが分かる。また、比較例と比較すると、常に、より大きな出力電力を得られることが分かる。

ここで、本実施形態の３逓倍回路における３次高調波出力電力の最大値の電気長θ_Eの依存性は、第１の実施形態とほぼ同じである。すなわち、３次高調波出力電力が、最大となる電気長θ_Eを決めた後、独立して、電気長θ₀を決めることができる。

図４Ｂの結果によれば、電気長θ₀と電気長θ_Eの和が５０〜６０度で、最大の３次高調波出力電力が得られている。これは、フィルタ１２の反射位相θ_Fが１８０度（３次高調波周波数で短絡）であることを考慮すると、ほぼ、式１７を満足する。ここで、３次高調波出力電力が、最大値の半分以上となるのは、最大値が得られる電気長θ₀から±１０〜１５度程度の範囲である。

本実施形態の３逓倍回路においても、励振電圧V_dの振幅をできるだけ大きくするために、出力側接続点４がショートとなることが望ましい。そのため、出力側接続点４がショートとなるように、フィルタ１１と出力側接続点４との間に、位相を調整するための伝送線路を挿入しても良い。

（第３の実施形態）
図５に、本発明の第３の実施形態の３逓倍回路を示す。

図５を参照すると、本実施形態の３逓倍回路は、非線形素子であるＡＰＤＰ２１とフィルタ１１を有する。

ＡＰＤＰ２１は、２つのダイオード１ａ、１ｂ、４つの伝送線路１０ｃ〜１０ｆ、スイッチ１５、入力側接続点３及び出力側接続点４を有する。

ダイオード１ａ、１ｂは、互いに逆向きになるように並列に接続されている。ダイオード１ａのカソードは、直列に接続された２つの伝送線路１０ｃ、１０ｅを介して入力側接続点３に接続され、ダイオード１ｂのアノードは、直列に接続された２つの伝送線路１０ｄ、１０ｆを介して入力側接続点３に接続されている。ダイオード１ａのアノード及びダイオード１ｂのカソードは、出力側接続点４に接続されている。

伝送線路１０ｃ、１０ｄはいずれも、特性インピーダンスZ_E1を有し、かつ、入力基本波周波数に対する電気長θ_E1を有する。伝送線路１０ｅ、１０ｆはいずれも、特性インピーダンスZ_E2を有し、かつ、入力基本波周波数に対する電気長θ_E2を有する。

伝送線路１０ｃと伝送線路１０ｅの接続端子１４ａと、伝送線路１０ｄと伝送線路１０ｆの接続端子１４ｂとの間には、スイッチ１５が接続されている。スイッチ１５は、電界効果型やバイポーラ型のトランジスタ等により構成される。スイッチ１５の導通／非導通状態は、制御端子１６から入力される信号により制御される。

フィルタ１１は、出力側接続点４に接続されている。信号源８（インピーダンスZ_s）が入力側接続点３に接続され、負荷９（インピーダンスZ_l）がフィルタ１１を介して出力側接続点４に接続される。

ＡＰＤＰ２１の出力側接続点４から出力された信号のうち、信号源８から供給された入力基本波信号（入力基本波周波数）を出力側接続点４側へ反射させ、負荷９側に出力させないように構成されている。フィルタ１１として、入力基本波周波数を遮断する帯域除去型フィルタ、入力基本波周波数を遮断し、所望の奇数次高調波（ここでは、３次高調波）を通過させる帯域通過型フィルタ、或いは、高域通過型フィルタを用いることができる。

本実施形態の３逓倍回路によれば、スイッチ１５の導通／非導通状態を切り替えることで、偶数次高調波における仮想接地点を移動させることができる。その結果、２次、及び、４次高調波に対して、１／４波長となる周波数を変化させることができる。すなわち、３逓倍回路の変換特性の周波数依存性を変化させることができる。

図６に、本実施形態の３逓倍回路における、スイッチ１５の状態を切り替えた場合の３次高調波出力電力の周波数特性を計算した結果を示す。図６において、「比較例」は、図４Ａに示したものと同じである。

この計算では、信号源８のインピーダンスZ_sを５０Ω、負荷９のインピーダンスZ_lを５０Ω、伝送線路１０ｃ、１０ｄの特性インピーダンスZ_E1及び伝送線路１０ｅ、１０ｆの特性インピーダンスZ_E2を共に１００Ω、伝送線路１０ｃ、１０ｄの電気長θ_E1を１５度、伝送線路１０ｅ、１０ｆの電気長θ_E2を２０度、入力基本波周波数を２０ＧＨｚ（出力周波数６０ＧＨｚ）、入力電力を２０ｄＢｍとした。また、フィルタ１１には、図８に示したシャントに接続したＬＣ直列共振器５ｂを使用した。

図６の結果によれば、スイッチ１４の状態を非導通から導通に切り替えることにより、各ダイオード１ａ、１ｂから見た仮想接地点までの電気長が小さくなるため、周波数特性が高周波化することが分かる。

本実施形態の３逓倍回路では、ダイオード１ａと入力側接続点３との間の第１の伝送線路は、２つの区間（伝送線路１０ｃ、１０ｅ）に分割され、ダイオード１ｂと入力側接続点３との間の第２の伝送線路も、２つの区間（伝送線路１０ｄ、１０ｆ）に分割されているが、これに限定されない。第１及び第２の伝送線路を分割する区間の数（すなわち、直列に接続する伝送線路の数）は３つ以上であってもよい。

なお、第１及び第２の伝送線路を分割する区間の数を３つ以上にする場合は、区間毎に、第１及び第２の伝送線路間の電気的な導通、非導通を切り替えるスイッチを設ける。この場合、各スイッチの導通／非導通状態を切り替えることで、偶数次高調波における仮想接地点を移動させる。分割区間数を多くすることで、偶数次高調波における仮想接地点の移動をより細かく制御することができる。

また、伝送線路１０ｃ〜１０ｆは、折り曲げたもの、例えば、図７に示す伝送線路１０ｇ〜１０ｊのような、線対称軸に対してメアンダ状に折り曲げたものであっても良い。この場合、接続端子１４ａ、１４ｂから、スイッチ１５が導通時の仮想接地点までの距離を小さくしたままで、偶数次高調波に対して差動となる、伝送線路１０ｇと伝送線路１０ｈの距離、及び、伝送線路１０ｉと伝送線路１０ｊの距離を大きくすることができる。これにより、伝送線路間の結合を小さくすることができるため、結合による電気長の短縮効果を低減でき、必要な電気長を、より小さな物理長で得ることができる。

本実施形態の３逓倍回路においても、励振電圧V_dの振幅をできるだけ大きくするために、出力側接続点４がショートとなることが望ましい。そのため、出力側接続点４がショートとなるように、フィルタ１１と出力側接続点４との間に、位相を調整するための伝送線路を挿入しても良い。

また、本実施形態の３逓倍回路のＡＰＤＰ２１は、第２の実施形態の３逓倍回路のＡＰＤP２０に適用することができる。この場合は、第２の実施形態で説明した通り、フィルタ１２が、ＡＰＤＰ２１で生成された３次高調波信号のうち、入力側接続点３からの３次高調波信号を入力側接続点３側へ反射させるので、３次高調波信号を負荷９に効率的に供給することができる。

以上の第１乃至第３の実施形態の説明では、特性インピーダンスが単一である均質な伝送線路の例を示したが、所望の電気長が得られれば、伝送線路は均質でなくても構わない。例えば、伝送線路の線幅が、周期的に変化する等しても構わない。

また、逓倍回路の入力端子、及び、出力端子に、それぞれ、信号源、及び、負荷を直接に接続した例を示したが、逓倍回路と、信号源、及び、負荷との間に、適宜、整合回路等が挿入されていてもよい。

また、逓倍数が３の逓倍回路の例を示したが、逓倍数は３以外の奇数、例えば、５でも構わない。逓倍数が５の場合には、基本波と４次高調波、或いは、基本波と６次高調波とが、ダイオードの電圧−電流変換の２次特性により混合され、所望５次高調波が生成される。この場合、４次、或いは、６次高調波電圧振幅が大きくなるように、例えば、第１の実施形態の場合では、伝送線路１０ａ、１０ｂを、それぞれの高調波に対して、１／４波長（４次の場合、θ_E＝２２．５度、６次の場合、θ_E＝１５度）程度にすれば良い。

また、本発明は、以下の付記１〜１２のような形態をとり得るが、これら形態に限定されない。

（付記１）
第１及び第２の端子と、
アノードが前記第１の端子に接続された第１のダイオードと、
カソードが前記第１の端子に接続された第２のダイオードと、
一端が前記第１のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第２の端子に接続された第１の伝送線路と、
一端が前記第２のダイオードのアノードに接続され、他端が前記第２の端子に接続された第２の伝送線路と、
前記第１の端子に接続された第１のフィルタと、を有し、
前記第２の端子に供給された入力基本波信号と該入力基本波信号の奇数次高調波とが前記第１の端子から前記第１のフィルタに供給され、前記第１のフィルタは、前記第１の端子から供給された前記入力基本波信号を、遮断する、または、前記第１の端子側へ反射させる、周波数逓倍回路。

（付記２）
前記入力基本波信号の所定の偶数次高調波が前記第１及び第２のダイオード間で逆相であり、該所定の偶数次高調波に対して、前記第１及び第２のダイオードから見た前記第１の端子側のインピーダンスが開放である、付記１に記載の周波数逓倍回路。

（付記３）
前記第１及び第２のダイオードは、前記入力基本波信号の基本波電圧と、前記入力基本波信号の２次高調波電圧または４次高調波電圧もしくは該２次、４次高調波電圧の両方とから、付加的な３次高調波を生成する、付記２に記載の周波数逓倍回路。

（付記４）
前記所定の偶数次高調波は、前記入力基本波信号の２次高調波または４次高調波である、付記３に記載の周波数逓倍回路。

（付記５）
前記第１のフィルタは、前記入力基本波信号を遮断する帯域除去型フィルタ、前記入力基本波信号を遮断し、前記入力基本波信号の所望の奇数次高調波を通過させる帯域通過型フィルタ、或いは、高域通過型フィルタである、付記１から４のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。

（付記６）
前記第２の端子に接続された第３の伝送線路と、
前記第３の伝送線路を介して前記第２の端子に接続された第２のフィルタと、をさらに有し、
前記入力基本波信号は、前記第３の伝送線路及び第２のフィルタを介して前記第２の端子に供給され、
前記第２のフィルタは、前記第２の端子から前記第３の伝送線路を介して供給される、前記入力基本波信号の所定の奇数次高調波を、遮断する、または、前記第２の端子側に反射させる、付記１から５のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。

（付記７）
前記入力基本波信号の奇数次高調波が前記第１及び第２のダイオード間で同相であり、前記所定の奇数次高調波に対して、前記第１及び第２のダイオードから見た前記第２の端子側のインピーダンスが短絡である、付記６に記載の周波数逓倍回路。

（付記８）
前記第２のフィルタは、前記入力基本波信号の所望の奇数次高調波を遮断する帯域除去型フィルタ、前記入力基本波信号の所望の奇数次高調波を遮断し、前記入力基本波信号を通過させる帯域通過型フィルタ、或いは、低域通過型フィルタである、付記６または７に記載の周波数逓倍回路。

（付記９）
前記第１及び第２の伝送線路はそれぞれ、複数の区間に分割されており、該区間毎に、前記第１及び第２の伝送線路間の電気的な導通、非導通を切り替えるスイッチを有する、付記１から８のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。

（付記１０）
前記第１及び第２の伝送線路の各区間は、折り曲げた形状を有する、付記９に記載の周波数逓倍回路。

（付記１１）
前記第１の伝送線路の各区間と前記第２の伝送線路の各区間とは、互いに線対称に配置されており、線対称軸に対して、メアンダ状に形成されていることを特徴とする付記９に記載の周波数逓倍回路。

（付記１２）
前記第１の端子と前記第１のフィルタの間に位相調整用の伝送線路をさらに有する、付記１から１１のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。

１ａ、１ｂ ダイオード
３ 入力側接続点
４ 出力側接続点
８ 信号源
９ 負荷
１０ａ〜１０ｊ、１３ 伝送線路
１１、１２ フィルタ
１４ａ、１４ｂ 接続端子
１５ スイッチ
１６ 制御端子
２０、２１ アンチパラレルダイオードペア

Claims (10)

1. 第１及び第２の端子と、
   アノードが前記第１の端子に接続された第１のダイオードと、
   カソードが前記第１の端子に接続された第２のダイオードと、
   一端が前記第１のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第２の端子に接続された第１の伝送線路と、
   一端が前記第２のダイオードのアノードに接続され、他端が前記第２の端子に接続された第２の伝送線路と、
   前記第１の端子に接続された第１のフィルタと、を有し、
   前記第２の端子に供給された入力基本波信号と該入力基本波信号の奇数次高調波とが前記第１の端子から前記第１のフィルタに供給され、前記第１のフィルタは、前記第１の端子から供給された前記入力基本波信号を、遮断する、または、前記第１の端子側へ反射させる、周波数逓倍回路。
2. 前記入力基本波信号の所定の偶数次高調波が前記第１及び第２のダイオード間で逆相であり、該所定の偶数次高調波に対して、前記第１及び第２のダイオードから見た前記第１の端子側のインピーダンスが開放である、請求項１に記載の周波数逓倍回路。
3. 前記第１及び第２のダイオードは、前記入力基本波信号の基本波電圧と、前記入力基本波信号の２次高調波電圧または４次高調波電圧もしくは該２次、４次高調波電圧の両方とから、付加的な３次高調波を生成する、請求項２に記載の周波数逓倍回路。
4. 前記所定の偶数次高調波は、前記入力基本波信号の２次高調波または４次高調波である、請求項３に記載の周波数逓倍回路。
5. 前記第２の端子に接続された第３の伝送線路と、
   前記第３の伝送線路を介して前記第２の端子に接続された第２のフィルタと、をさらに有し、
   前記入力基本波信号は、前記第３の伝送線路及び第２のフィルタを介して前記第２の端子に供給され、
   前記第２のフィルタは、前記第２の端子から前記第３の伝送線路を介して供給される、前記入力基本波信号の所定の奇数次高調波を、遮断する、または、前記第２の端子側に反射させる、請求項１から４のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
6. 前記入力基本波信号の奇数次高調波が前記第１及び第２のダイオード間で同相であり、前記所定の奇数次高調波に対して、前記第１及び第２のダイオードから見た前記第２の端子側のインピーダンスが短絡である、請求項５に記載の周波数逓倍回路。
7. 前記第１及び第２の伝送線路はそれぞれ、複数の区間に分割されており、該区間毎に、前記第１及び第２の伝送線路間の電気的な導通、非導通を切り替えるスイッチを有する、請求項１から６のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
8. 前記第１及び第２の伝送線路の各区間は、折り曲げた形状を有する、請求項７に記載の周波数逓倍回路。
9. 前記第１の伝送線路の各区間と前記第２の伝送線路の各区間とは、互いに線対称に配置されており、線対称軸に対して、メアンダ状に形成されていることを特徴とする請求項７に記載の周波数逓倍回路。
10. 前記第１の端子と前記第１のフィルタの間に位相調整用の伝送線路をさらに有する、請求項１から９のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。