JP6317245B2

JP6317245B2 - 分布増幅器と分布ミキサ

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Publication number: JP6317245B2
Application number: JP2014256070A
Authority: JP
Inventors: 裕史濱田; 小杉　敏彦; 敏彦小杉; 信矢板
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Priority date: 2014-12-18
Filing date: 2014-12-18
Publication date: 2018-04-25
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Description

本発明は、高周波電気信号を扱う分布増幅器と分布ミキサに関する。

高周波回路において、広帯域にわたって平坦な利得を有する増幅器として分布増幅器が知られている（例えば非特許文献１）。分布増幅器は、増幅機能を有するトランジスタを含む単位増幅器と伝送線路とで構成される。分布増幅器は、トランジスタの持つ容量と伝送線路の持つインダクタンスから成る一定の特性インピーダンス（通常は50Ω）の疑似線路を形成することで、直流付近から疑似線路の高域カットオフ周波数までの広帯域で平坦な増幅特性を持つ。分布増幅器を構成する疑似線路は、入力側疑似線路と出力側疑似線路とがある。入力側疑似線路は、入力側の伝送線路の持つインダクタンスと、単位増幅器の持つ入力容量とから形成され、直流付近から高域カットオフ周波数までの平坦な、伝送線路様の通過特性を持つ疑似的な線路である。同様に、出力側疑似線路は、出力側の伝送線路の持つインダクタンスと、単位増幅器の持つ出力容量とから形成される疑似的な線路である。

高周波入力信号は、入力側伝送線路の一方の入力端子に入力され、増幅された出力信号は出力側伝送線路の出力端子から出力される。ここで入力側伝送線路の入力端子と異なる他方の端子は、終端抵抗で終端される。この終端抵抗は、入力端子から疑似線路を見た時の入力インピーダンスを広帯域に一定のインピーダンスにするために必要な抵抗である。終端抵抗の値は、入力側伝送線路の特性インピーダンスと同じ値が用いられる（例えば50Ω）。

Kim, B. ,et al,"0.５W 2-21 GHz monolithic GaAs distributed amplifier", Electronics Letters, Vol.20,pp.288-289, 1984

しかしながら、終端抵抗の両端には一定の高周波電圧が生じるため入力端子に入力された高周波信号の一部は、終端抵抗においてジュール熱となって消費されてしまう。仮に、無限に長い疑似線路、すなわち、単位増幅器を無限段数連ねた分布増幅器を作ることができれば、入力端子に入力された高周波信号は、終端抵抗に到着するまでに全ての単位増幅器に入力され、終端抵抗において電力消費が生じない状況を作ることができる。

しかし、段数を多くすると、疑似線路を構成する伝送線路で生じる高周波損失が段数に比例して大きくなるため、ある段数以上では利得が飽和してしまう。つまり、段数を増加させる手法では、終端抵抗で消費されていた電力が伝送線路での高周波損失に変更されているにすぎず、終端抵抗で消費される電力を取り戻して利得を改善したとは言えない。

この終端抵抗で生じる電力消費による利得低下の課題は、分布ミキサにおいても同様に見られる。

本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、入力側伝送線路の終端抵抗で生じる電力消費を無くして高周波損失を改善した分布増幅器と分布ミキサを提供することを目的とする。

本発明の分布増幅器は、複数の単位増幅器と入力側伝送線路と出力側伝送線路とを含む分布増幅器において、前記入力側伝送線路の終端に一端を接続するコンデンサと、前記出力側伝送線路の終端に一端を接続し他端を出力端子とする遅延線と、前記コンデンサの他端にソース電極を、前記出力端子にドレイン電極をそれぞれ接続し、ゲート電極が高周波的に接地されたＦＥＴと、前記ＦＥＴのソース電極に一端が接続され他端が接地されたインピーダンス素子とを具備し、前記ＦＥＴのゲート電極は、バイアス抵抗を介して該ＦＥＴを飽和領域で動作させる電圧に直流的にバイアスされることを要旨とする。

また、本発明の分布ミキサは、複数の単位ミキサと高周波信号伝送線路と中間周波信号伝送線路とを含む分布ミキサにおいて、前記高周波信号伝送線路の終端に一端を接続するコンデンサと、前記中間周波信号伝送線路の終端に一端を接続し他端を中間周波信号出力端子とする遅延線と、前記コンデンサの他端にソース電極を、前記中間周波信号出力端子にドレイン電極をそれぞれ接続し、ゲート電極が高周波的に接地されたＦＥＴと、前記ＦＥＴのソース電極に一端が接続され他端が接地されたインピーダンス素子とを具備し、前記ＦＥＴのゲート電極は、バイアス抵抗を介して該ＦＥＴを飽和領域で動作させる電圧に直流的にバイアスされることを要旨とする。

本発明によれば、入力側伝送線路の終端抵抗で生じる電力消費を無くして高周波損失を改善した分布増幅器と分布ミキサを実現することができる。

第１実施形態の分布増幅器１００の構成例を示す図である。分布増幅器１００の信号経路を示す図である。ゲート接地型ＦＥＴ２０の等価回路を示す図である。ゲート接地型ＦＥＴ２０を等価回路で表現した分布増幅器１００の構成例を示す図である。分布増幅器１００の小信号増幅率のシミュレーション結果の例を示す図である。第２実施形態の分布増幅器２００の構成例を示す図である。第３実施形態の分布増幅器３００の構成例を示す図である。第４実施形態の分布ミキサ４００の構成例を示す図である。分布ミキサ４００の変換利得のシミュレーション結果の例を示す図である。第５実施形態の分布ミキサ５００の構成例を示す図である。第６実施形態の分布ミキサ６００の構成例を示す図である。第７実施形態の分布ミキサ７００の構成例を示す図である。ゲート接地型ＦＥＴ２０のバイアス回路の例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。本発明の実施の形態を説明する前に、分布増幅器を例に本実施の形態の原理について説明する。

〔本実施の形態の原理〕
本実施の形態では、能動素子を用いたアクティブな終端回路を用いることで、終端抵抗で生じていた高周波損失の課題を解決する。

図１に、第１実施形態の分布増幅器１００の構成例を示す。分布増幅器１００は、入力側伝送線路４と、出力側伝送線路５と、ゲート接地型の電界効果トランジスタ（以降、ゲート接地型ＦＥＴ）２０と、コンデンサ３０と、遅延線４０と、ショートスタブ５０と、バイアスコンデンサ６０と、バイアス抵抗７０とを具備する。

入力側伝送線路４は、単位増幅器６_ａ〜６_ｎであるゲート接地型ＦＥＴ２０の各々のゲート電極と入力端子１とを接続する伝送線路である。出力側伝送線路５は、各々の単位増幅器６_ａ〜６_ｎであるゲート接地型ＦＥＴ２０の各々のドレイン電極と出力端子２とを接続する伝送線路である。それぞれの伝送線路の詳しい構成については後述する。

高周波信号を伝送する入力側伝送線路４の一方の端である入力端子１と反対側の端には、コンデンサ３０の一端が接続する。また、出力側伝送線路５の出力側の端には遅延線４０の一端が接続され、当該遅延線４０の他端は、増幅された高周波信号が出力される出力端子２を構成する。

従来の分布増幅器では入力側伝送線路４の終端に終端抵抗が接続されるが、本実施の形態ではショートスタブ５０の一端が接続される。ショートスタブ５０の他端は接地電位（▽）に接続される。

遅延線４０は、単位増幅器６_ａ〜６_ｎを通る経路１を介して出力される出力信号と、ゲート接地型ＦＥＴ２０を通る経路２を介して出力される出力信号の位相差を調整するためのものである。

図２に、経路１と経路２を示す。経路１と経路２の信号の位相差が式（１）で表される時、両信号は同位相で出力端子２に出力される。よって、式（１）の条件を満たすように遅延線４０の電気長を決定することで、最大の電力利得を得ることができる。

ショートスタブ５０は、ゲート接地型ＦＥＴ２０の電流経路を確保するために必要であり、その電気長は、ゲート接地型ＦＥＴ２０のソース電極から見たインピーダンスが無限大になるように設定する。ショートスタブ５０の電気長を、ショートスタブ５０を伝送する信号の波長λの４分の１にすることでソース電極からショートスタブ５０を見込んだ特性インピーダンスを無限大（開放）にすることができる。

コンデンサ３０の他端にはゲート接地型ＦＥＴ２０のソース電極が接続され、ゲート接地型ＦＥＴ２０のドレイン電極は出力端子２に接続される。このように構成された分布増幅器１００は、入力側伝送線路４がゲート接地型ＦＥＴ２０で終端されるので、ゲート接地型ＦＥＴ２０のソース電極側から見たインピーダンスを50Ωにすることで電力利得を向上させることができる。

ゲート接地型ＦＥＴ２０のゲート電極は、バイアスコンデンサ６０によって高周波的に接地され、バイアス抵抗７０によって直流的に所定の電圧にバイアスされる。バイアスコンデンサ６０の容量Ｃは、使用する周波数帯域においてバイアス抵抗７０（抵抗値Ｒ）に対して十分小さな値（Ｒ≫1/jωｃ）になる容量値に設定される。所定の電圧は、ゲート接地型ＦＥＴ２０を飽和領域で動作させるゲートバイアス電圧である。

図３に、ゲート接地型ＦＥＴ２０の等価回路を示す。ゲート接地型ＦＥＴ２０の入力インピーダンスＺ_ｉ（ソース電極からゲート接地型ＦＥＴを見込んだインピーダンス）は次式で表現される。

ここで、ｇｍはＦＥＴのトランスコンダクタであり、Ｃ_ｇｓは入力容量である。ｖ_ｉはゲート−ソース間電圧（ゲートバイアス電圧）である。式（２）から明らかなようにｇｍがｇｍ＝0.02となるようにＦＥＴのパラメータ（ゲート幅等）とゲートバイアス電圧（ｖ_ｉ）を調整すれば、広帯域においてゲート接地型ＦＥＴ２０の入力インピーダンスを50Ωにすることができる。

図４に、ゲート接地型ＦＥＴ２０を等価回路で表現した分布増幅器１００の構成例を示す。ｇｍ＝0.02のゲート接地型ＦＥＴ２０を終端部に用いることで、入力端子１から見た入力側伝送線路４の特性インピーダンスは50Ωに保たれる。

ゲート接地型ＦＥＴ２０は電力利得を有する。よって、ゲート接地型ＦＥＴ２０に入力された高周波信号は、増幅されて出力側伝送線路５に合流するので終端抵抗による電力消費を回避すると同時に電力利得を向上させることができる。

このようにゲート接地型ＦＥＴ２０を用いて入力側伝送線路４を終端することで、分布増幅器の電力利得を向上させることができる。以上説明した原理は、分布ミキサにも適用することが可能である。

〔第１実施形態〕
第１実施形態の分布増幅器１００の具体例について説明する。

単位増幅器６_ａ〜６_ｎには、例えば化合物半導体材料を利用した電界効果型トランジスタのHEMT（High Electron Mobility Transistor）を用いる。ゲート接地型ＦＥＴ２０も同様である。

入力側伝送線路４の一端は入力端子１とされ、高周波信号が入力される。高周波信号は、複数の単位増幅器６_ａ〜６_ｎのそれぞれの入力端子（例えば、単位増幅器として通常のソース接地増幅器を用いる場合にはゲート電極）に入力される。入力端子１に最も近い単位増幅器６_ａの制御端子には入力側伝送線路４_ａを介して高周波信号が入力される。入力端子１から数えて２個目の単位増幅器６_ｂの入力端子には入力側伝送線路４_ａと４_ｂを介して高周波信号が入力される。入力端子１から数えて最も遠いｎ個目の単位増幅器６_ｎには、入力側伝送線路４_ａ〜４_ｎを介して高周波信号が入力される。

入力側伝送線路４は例えばコプレーナ線路で構成される。図１では、入力側伝送線路４の単位を模式的に短尺形状の入力側伝送線路４_ａ〜４_ｎで表す。単位増幅器６_ｎから入力端子１と反対側の端までの伝送線路は入力側伝送線路４_ｎ＋１で表記している。

単位増幅器６_ａ〜６_ｎは、例えばソース接地型ＦＥＴで構成される。よって、入力端子１から入力された高周波信号は、入力端子である各単位増幅器のゲート電極に接続される。

各単位増幅器６_ａ〜６_ｎの出力である例えば各ドレイン電極は、出力側伝送線路５にそれぞれが接続される。出力側伝送線路５は、入力側伝送線路４と同様に各単位増幅器のドレイン電極間を接続する伝送線路を短尺形状の出力側伝送線路５_ａ〜５_ｎ＋１で表記している。

出力側伝送線路５の出力端子２と反対側（単位増幅器６_ａ側）の端は、終端抵抗３を介して接地電位に接続される。終端抵抗３は出力側伝送線路５の終端抵抗であり、上述した入力側伝送線路４の終端抵抗とは異なる。

本実施の形態では、従来技術で説明した入力側伝送線路４の終端抵抗はショートスタブ５０に置き代えられる。ショートスタブ５０、コンデンサ３０、ゲート接地型ＦＥＴ２０、及び遅延線４０について、ここでの説明は繰り返しになるので省略する。

図１に示す分布増幅器１００の具体的な構成を次のように決定してシミュレーションを行った。シミュレーション条件は、単位増幅器をソース接地型ＦＥＴ８段からなる構成とし、各単位増幅器６_ａ〜６_ｈ（８段目）のゲート幅を10μmとした。単位増幅器の間を接続する入力側伝送線路４_ａ〜４_ｈと出力側伝送線路５_ａ〜５_ｈは、100GHzにおける電気長が0.055のコプレーナ線路とし、特性インピーダンスを63Ωとした。ゲート接地型ＦＥＴ２０のゲート幅は20μmとして、特性インピーダンスが50Ωに成るようにゲートバイアス電圧を設定した。ゲート接地型ＦＥＴ２０の電流経路を形成するショートスタブ５０は、ゲート接地型ＦＥＴ２０のソース電極からショートスタブ５０側を見込んだインピーダンスが無限大（開放）となるように、100GHzにおける電気長が0.25のものを用いた。

図５に、上記の条件で小信号利得を計算した結果を示す。図５の横軸は高周波信号の周波数[GHz]、縦軸は小信号利得（S21）[dB]である。図５中に破線で示す特性は、従来の分布増幅器の特性を示す。比較に用いた従来の分布増幅器は、ＦＥＴのゲート幅、伝送線路パラメータ等は同一のものを用いた。

周波数90GHz〜140GHzにおいて、従来の分布増幅器に対して利得が0.5dB程度改善していることが分かる。このように本実施形態の分布増幅器１００は、従来の分布増幅器では終端抵抗で消費されていた電力を、ゲート接地型ＦＥＴ２０で増幅して出力側に取り出すことによって、分布増幅器の利得を増加させることができる。

〔第２実施形態〕
ショートスタブ５０は、ＦＥＴで構成した電流源に置き代えることができる。図６に、第１実施形態の分布増幅器１００のショートスタブ５０を、ゲート接地型ＦＥＴ２８０に置き代えた本実施形態の分布増幅器２００の構成例を示す。以下において、特に必要のない「ゲート接地型」の文言は省略して説明する。

ＦＥＴ２８０のゲート電極は、ＦＥＴ２０と同様にバイアスコンデンサ２５０とバイアス抵抗２６０とでバイアスされる。また、単位増幅器６_ａ〜６_ｎ、ＦＥＴ２０のドレイン電極には電圧Ｖが印加され、ＦＥＴ２８０のソース電極には電圧−Ｖ（▼）が印加されている。電圧値Ｖは、各ＦＥＴを飽和領域で動作させるために必要となる値を用いる。例えば、トランジスタとしてInP-HEMTを用いる場合、典型的なＶの値は、１〜２ボルト程度である。

ＦＥＴ２０のソース電極からＦＥＴ２８０を見込んだインピーダンスは無限大に近いものとなるため、第１実施形態で述べたショートスタブ５０側を見込んだ特性インピーダンスが無限大となるのと同様の働きを持たせることができる。しかも、ＦＥＴ２８０を用いる場合、そのドレイン電極から見たインピーダンスは広帯域に無限大となるため、４分の１波長のショートスタブを用いる場合に比べ、本実施形態に係る分布増幅器をより広帯域に動作させることが可能となる。

分布増幅器２００のＦＥＴ２０と２８０の設計条件について説明する。出力端子２にＶの直流バイアス電圧を印加した場合、各単位増幅器６_ａ〜６_ｎのドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳはＶ_ＤＳ＝Ｖの電圧がかかる。一般に、ＦＥＴ２０と２８０とのＶ_ＤＳは、両トランジスタに同じ電流が流れる条件からそれぞれのゲート幅に反比例した電圧になる。以下の説明では、簡単のためにＦＥＴ２０とＦＥＴ２８０とは同じゲート幅とする。前述のようにＦＥＴ２０のドレイン電極には電圧Ｖが印加される。今、電流連続の条件を満足するためにはＦＥＴ２０とＦＥＴ２８０のドレイン−ソース間には同一の電圧を加える必要がある。ＦＥＴ２０とＦＥＴ２８０に同一のＦＥＴを用いる場合、ＦＥＴ２８０のソースに−Ｖの電圧をかけることにより、ＦＥＴ２０のソース電極およびＦＥＴ２８０のドレイン電極の電位は０ボルトとなり、両ＦＥＴに等しくＶのドレイン−ソース間電圧を発生させることが出来る。この電圧値Ｖは、上記のようにＦＥＴを飽和領域で動作させるに足る電圧値であるから、ＦＥＴ２０は飽和領域で動作する利得の大きなゲート接地型ＦＥＴとして働き、かつ、ＦＥＴ２８０は飽和領域で動作する出力インピーダンスの大きいインピーダンス素子として働く。

このように、本実施形態では、ＦＥＴ２８０をＦＥＴ２０の電流経路として利用するとともに、ＦＥＴ２８０を飽和領域で動作させたときにＦＥＴ２８０のドレイン電極を見込んだインピーダンスが広帯域に無限大に近くなることを利用している。第１実施形態のように、ＦＥＴ２８０の代わりに４分の１波長のショートスタブ５０を用いる場合、ショートスタブ５０の電気長が４分の１波長に見える周波数範囲のみで第１実施形態の効果が表れる。これは、ショートスタブ５０を見込んだインピーダンスが無限大となる周波数の範囲が、ショートスタブ５０の電気長が４分の１波長に見える周波数範囲であるためである。本実施形態の場合、ＦＥＴ２０のソース電極からＦＥＴ２８０側を見込んだインピーダンスは、ショートスタブ５０より広帯域に無限大とすることが出来るため、第１実施形態に比べ、より広帯域に分布増幅器の利得を向上させることが可能となる。ただし、ＦＥＴ２８０を飽和領域で動作させるためには、ＦＥＴ２８０のソース電極に−Ｖの電圧を印加する必要がある。次に述べる第３実施形態では、負の電圧−Ｖを用いず、単一の正電圧のみで電源系を構成することが出来る例を説明する。

〔第３実施形態〕
図７に、第２実施形態の分布増幅器２００の各単位増幅器をカスコード構成とした分布増幅器３００の構成例を示す。

カスコード型構成の単位増幅器は、ソース接地型ＦＥＴであるＦＥＴ６_ａ〜６_ｎと、ゲート接地型ＦＥＴであるＦＥＴ３２０_ａ〜３２０_ｎのそれぞれを縦積みした構成をとる。例えば、分布増幅器３００における１段目の単位増幅器は、ソース接地型ＦＥＴであるＦＥＴ６_aのドレイン電極とゲート接地型ＦＥＴであるＦＥＴ３２０_aのソース電極を接続した（縦積みした）構成である。

ゲート接地型ＦＥＴ３２０_ａのゲート電極は、バイアスコンデンサ３５０_ａとバイアス抵抗３６０_ａとによって所定の電圧にバイアスされる。所定のゲート電圧値は、ソース接地型ＦＥＴ６_ａ〜６_ｎのゲート−ソース間電圧値とＦＥＴ３２０_ａ〜３２０_ｎのゲート・ソース間電圧値が等しくなるように決定する。

２段目以降のカスコード型単位増幅器についても同様に構成される。分布増幅器３００の他の構成は分布増幅器２００（図６）と同じである。

分布増幅器３００の構成において、例えば全てのＦＥＴのゲート幅を同じにする。そして、出力端子２に２Ｖの直流バイアス電圧を印加すると、全てのＦＥＴのＶ_ＤＳはＶ_ＤＳ＝Ｖとすることができる。

したがって、分布増幅器３００の構成によれば、ＦＥＴ２８０のソース電極に負電圧−Ｖを印加する必要がなくなり、ＦＥＴ２０のドレイン電極には単一の正電圧２Ｖを印加すればよいことになる。これにより、ドレイン電極を駆動するための電源数を減らすことができ、電源系を含む装置構成を簡単化することが出来る。

以上説明した分布増幅器１００，２００，３００の構成は、そのまま分布ミキサとして機能させることが可能である。次に本実施の形態の分布ミキサについて説明する。

〔第４実施形態〕
図８に、第４実施形態として分布ミキサ４００の構成例を示す。分布ミキサ４００は、ドレインＬＯ注入型の分布ダウンコンバージョンミキサである。ＬＯとは、Local Oscillaterの頭文字であり局部発信信号（以降、ＬＯ信号）を意味する。

分布ミキサ４００の機能構成は、第１実施形態の分布増幅器１００の機能構成とほぼ同じであり、出力側伝送線路５を終端する終端抵抗３が無く、その部分がＬＯ信号を入力するＬＯ端子４０７になっている点が分布増幅器１００と異なる。ＬＯ信号が入力される分布増幅器１００では出力側伝送線路５であった伝送線路は、中間周波信号伝送線路４０５と名称を変更し、そのＬＯ端子４０７と反対側の出力端子２は、ＩＦ端子４０２と名称を変更している。

また、入力端子１は、ＲＦ信号（Radio Frequency：高周波信号）が入力されるＲＦ端子４０１に名称を変更している。また、ＲＦ信号が伝送する入力側伝送線路４の名称を高周波信号伝送線路４０４に名称を変更している。単位増幅器６_ａは単位ミキサ４０６_ａを構成する。単位ミキサ４０６_ａは、ソース接地型ＦＥＴで構成される単位増幅器６_ａと同じものであるが、名称と参照符号を変更している。他の構成は分布増幅器１００と同じである。

ドレインＬＯ注入型ミキサでは、ＲＦ信号を単位ミキサ４０６_ａ〜４０６_ｈのゲート電極に入力し、ＬＯ信号を単位ミキサ４０６_ａ〜４０６_ｈのドレイン電極に入力する。ＬＯ信号により単位ミキサ４０６_ａ〜４０６_ｎのドレイン電圧を変調し、単位ミキサ４０６_ａ〜４０６_ｎのトランスコンダクタンスをＬＯ信号に同期して変調することにより、ＲＦ信号とＬＯ信号のミキシングを行う。

終端部のゲート接地型ＦＥＴ２０では、ソース電極にＲＦ信号が、ドレイン電極にＬＯ信号が印加される。ゲート接地型ＦＥＴ２０においても、ドレイン電極の電圧を変調することによりそのトランスコンダクタンスを変調することができるためＲＦ信号とＬＯ信号のミキシングが可能である。

分布ミキサ４００は、従来の分布ミキサが高周波信号伝送線路４０４の終端抵抗で消費していたＲＦ電力を、ゲート接地型ＦＥＴ２０によりＬＯ信号と掛け合わせて合成してＩＦ端子４０２に出力することにより、変換利得を向上させることができる。

ゲート接地型ＦＥＴ２０の電流経路を確保するためのショートスタブ５０は、ＲＦ信号では開放端に見えるようにＲＦ信号の高周波信号伝送線路４０４内の波長λの４分の１にする点で、分布増幅器１００と同じである。また、遅延線４０の長さは、ＩＦ端子４０２でＲＦ信号が同位相で合成されるように設定すれば良い点も、分布増幅器１００と同じである。

遅延線４０の長さを、ＩＦ端子４０２でＲＦ信号がＩＦ信号と同位相になるように設定すれば良い理由を詳しく説明する。ＲＦ端子４０１からソース接地型ＦＥＴの単位ミキサ４０６ａ〜４０６ｈを経由して遅延線４０を通過する信号経路を経路１とする。一方、ＲＦ端子４０１からゲート接地ＦＥＴ２０を経由してＩＦ端子４０２に信号が到着する信号経路を経路２とする。

そこで、経路１を経由してＩＦ端子４０２に到着する信号の位相を次のように定める。ＲＦ信号の位相をθ_ＲＦ１、ＬＯ信号の位相をθ_ＬＯ１、ＩＦ信号の位相をθ_ＩＦ１とする。同様に、ＲＦ端子４０１から経路２を経由してＩＦ端子４０２に到着する信号の位相を次のように定める。ＲＦ信号の位相をθ_ＲＦ２、ＬＯ信号の位相をθ_ＬＯ２、ＩＦ信号の位相をθ_ＩＦ２とする。また、遅延線４０で与える遅延位相を次のように定める。ＲＦ信号の位相をΦ_ＲＦ、ＬＯ信号の位相をΦ_ＬＯ、ＩＦ信号の位相をΦ_ＩＦとする。

この様に定義すると、経路２を通ってＩＦ端子４０２に出力されるＩＦ信号の位相θ_ＩＦ２は次式で表せる。

ここで、θ_ＬＯ２＝θ_ＬＯ１＋Φ_ＬＯであるから、式（３）は次式となる。

また、経路１を通ってＩＦ端子４０２に出力されるＩＦ信号の位相は次式で表される。

ここで、Φ_ＩＦ＝Φ_ＲＦ−Φ_ＬＯであるから次式が成り立つ。

式（４）と式（６）より、経路１のＩＦ信号と経路２のＩＦ信号の位相を同位相にするためには、次式の条件を満たせば良いことが分かる。

すなわち、遅延線４０の電気長は分布増幅器１００と同一の値にすれば、ＩＦ信号がＩＦ端子４０２で同相合成されて変換利得を向上させることができる。

図９に、分布ミキサ４００によるＲＦ信号からＩＦ信号への変換利得のＲＦ周波数依存特性を示す。図９の横軸はＲＦ周波数[GHz]、縦軸は変換利得[dB]である。破線で示す特性は従来の分布ミキサ、実線で示す特性は分布ミキサ４００の特性である。

ＲＦ信号は120〜140GHzとし、ＬＯ信号の周波数は109GHzに固定した。ＬＯ信号の電力は5.4dBmとした。なお、ＦＥＴのゲート幅、伝送線路のパラメータは分布増幅器１００と同じ条件とした。従来の分布ミキサは、分布ミキサ４００と同一のパラメータを用い、高周波信号伝送線路４０４の終端部を、ショートスタブ５０の代わりに終端抵抗（50Ω）で終端したものである。

ＲＦ信号が120〜140GHzの全ての周波数において、分布ミキサ４００の変換利得が従来の分布ミキサよりも上回っていることが分かる。ＲＦ信号が135GHzにおいて最大で1.5dBの変換利得の改善が得られている。100GHzを超える周波数帯域ではトランジスタの信号増幅能力が小さいので、１dB以上の変換利得の向上は大きな改善効果である。

〔第５実施形態〕
図１０に、第４実施形態の分布ミキサ４００のショートスタブ５０を、ゲート接地型ＦＥＴ２８０に置き代えた本実施の形態の分布ミキサ５００の構成例を示す。分布ミキサ５００と分布ミキサ４００との関係は、分布増幅器２００（図６）と分布増幅器１００（図１）との関係と同じである。

分布ミキサ５００は、分布ミキサ４００のショートスタブ５０を、ゲート接地型ＦＥＴ２８０に置き代えたものであり、ゲート接地型ＦＥＴ２８０の特性インピーダンスを広帯域に50Ωにすることができる(式（２）)。よって、分布ミキサの変換利得を広帯域で改善することが可能である。分布ミキサ５００は上記の通りのものであるので、これ以上の説明は省略する。

〔第６実施形態〕
図１１に、第５実施形態の分布ミキサ５００の各単位増幅器６_ａ〜６_ｎをカスコード構成にした本実施形態の分布ミキサ６００の構成例を示す。分布ミキサ６００と分布ミキサ５００との関係は、分布増幅器３００（図７）と分布増幅器２００（図６）との関係に対応する。

分布ミキサ６００は、カスコード型ミキサを単位ミキサとする分布ミキサである。単位ミキサであるカスコード型ミキサは、ソース接地型ＦＥＴであるＦＥＴ４０６_ａ〜４０６_ｎと、ゲート接地型ＦＥＴであるＦＥＴ６６０_ａ〜６６０_ｎのそれぞれを縦積みした構成をとる。例えば、分布ミキサ６００における１段目の単位ミキサは、ソース接地型ＦＥＴであるＦＥＴ４０６_aのドレイン電極と、ゲート接地型ＦＥＴ６６０_aのソース電極を接続した（縦積みされた）構成をとる。

ゲート接地型ＦＥＴ６６０_ａのドレイン電極は、中間周波信号伝送線路５_ａの一端に接続し、他端が中間周波信号伝送線路６０５の一端を構成し、当該一端は終端抵抗６０３を介して接地電位に接続される。中間周波信号伝送線路６０５の他方の端を構成する中間周波信号伝送線路５_ｎ＋１の出力側の端は、遅延線４０の一端に接続され、遅延線４０の他端が中間周波信号を出力するＩＦ端子６０２を構成する。

ゲート接地型ＦＥＴ６６０_ａ〜６６０_ｎのゲート電極が局部発振信号伝送線路６０６に接続される。局部発振信号伝送線路６０６のＲＦ端子４０１側の端は、ＬＯ信号が入力されるＬＯ端子６０７とされ、ＬＯ端子６０７の反対側の端はゲート接地型ＦＥＴ２０のゲート電極に接続すると共に終端抵抗６０９を介して接地電位に接続される。ゲート接地型ＦＥＴ６６０_ａ〜６６０_ｎのゲート電極が、それぞれ短尺形状で表記する局部発振信号伝送線路６０６_ａ〜６０６_ｎ＋１で接続されるのは他の伝送線路と同じである。他の分布ミキサ６００構成は、分布増幅器３００（図７）と同じである。

分布ミキサ６００は、分布増幅器３００が分布増幅器２００のゲート接地型ＦＥＴ２０に要求される設計条件を簡単にしたのと同様に、分布ミキサ５００のゲート接地型ＦＥＴ２０に要求される設計条件を緩和することができる。

〔第７実施形態〕
図１２に、第６実施形態の分布ミキサ６００の変形例である本実施形態の分布ミキサ７００の構成例を示す。分布ミキサ７００は、分布ミキサ６００のコンデンサ３０を削除すると共に、カスコード型ミキサのそれぞれの入力端子（ソース接地型ＦＥＴ４０６_ａ〜４０６_ｎのゲート電極）に直列にコンデンサ７０１_ａ〜７０１_ｎをそれぞれ挿入したものである。各ソース接地型ＦＥＴ４０６_ａ〜４０６_ｎの直流バイアスはバイアス抵抗７６０_ａ〜７６０_ｎを介してそれぞれの入力端子に供給される。

分布ミキサ７００は、分布ミキサ６００の変換利得の帯域を更に拡大することができる。その理由は、各ソース接地型ＦＥＴ４０６_ａ〜４０６_ｎの入力容量と直列にコンデンサ７０１_ａ〜７０１_ｎを配置することにより、入力側伝送線路４０４に付加される容量が減少するため、入力側伝送線路４０４の高域カットオフ周波数を増大することが出来るためである。

以上説明した分布増幅器１００，２００，３００と分布ミキサ４００，５００，６００７００によれば、入力側伝送線路を終端する終端抵抗で生じる高周波損失を無くすことが出来る。なお、ゲート接地型ＦＥＴ２０のゲートバイアス回路は、バイアスコンデンサ６０とバイアス抵抗７０とによる構成のみを示して説明を行ったが、他のゲートバイアス回路を用いてもよい。

図１３に、他のバイアス回路の例を示す。図１３（ａ）は、ゲート接地型ＦＥＴ２０のゲート電極に４分の１波長の線路７１の一端を接続し、その両端をコンデンサ５１とコンデンサ５２とを介してそれぞれ接地電位に接続するバイアス回路である。図１３（ｂ）は、バイアス抵抗７０をインダクタ８１に代えたものである。図１３（ｃ）は、バイアスコンデンサ６０を４分の１波長のオープン線路７２に代えたものである。このようなバイアス回路でも同じ効果を奏することができる。

また、ドレインＬＯ注入型の分布ダウンコンバージョンミキサである分布ミキサ４００（図８）で説明した本実施形態の考えは、ゲート注入型分布ミキサの構成に適用することも可能である。このように本発明は、説明した実施形態に限定されるものではなくその要旨の範囲内で数々の変形が可能である。

１：入力端子
２：出力端子
３：終端抵抗
４：入力側伝送線路
５：出力側伝送線路
６ａ〜６ｎ：単位増幅器
２０：ゲート接地型ＦＥＴ
３０：コンデンサ
４０：遅延線
５０：ショートスタブ
６０：バイアスコンデンサ
７０：バイアス抵抗

Claims

複数の単位増幅器と入力側伝送線路と出力側伝送線路とを含む分布増幅器において、
前記入力側伝送線路の終端に一端を接続するコンデンサと、
前記出力側伝送線路の終端に一端を接続し他端を出力端子とする遅延線と、
前記コンデンサの他端にソース電極を、前記出力端子にドレイン電極をそれぞれ接続し、ゲート電極が高周波的に接地されたＦＥＴと、
前記ＦＥＴのソース電極に一端が接続され他端が接地されたインピーダンス素子と
を具備し、
前記ＦＥＴのゲート電極は、バイアス抵抗を介して該ＦＥＴを飽和領域で動作させる電圧に直流的にバイアスされることを特徴とする分布増幅器。
請求項１に記載した分布増幅器において、
前記単位増幅器は、ソース接地型ＦＥＴで構成されることを特徴とする分布増幅器。
請求項１又は２に記載した分布増幅器において、
前記単位増幅器を、カスコード構成にしたことを特徴とする分布増幅器。
請求項１乃至３の何れかに記載した分布増幅器において、
前記インピーダンス素子は電気長が波長λのλ/４のスタブ、又は、ゲート電極が接地されたＦＥＴで構成されることを特徴とする分布増幅器。
複数の単位ミキサと高周波信号伝送線路と中間周波信号伝送線路とを含む分布ミキサにおいて、
前記高周波信号伝送線路の終端に一端を接続するコンデンサと、
前記中間周波信号伝送線路の終端に一端を接続し他端を中間周波信号出力端子とする遅延線と、
前記コンデンサの他端にソース電極を、前記中間周波信号出力端子にドレイン電極をそれぞれ接続し、ゲート電極が高周波的に接地されたＦＥＴと、
前記ＦＥＴのソース電極に一端が接続され他端が接地されたインピーダンス素子と
を具備し、
前記ＦＥＴのゲート電極は、バイアス抵抗を介して該ＦＥＴを飽和領域で動作させる電圧に直流的にバイアスされることを特徴とする分布ミキサ。
請求項５に記載した分布ミキサにおいて、
前記単位ミキサは、ソース接地型ＦＥＴで構成されることを特徴とする分布ミキサ。
請求項５又は６に記載した分布ミキサにおいて、
前記単位ミキサを、カスコード構成にしたことを特徴とする分布ミキサ。
請求項５乃至７の何れかに記載した分布ミキサにおいて、
前記インピーダンス素子は電気長が波長λのλ/４のスタブ、又は、ゲート電極が高周波的に接地されたＦＥＴで構成されることを特徴とする分布ミキサ。