JP2004096693A - 高周波発振器 - Google Patents
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Abstract
【構成】二つの発振器の出力を合成してなる高周波発振器において、基板の一主面に形成されて延出方向の両端を短絡端したスロットラインと、前記スロットラインの両側に配置されて同一発振周波数とする出力とした第1と第2の発振用増幅器と、前記第1と第2の発振器用増幅器の入力側同士及び出力側同士を電気的に接続して前記スロットラインを横断するとともに閉ループを形成する不平衡型の伝送路とから構成する。
【選択図】図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明はミリ波やマイクロ波帯の高周波発振器を産業上の技術分野とし、特に同一の発振周波数とした第1と第2の発振器の出力を合成してなる、平衡型と不平衡型の伝送路を用いた高周波発振器に関する。
【0002】
【従来の技術】
(発明の背景)高周波発振器(概ね1〜100GHz)は例えば光ケーブルと連動して高周波回線網の発振源として、あるいは測定器の発振源として有用される。このようなものの一つに、発振器の出力を合成して基本波の2倍波を出力する所謂Push−Push発振器(2倍波発振器とする、参照:特開平4−175001号公報)がある。
【0003】
(従来技術の一例)第20図は一従来例の概要を説明する2倍波発振器のブロック回路図である。
2倍波発振器は、共振器1、第1と第2の発振部2(ab)及び合成器3から構成される。共振器1は、例えば誘電体共振器やIC内に設けたLC素子やマイクロストリップライン(以下、MSLとする)9を用いてなる。各発振部2(ab)は発振用増幅器及び帰還系を含み、共振器1を共有して同一発振周波数(基本波)f0となる第1と第2の発振器を形成する。但し、各発振器からの基本波出力は180度の位相差を持ち、互いに逆相とする。合成器3は例えば差動増幅器からなる同相の合成器とし、各発振器の出力を合成する。そして、合成出力foutを得る。
【0004】
このようなものでは、第21図に示したように第1と第2の発振部2(ab)からの基本波f0の出力は、位相が180度反転するので「同図(ab)」、その合成出力はそれぞれ相殺されて0となる「同図(c)」。そして、基本波f0の2倍波2f0の出力は位相が一致するため「同図(ab)」、両者が合成されて出力される「同図(c)」。なお、基本波及びその奇数倍は相殺される。そして、各偶数倍波はいずれも2倍になるが、4倍波以降の偶数倍波は2倍波に比較して格段にレベルが小さい。その結果、合成出力foutは、2倍波2f0が最大レベルとなって出力される。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
(従来技術の問題点)しかしながら、上記構成の2倍波発振器では、第1と第2の発振部2(ab)の出力を合成する合成器3を必要とするので、小型化の促進を阻害する問題があった。また、合成器3も含めて第1と第2の発振部2(ab)からの発振周波数(基本波)は、逆相とする位相差180度を維持しなければならず、電気的な回路設計では困難があった。
【0006】
(発明の目的)本発明は、小型化を促進して設計を容易にした高周波発振器を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段、請求項1に相当】
本発明は、延出方向の両端を電気的な短絡端したスロットライン(以下、SLとする)を基板の一主面に形成し、同一発振周波数とする第1と第2の発振用増幅器を前記SLの両側に配置し、前記第1と第2の発振器用増幅器の入力側同士及び出力側同士を前記SLを横断するとともに閉ループを形成する不平衡型の伝送路によって接続する。
【0008】
本発明では、第1と第2の発振用増幅器の出力側からの不平衡型の伝送路による高周波は、SLにて不平衡モードから平衡モードに変換され、SLの一端及び他端方向に伝播する。この場合、平衡モードに変換された高周波は、SLの両側では互いに逆相として進行する。そして、入力側同士を接続する不平衡型の伝送路に受信された高周波は再び不平衡モードに変換され、SLの幅方向の中点から逆相で2分岐して第1と第2の発振用増幅器の入力側に帰還する。したがって、第1と第2の発振用増幅器は互いに逆相での発振となり、結局互いに逆相とした第1と第2の発振閉ループを形成する。以下、本発明の各実施例によってさらに詳細に説明する。
【0009】
【第1実施例、請求項1、2、14、15、16】
第1図(abc)は本発明の一実施例を説明する高周波発振器ここでは2倍波発振器の模式図で、同図(a)は一主面側の、同図(b)は他主面側の平面図、同図(c)は同図(a)のA−A断面図である。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。
【0010】
二倍波発振器(Push−Push発振器)は、平衡型の伝送路であるSL8と、第1と第2の発振用増幅器4(ab)と、不平衡型の伝送路9と、出力線5とからなる。SL8は例えば誘電体からなる基板6の一主面に設けられた金属導体7に、両端を電気的な短絡端とした開口線路を形成してなる。そして、SL8の両側の金属導体7間での電界及びこれによる磁界によって、高周波がSL8の延出方向に沿って一端及び他端(図の上下端)方向に伝播する(所謂平衡モード、ここでは概ね矩形金属導波管TE10モードに類似のSLモードによる伝播)。
【0011】
第1と第2の発振用増幅器4(ab)は、SL8の長さ方向における中央領域の下端側で、幅方向の両側に入力側を対向して配置される。そして、同一発振周波数で同一振幅とする。なお、図中では発振用増幅器4(ab)の電源及びアースラインは省略してある。但し、アースラインは他主面の金属導体7にビアホールによって接続する。
【0012】
不平衡型の伝送路9は、第1と第2の発振器用増幅器4(ab)を経て閉ループを形成する第1と第2のMSL20(ab)からなる。第1MSL20aはSL8の中央領域の一端側を横断して、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の入力側同士を接続する。第2MSL20bは中央領域の他端側を横断して、第1と第2の発振器用増幅器4(ab)の出力側同士を接続する。第1と第2のMSL9(ab)とSL8の上下端との距離を発振周波数(基本波)f0の波長に対して約λ/4とする。
【0013】
なお、MSL9(ab)は、基本的に、一主面の金属導体7を接地導体として生ずる電界及び磁界によって、高周波が伝播する(所謂不平衡モード、ここでは概ねTEMモードによる伝播)。
【0014】
出力線5は、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の出力側同士を接続する第2MSL20bに接続し、SL8内を延出してその下端をまたいで形成される。ここでは、出力線5の幅の中心と第2MSL20bの中間点は一致させる。そして、SL8内での出力線5の幅はSL8外の幅よりも大きくし、特性インピーダンスを整合する。
【0015】
(作用)このような構成であれば、第1と第2の発振用増幅器4(ab)からのMSLによる不平衡モードの出力(高周波)は、SL8を横断するのでSLによる平衡モードに変換されてSL8を上下方向に伝播する。ここで、SL8は平衡モードなので、SL8の両側での金属導体7間で逆相の電界によって高周波は伝播する。
【0016】
したがって、発振用増幅器4(ab)からの第2MSL20bによる不平衡モードの出力(高周波)は、スロットライン8により平衡モードに変換されて伝播する際、必然的に逆相になって伝播する。
【0017】
そして、上方向に伝播した高周波は、第1MSL20aによって不平衡モードに再び変換される。この場合、SL8は平衡モードの伝送路であるから、幅方向の中点から見て、互いに逆相で同じ振幅で分岐し、各発振用増幅器4(ab)の入力側に帰還される。したがって、SL8は、第1と第2のMSL9(ab)とともに第1と第2の発振用増幅器4(ab)による各発振閉ループを形成し、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の出力を互いに逆相にする。
【0018】
以上により、SL8及び第1と第2のMSL9(ab)は、発振用増幅器4(ab)による2つの発振閉ループを形成するとともに、その一部が伝送路を共用する平衡型の伝送路(SL8)であるが故に、2系統の発振位相を逆相の関係で発振させることになる。なお、発振周波数(基本波f0)は、2つの発振閉ループの遅延量と発振用増幅器4(ab)の位相振幅特性で基本的に決定される。
【0019】
要するに、本実施例では、2つの発振閉ループによる逆相発振を生起して、2つの発振出力を同相合成することができる。したがって、前述したPush−Pushの原理に基づき、発振周波数(基本波f0)の2倍の周波数(2倍波2f0)を出力線5によって、取り出すことができる。
【0020】
すなわち、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の出力は、第2MSL20bに接続されるので、その中間点では基本波f0が相殺して2倍波2f0が合成される。したがって、これを出力線5によって取り出すことができる。なお、出力線5は直下にSL8があって特性インピーダンスが高くなるので、線幅を広げて一定の値にしてある。
【0021】
(効果)したがって、このような構成及び作用の2倍波発振器では、第2MSL20bに出力線5を設ければよいので、従来のような合成器3を不要にして、小型化を促進できる。また、SL8によって、第1と第2の発振用増幅器4(ab)による発振位相を確実に逆相にできるので、回路設計を容易にする。
【0022】
また、この実施例では、第1及び第2MSL20(ab)からSL8の上下端までの各距離は、発振周波数(基本波f0)の波長λの約1/4とするので、第1及び第2MSL20(ab)からSL8の上下端側を見たインピーダンスは概ね無限大となる。したがって、SL8によって平衡モードに変換された高周波(基本波f0)は、第1MSL20aと第2MSL20bとの間で伝播し、基本波以外の周波数成分を抑圧してQを高める。
【0023】
但し、SL8は、必ずしもその上下端が第1及び第2MSL20(ab)からλ/4である必要はなく、例えば第1及び第2MSL20(ab)から外側はSLが形成されていなくても基本的には動作する。
【0024】
【第2実施例、請求項20、21】
第2図は、本発明の第2実施例を説明する二倍波発振器の模式的な他主面側の平面図である。なお、これ以降の各実施例では前実施例と同一部分の説明は省略又は簡略する。
前第1実施例では平衡モードのSL8と不平衡モードの伝送路「第1及び第2MSL20(ab)」を組み合わせて二倍波発振器の発振閉ループを構成したが、基本的には発振器のQは小さく、発振周波数の安定度が低い。第2実施例は、これを改善する例で所謂注入同期を取り入れたものである。
【0025】
すなわち、第2実施例では、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の各入力側を接続するSL8内の第1MSL20aに注入同期用の注入線10を接続する。そして、SL8内を延出して上端をまたいで形成される。ここでも、前述した出力線5と同様に、注入線10の幅の中心と第1MSL20aの中間点を一致させ、伝送インピーダンスの整合のため、SL8内での線幅はSL8外の線幅よりも大きくする。
【0026】
注入同期用の信号源は、Qが大きくて安定度が高い例えば水晶発振器によるオーバトーンや逓倍による発振周波数(同期信号とする)とする。そして、同期信号は高周波発振器の発振波周波数(基本波f0)に対して1/n(但しnは整数)となる周波数とする。以下、例えばn=2として説明する。
【0027】
このようなものでは、注入線10からの同期信号によって、第1と第2の発振用増幅器4(ab)による各発振閉ループの高周波は、位相が揃えられる。この場合は、第3図に示したように、高周波発振器の基本波f0に対して同期信号はf0/2なので、第1と第2の発振閉ループによる基本波f0「同図(ab)」の波長の2λごとに同期する。但し、第1と第2の発振閉ループの出力は互いに逆相なので、λ分ずれて同期する。これにより、基本波f0が安定するので、結果として出力線5からの2倍波2f0も安定する。
【0028】
なお、ここでは同期信号源として水晶発振器を適用し、高周波発振器の基本波f0(例えば1GHz)に対して、オーバトーンや逓倍によってf0/2(500MHz)の周波数を得たが、同期信号をf0/10にすれば100MHzとなるので、水晶発振器の基本波を適用できる。この場合、逓倍回路等を不要にするので、小型化や経済性に適する。なお、水晶発振器では、逓倍数を多くしても現状では前述の500MHz程度が限度である。
【0029】
【第3実施例、請求項7】
第4図は本発明の第3実施例を説明する2倍波発振器の模式的な他主面側の平面図である。
前実施例での2倍波発振器ではいずれも発振周波数(基本波f0)は固定として2倍波を得たが、第3実施例では基本波f0を可変させた場合の例である。
【0030】
すなわち、第3実施例では、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の入力側同士を接続するSL8内の第1MSL20aとSL8の上端との間に、電圧可変容量素子11を配置する。電圧可変容量素子11はSL8の幅方向に配置される。電圧可変容量素子11の両端子にはSL8の両側から発振周波数(基本波f0)の波長λに対してλ/4とした信号線12を第1MSL20aと平行に接続する。そして、電圧可変容量素子11の両端子には、引出線13を経てアノードを−、カソードを+とした逆電圧となる制御電圧を印加する。なお、引出線13は例えばMSLとする。
【0031】
このようなものでは、第1MSL20aとSL8の上端の間に配置された電圧可変容量素子11には、SL8を形成する両側の金属導体7間に発生する電界が印加される。したがって、電圧可変容量素子11は第1と第2の発振閉ループに並列に接続されたことになり、発振閉ループの電気的な線路長を実質的に可変する。そして、電圧可変容量素子11は、制御電圧によって端子間の容量が変化する。これにより、制御電圧によって容量を可変すれば、各発振閉ループに対する並列容量がそれぞれ同量変化するので、発振周波数(基本波f0)を同じだけ変化させて制御できる。したがって、出力線5からの2倍波2f0の周波数も制御できる。
【0032】
【第4実施例、請求項17、18】
第5図は本発明の第4実施例を説明する2倍波発振器の模式的な他主面側の平面図である。
前各実施例では、出力線5の長さはλ/4としたSL8内に同長として形成したが、この例では概ねλ/8に2分割して形成する。このようにすれば、λ/8とした各線路は2倍波の共振周波数2f0のλ/4となるので、2倍波以外の周波数を抑圧して不要波を排除できる。例えば第2実施例で示した注入同期をかけた場合、注入線10からの同期信号が出力線5に漏れて雑音成分として重畳するが、これを排除できる。なお、分割された出力線5は静電結合によって電気的に接続する。
【0033】
なお、例えば第6図(一部図)に示したように、出力線5を櫛歯上に分割してもよい。このようにすれば、出力線5の静電結合が高まり、損失をさらに小さくできる。そして、これらに限らず、出力線5は発振周波数(基本波f0)の2倍となる周波数の帯域通過フィルタであればよい。
【0034】
【第5実施例、請求項23、24】
第7図は本発明の第5実施例を説明する高周波発振器の模式的な他主面側の平面図である。
前各実施例では高周波発振器を2倍波発振器として説明したが、第6実施例では基本波での出力レベルを高める場合の例である。すなわち、この場合には、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の各出力側を接続する第2MSL20bに対して、SL8を横断する出力線5を平行に形成する。そして、一端側を出力端として他端側をSL8の右端から、基本波の波長のλ/4分延出する。
【0035】
このようなものでは、発振用増幅器4(ab)の各出力が前述同様にSL8によって平衡モードに変換されてSL8内を伝播する。そして、第1MSL20aによってMSLによる不平衡モードに変換される。この場合、出力線5の他端側をSL8の右端から基本波の波長のλ/4分延出したことにより、他端側を短絡した換言するとアース接地したとみなせる。
【0036】
そして、SL8の両端(左右)側では発振用増幅器4(ab)による互いに逆相の電位が生ずる。したがって、出力線5の一端側(出力端)の電位は他端側(0電位に)みれば倍になる。これにより、発振周波数を基本波f0として、第1と第2の発振出力を合成した出力レベルの高い出力が得られる。
【0037】
なお、ここでは、出力線5を第2MSL20bに対して平行に配置したので、第2MSL20bからSL8の下端を見たインピーダンスは、第2MSL20bのインピーダンスに依存して例えば50Ωになる。但し、この場合でも、SL8の下端までをλ/4とすることによって、出力線5での伝送効率(変換効率)を高められる。
【0038】
【第6実施例、請求項3、19】
第8図は本発明の第6実施例を説明する2倍波発振器の模式的な一主面側の平面図で、同図(a)は一主面側の平面図で、同図(b)はA−A断面図である。前各実施例では不平衡型の伝送路9として第1及び第2MSL20(ab)を適用したが、この実施例ではMSLに代えてコプレーナライン(以下、CPWとする)を適用した場合の例である。すなわち、この実施例では、SL8の両側に設けられた第1と第2の発振用増幅器4(ab)の入力側と出力側同士を接続して閉ループとする不平衡型の伝送路9を、第1と第2のCPW21(ab)から形成する。
【0039】
なお、CPW21(ab)は中央に信号線を有し、両側の金属導体7との間にギャップを有する。そして、信号線と金属導体7の間で生ずる電界及びこれによる磁界によって不平衡型の伝送路を形成し、高周波が伝播する。ここでは、両側の金属導体7は、導線のエアブリッジ14によって同電位に接続される。また、発振器用増幅器4(ab)は例えばバンプ17を用いて直接に第2伝送路(CPW)9bに接続する。これは、第1実施例でも同様に適用できる。
【0040】
このようなものでは、前述同様に、第1と第2の発振用増幅器4(ab)からの高周波は、出力側を接続する第2CPW21bを経て、不平衡モードからSL8による平衡モードに変換される。そして、入力側を結ぶ第1CPW21aにて平衡モードから不平衡モードに変換され、それぞれ第1と第2の発振閉ループを形成する。
【0041】
第1と第2の発振閉ループによる発振周波数(基本波f0)は、前述同様に第1と第2CPW21(ab)とSL8の線路長及び各発振用増幅器4(ab)によって決定される。また、第1及び第2CPW21(ab)からSL8の上下端の間隙(距離)をλ/4にするので、前述同様に共振器として機能し、基本波の完全定在波を生じてQを高める。
【0042】
そして、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の各出力側を接続する第2CPW21bでは基本波f0が相殺され、2倍波2f0が2倍に合成される。そして、ここでは、SL8内に設けたCPWとして機能する第1出力線5a及び他主面に設けた第2出力線5bによって二倍波を導出できる。なお、第2出力線5bは、第1出力線5aとλ/4の長さ分(2f0)重畳して、一主面の金属導体7を接地導体として実質的にMSL9を形成する。
【0043】
そして、この場合でも、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の各入力側を接続するSL8内の第1CPW21aに注入同期用のCPWとして機能する第1注入線10aを接続して、水晶発振器からの同期信号を加えることにより、基本波f0の位相を合わせてさらにQを高められる。なお、ここでは、電極貫通孔(所謂ビアホール)によって、同期信号源と接続するMSLとして機能する第2信号線10bに第1注入線10aを接続する。
【0044】
この場合、注入される同期信号の周波数は低いので、ビアホールによるインピーダンス不整合等による特性劣化は抑圧できる。なお、ビアホールに代えて、前述のように2倍波2f0に対してλ/4の長さ分重畳させてもよい。また、SL8内に電圧可変容量素子(未図示)を配置することによって、前述同様に発振周波数を制御できる。
【0045】
このような構成であっても、不平衡型の伝送路9を前述したMSL9にした場合と同様に、合成器を不要にして、設計を容易にする。そして、この場合には、基板6の一主面側にてSL8とCPW21(ab)によって構成できて接地導体(アース)を他主面に要しないので、発振用増幅器4(ab)のアースを同一主面側に形成できて設計を容易にする。なお、CPWを用いても基本波の出力レベルの2倍となる出力を得ることができる(未図示)。
【0046】
【第7実施例、請求項4、5、6、19】
第9図は本発明の第7実施例を説明する2倍波発振器の模式的な一主面側の平面図で、同図(a)は一主面側の平面図で、同図(b)はA−A断面図である。前実施例では、不平衡型の伝送路9は、MSL又はCPWかのいずれか一方を適用したが、第7実施例では両者を組み合わせて構成したものである。
【0047】
すなわち、第7実施例では、SL8の両側に設けられた第1と第2の発振器用増幅器4(ab)の入力側同士をMSL20とCPW21(ab)とから形成する。他主面に設けられたMSL20は上端側で一主面側のSL8を横断し、ビアホールを経て下端側の両端にCPW21(ab)を接続する。
【0048】
そして、各CPW21(ab)に第1と第2の発振用増幅器4(ab)の入力側を接続するとともに、各発振器用増幅器4(ab)の出力側同士を接続してその中点をSL8内に設けられた第1出力線5aに接続する。第1出力線5aは前述のようにCPWを形成し、MSLからなる他主面の第2出力線5bと電磁結合する。なお、各CPW21(ab)と各発振用増幅器4(ab)の入力側、各発振用増幅器4(ab)の出力側同士及び第1出力線5とはバンプ等を含む導線によって接続される。
【0049】
この場合でも、第1と第2の発振用増幅器4(ab)の出力が互いに逆相であることから、SL8の両側では逆相の電位を生じる。したがって、上下端方向には前述同様にSL8を高周波が伝播する。なお、下端方向には第1出力線5aを中点電位の信号線として電界方向を同一方向としたCPWの同相モードによって伝播するとも言える。
【0050】
このような構成であっても、前述同様に、第1出力線5aの中点にて基本波f0が相殺されて2倍波2f0を得られ、合成器を不要にして設計を容易にする。そして、ここでも、接地導体を他主面に要しない共平面構造とするので、発振器用増幅器4(ab)の接続を容易にする。
【0051】
この場合でも、MSL20に第1及び第2注入線10(ab)を接続して同期信号を注入できる。また、この実施例においても、第10図に示したように、ビアホールに代えて、MSL20の両端側の長さを約λ/4分各CPW21(ab)と重畳してもよい。これにより、MSL20の両端は電気的な短絡端となって電磁結合する。この場合、ビアホールが全く存在しない共平面構造とするので、伝送損失の少ない2倍波発振器が得られる。但し、線路長が長くなるので、超高周波の場合に適する。
【0052】
【第8実施例】
(請求項1、8、9、11、12、14、15、19、20、22)
第11図は本発明の第8実施例を説明する2倍波発振器の図で、同図(a)は模式的な一主面の平面図で、同図(b)はA−A断面図である。
前各実施例ではSL8を一方向(上下方向)にのみ形成した例を示したが、第8実施例はSL8(ab)を交差して形成する例である。この例では、基板6の上下方向に第1SL8aを形成し、これと中央部で直交する他方向(左右方向)に第2SL8bを形成する。
【0053】
第2SL8aのスロット(開口部)内には、外周囲の金属導体7に左右端が接続(短絡)して、第1SL8aの幅方向の両端側で分断する信号線17を設けてなる。要するに、第1SL8aに対して中央部で直交する両端短絡のCPWを形成してなる。そして、第1と第2の発振用増幅器4(ab)を第1SL8aの幅方向の両端側に配置し、入出力端をそれぞれ分断された信号線17に接続する。
【0054】
基板6の他主面には、第1及び第2SL8(ab)の交差点及び第1と第2の発振用増幅器4(ab)を囲み、各SL8(ab)を上下左右で横断して周回する方形状のMSL18が形成される。
【0055】
MSL18の上下方向での横断点から第1SL8aの上下端までは約λ/4の長さとし、前述同様に横断点から見て第1SL8aの上下端を電気的な開放端とする。ここでは、左右方向でのMSL18の横断点から第2SL8bの左右端までも約λ/4とする。そして、左右のMSL18の中点からは短絡線路19(ab)を延出する。短絡線路19(ab)は約λ/4の長さとしたMSLとする。
【0056】
このようなものでは、第1と第2の発振用増幅器4(ab)からの出力が中央の信号線を経て第1SLにより平衡モードに変換される。そして、例えばSL8aの左側を+、右側を−電位とすれば、これまでも同様なように第1SL8aでは矢印で示した左から右方向への電界が発生する。これに対し、CPWを形成する第2SL8bでは、信号線17を基準電位として、左側の第2SL8では上下方向から信号線17に向かう電界が、右側の第2SL8では信号線17から上下方向に向かう電界が発生する。これにより、第2SL8bの左右側では、信号線17を基準電位とした逆向きの電界による不平衡モード(Odd mode即ちコプレーナラインモード)で、互いに逆相の高周波が伝播する。
【0057】
これらから、第1SL8aの上下方向に伝播した平衡モードの高周波は、上下両端側のMSL18によって、幅方向の中点からから見て互いに逆相の不平衡モードに変換され、それぞれ2分岐して左右方向に伝播する。そして、第2SL8bを横断する左右のMSL18に接続した短絡線路19(ab)に流入する。これにより、逆相2分岐された左右での高周波は、MSL18の不平衡モードから信号線17を有する第2SL8b即ちCPWによる不平衡モードに変換される。そして、第1と第2の発振用増幅器4(ab)に入力する。
【0058】
したがって、第1と第2の発振用増幅器4(ab)は、上下両端を電気的な開放とした平衡モードの第1SL8a、及び不平衡型の伝送路9としての短絡線路19(ab)を含むMSL18、左右両端を短絡とした信号線17を有する第2SL8bを経て、左右2系統の発振閉ループを形成する。図中では符号9は示されていない(これ以降も同様)。
【0059】
なお、左右の信号線17と上下の接地導体7との間の電界によって高周波が伝播するので、上下左右での4系統の発振閉ループを形成する。そして、第1と第2の発振用増幅器4(ab)を共通とした左右における上下の発振閉ループは同相での発振と言うこともできる。
【0060】
したがって、第12図に示したように、第1と第2の発振用増幅器4(ab)を接続する注入線10aに、例えば下端側で前述同様にCPWとする注入線10a5a及びMSLとする第2出力線5bを接続すれば、基本波f0が相殺されて2倍波2f0が合成された出力を得ることができる。また、上端側で注入線10aに第1及び第2注入線10(ab)を接続すれば、同期信号を注入できて二倍波2f0の発振周波数を安定にする。
【0061】
なお、この例においては、左右のMSL18に接続する短絡線路19(ab)はλ/4としたMSLとしたが、例えば第13図に示したように短絡線路19(ab)を短くしてビアホールによって信号線17に接続してもよい。そして、この場合、第14図に示したように、信号線17を短くして両端を電気的な開放にすれば、高インピーダンスの設計にできる。
【0062】
【第9実施例、請求項13】
第15図は本発明の第9実施例を説明する周波数可変型とした2倍波発振器の模式的な平面図である。
第9実施例は、前第8実施例の交差する第1と第2のSL8(ab)を用いた2倍波発振器に電圧可変容量素子を配置して周波数可変型とする例である。この例では、例えば第2SL8bの左右を横断するMSL18と短絡線路19(ab)との間に、例えば図面の右側をアノード、左側をカソードとする極性を同一方向とした電圧可変容量素子11(ab)を配置する。
【0063】
このようなものでは、電圧可変容量素子11(ab)はMSL18とCPWを形成する信号線19(ab)との間に接続され、発振閉ループ内に等価的に直列に挿入されたことになる。したがって、電圧可変容量素子19aのカソードに+とし、電圧可変容量素子19bのアノードに−とした制御電圧を印加することによって、発振閉ループの直列等価容量換言すると電気長を変えることになり、基本波f0の発振周波数を可変できる。これにより、合成出力である2倍波2f0の発振周波数も変化する。
【0064】
なお、第16図に示したように、左右を横断するMSL18からビアホールによって、第2SL8bの信号線17に接続する短絡線路19(ab)を接続する。そして、第2SL8bの両端側でそれぞれアノードを信号線17に、カソードを金属導体7に接続した電圧可変容量素子11(ab)を配置してもよい。
【0065】
この場合でも、前述同様に、電圧可変容量素子11(ab)はMSL18とCPWを形成する信号線19(ab)との間に並列に接続され、発振閉ループ内に直列に挿入されたことになる。したがって、例えば一方の電圧可変容量素子19bのアノードに−とした制御電圧を印加することによって、基本波及f0及び2倍波2f0の発振周波数を可変できる。
【0066】
この場合は、第2SL8bの長さをλ/4として低インピーダンスとしているので、電圧可変容量素子11(ab)の値は大きくする。また、第17図に示したように、第2SL8bの長さをλ/4より短くして高インピーダンスとした場合には電圧可変容量素子11(ab)の値は小さくする。
【0067】
【第10実施例、請求項13】
第18図は本発明の第10実施例を説明する周波数可変型とした他の例を示す2倍波発振器の模式的な平面図である。前第9実施例では第2SL8bに電圧可変容量素子を配置したが、第10実施例は第1SL8aに配置する例である。
【0068】
すなわち、第10実施例では、第1SL8aの上下を横断するMSL18の外側でそれぞれ一対の電圧可変容量素子11(ab)を配置する。ここでは、上下端側で、一対の電圧可変容量素子11(ab)のアノードを出力線5a及び注入線10aに、カソードを金属導体7に接続する。ここでは、第2SL8bの左右を横断するMSL18には、λ/4とした短絡線路19(ab)を接続する。
【0069】
このようなものでは、第1SL8a内の出力線5a及び注入線10aと接地導体7との間にそれぞれ電圧可変容量素子11(ab)を接続するので、前第3実施例(第4図)で説明したと同様に、上下左右の発振閉ループに直列に挿入されたことになる。したがって、第2信号線17の中点に−とした制御電圧を印加することによって、基本波f0及び2倍波2f0の発振周波数を可変できる。
【0070】
なお、第19図に示したように、左右のMSL18に接続するλ/4とした短絡線路19(ab)に代えて、前述のようにビアホールによる短絡線路19(ab)としてもよい。この場合でも、第20図に示したように信号線17の長さをλ/4以下にして両端を開放端とすれば、高インピーダンスの設計となる。
【0071】
また、本発明では、平面回路構成を採用しているので所謂所謂MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit)構成とした高周波発振器を容易に作成することができる。特に、CPWやSLを用いたユニプレーナ型MMIC、さらにはより超小型化が期待される多層3次元MMIC化にも適した構造になる。
【0072】
【発明の効果】
本発明は、延出方向の両端を電気的な短絡端したSLを基板の一主面に形成し、同一発振周波数とする互いに逆相の出力とした第1と第2の発振用増幅器を前記SLの両側に配置し、前記第1と第2の発振器用増幅器の入力側同士及び出力側同士を前記SLを横断するとともに閉ループを形成する不平衡型の伝送路によって接続する。したがって、小型化を促進して設計を容易にした高周波発振器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施例を説明する2倍波発振器の図で、同図(a)は模式的な平面図、同図(b)は裏面図、同図(c)は同図(a)のA−A断面図である。
【図2】本発明の第2実施例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図3】本発明の第2実施例の作用を説明する周波数特性図である。
【図4】本発明の第3実施例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図5】本発明の第4実施例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図6】本発明の第4実施例の他の例を説明する一部平面図である。
【図7】本発明の第5実施例を説明する高周波発振器の模式的な平面図である。
【図8】本発明の第6実施例を説明する2倍波発振器の図で、同図(a)は模式的な平面図、同図(b)は同断面図である。
【図9】本発明の第7実施例を説明する2倍波発振器の図で、同図(a)は模式的な平面図、同図(b)はA−A断面図である。
【図10】本発明の第7実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図11】本発明の第8実施例を説明する2倍波発振器の図で、同図(a)は模式的な平面図、同図(b)は同断面図である。
【図12】本発明の第8実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図13】本発明の第8実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図14】本発明の第8実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図15】本発明の第9実施例を説明する2倍波発振器の図で、同図(a)は模式的な平面図、同図(b)はA−A断面図である。
【図16】本発明の第9実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図17】本発明の第9実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図18】本発明の第10実施例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図19】本発明の第10実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図20】本発明の第10実施例の他の例を説明する2倍波発振器の模式的な平面図である。
【図21】従来例を説明する2倍波発振器のブロック図である。
【図22】従来例を説明する2倍波発振器の周波数特性図である。
【符号の説明】
1 共振器、2 発振部、3 合成器、4 発振用増幅器、5 出力線、6 誘電体基板、7 金属導体、8 SL、9 不平衡型の伝送路、10 注入線、11 電圧可変容量素子、13 引出線、14 導線、20 MSL.
Claims (24)
- 二つの発振器の出力を合成してなる高周波発振器において、基板の一主面に形成されて延出方向の両端を電気的な短絡端したスロットラインと、前記スロットラインの両側に配置されて同一発振周波数とする第1と第2の発振用増幅器と、前記第1と第2の発振器用増幅器の入力側同士及び出力側同士を電気的に接続して前記スロットラインを横断するとともに閉ループを形成する不平衡型の伝送路とからなる高周波発振器。
- 請求項1において、前記不平衡型の伝送路は、前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインである高周波発振器。
- 請求項1において、前記不平衡型の伝送路は、前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインである高周波発振器
- 請求項1において、前記不平衡型の伝送路は、前記基板の一主面に設けられて前記第1と第2の発振用増幅器の入力側に接続したコプレーナラインと、前記基板の他主面に設けられて前記コプレーナラインに接続するMSLと、前記第1と第2の発振器用増幅器を接続する導線とからなる高周波発振器。
- 請求項4において、前記コプレーナラインと前記マイクロストリップラインはビアホールによって接続した高周波発振器。
- 請求項4において、前記コプレーナラインと前記マイクロストリップラインとは、発振周波数(但し、基本波f0)の波長に対してλ/4分の長さを重畳して接続した高周波発振器。
- 請求項1において、前記スロットライン内に電圧可変容量素子を配置して周波数可変型とした高周波発振器。
- 請求項1において、前記不平衡型の伝送路は、前記第1と第2の発振器用増幅器の入力側同士及び出力側に接続して前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインと、前記スロットラインと前記コプレーナラインとの交差点及び前記第1と第2の発振器用増幅器を取り囲んで周回する前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインと、前記コプレーナラインを横断する前記マイクロストリップラインに接続した短絡線路とからなる高周波発振器。
- 請求項8において、前記コプレーナラインは両端が電気的な短絡端である高周波発振器。
- 請求項8において、前記コプレーナラインは両端が電気的な開放端である高周波発振器。
- 請求項8において、前記短絡線路は、発振周波数(但し、基本波f0)の波長λに対してλ/4分の長さとしたマイクロストリップラインである高周波発振器。
- 請求項8において、前記短絡線路は前記コプレーナラインにビアホールによって接続した高周波発振器。
- 請求項8において、前記スロットライン内又は及びコプレーナライン内に電圧可変容量素子を配置して周波数可変型とした高周波発振器。
- 請求項1において、前記スロットラインの一端側及び他端側を横断する前記不平衡型の伝送路と前記スロットラインの両端との各間隙は、発振周波数(但し、基本波f0)の波長λに対してλ/4分の長さとした高周波発振器。
- 請求項1において、前記基板の一主面又は他主面に設けられて前記第1と第2の発振器用増幅器の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路に、前記スロットライン内を延出する出力線を接続して、前記発振周波数(但し、基本波f0)の2倍となる発振周波数(但し、2倍波2f0)を得た高周波発振器。
- 請求項15において、前記出力線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインの場合には、前記マイクロストリップラインに接続して前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインである高周波発振器。
- 請求項15において、前記出力線は、前記発振周波数(但し、基本波f0)の2倍となる周波数の帯域通過フィルタである高周波発振器。
- 請求項17において、前記帯域通過フィルタは、前記発振周波数の波長λの1/8とした線路長である高周波発振器。
- 請求項15において、前記出力線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の一主面に設けられたコプレーナライン又は導線の場合には、前記コプレーナライン又は導線に接続して前記スロットライン内を延出する前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインからなる第1出力線と、前記基板の他主面に設けられて前記第1出力線と電磁結合したマイクロストリップラインからなる第2出力線とからなる高周波発振器。
- 請求項1において、前記基板の一主面又は他主面に設けられて前記第1と第2の発振器用増幅器の入力側同士を接続して前記スロットラインを横断する不平衡型の伝送路に、前記スロットライン内を延出する注入同期用の注入線を接続した高周波発振器。
- 請求項20において、前記注入線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインの場合には、前記マイクロストリップラインに接続して前記基板の他主面に設けられたマイクロストリップラインである高周波発振器。
- 請求項20において、前記注入線は、前記不平衡型の伝送路が前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインの場合には、前記コプレーナラインに接続して前記スロットライン内を延出する前記基板の一主面に設けられたコプレーナラインからなる第1出力線と、前記基板の他主面に設けられて前記第1出力線と電磁結合したマイクロストリップラインからなる第2出力線とからなる高周波発振器。
- 請求項1において、前記第1と第2の発振用増幅器の出力側同士を接続する不平衡型の伝送路と平行に前記スロットラインを横断する出力線を設け、前記第1と第2の発振用増幅器の出力レベルを合成して2倍の出力レベルとした発振周波数を得た高周波発振器。
- 請求項10において、前記スロットを横断する前記第2の出力線の一端は、前記スロット端から前記発振周波数の波長λの1/4である高周波発振器。
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US7120817B2 (en) * | 2003-05-29 | 2006-10-10 | Intel Corporation | Method of signal distribution based on a standing wave within a closed loop path |
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---|---|---|---|---|
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