FR2582168A1 - Circuits de conversion de frequence, notamment melangeur - Google Patents

Abstract

CE CIRCUIT AYANT DEUX BORNES DE SIGNAL D'ENTREE ET DEUX BORNES DE SORTIE, COMPREND PLUSIEURS ELEMENTS NON LINEAIRES FET1 A FET4 AYANT CHACUN UNE PAIRE D'ELECTRODES D'ENTREE ET UNE ELECTRODE DE SORTIE. LA PREMIERE ELECTRODE D'ENTREE DE CHAQUE ELEMENT NON LINEAIRE EST INTERCONNECTEE DE FACON SUCCESSIVE PAR UN DISPOSITIF DE COUPLAGE D'ENTREE A DEUX BORNES, DONT LA PREMIERE EXTREMITE EST RELIEE A LA PREMIERE BORNE DE SIGNAL D'ENTREE, ET DONT LA SECONDE ABOUTIT A UNE IMPEDANCE DE TERMINAISON. L'ELECTRODE DE SORTIE DE CHAQUE DISPOSITIF NON LINEAIRE EST INTERCONNECTEE DE FACON SUCCESSIVE PAR UN DISPOSITIF DE COUPLAGE DE SORTIE A DEUX BORNES, CONNECTE ENTRE LA PAIRE DE BORNES DE SORTIE. UN SIGNAL D'ENTREE EST APPLIQUE A LA PREMIERE BORNE D'ENTREE ET TRANSMIS AU DISPOSITIF DE COUPLAGE D'ENTREE, ET UNE PARTIE DE CE SIGNAL EST APPLIQUEE A LA PREMIERE ENTREE DE CHAQUE DISPOSITIF NON LINEAIRE. CHAQUE PARTIE DU SIGNAL D'ENTREE SUBIT UN DEPHASAGE SUCCESSIF TANDIS QU'ELLE SE PROPAGE LE LONG DU DISPOSITIF DE COUPLAGE D'ENTREE. LA DEUXIEME BORNE D'ENTREE RECOIT UN DEUXIEME SIGNAL QUI EST APPLIQUE A LA DEUXIEME ELECTRODE D'ENTREE DE CHAQUE ELEMENT LINEAIRE. EN REPONSE AUX DEUX SIGNAUX D'ENTREE SUR ELECTRODE DE SORTIE DE CHACUN DES DISPOSITIFS NON LINEAIRES EST PRODUIT UN SIGNAL DE SORTIE DONT LES COMPOSANTES DE FREQUENCE SONT EGALES A LA SOMME DES FREQUENCES DU PREMIER ET DU DEUXIEME SIGNAL D'ENTREE, ET A LEUR DIFFERENCE.2.582.169

Description

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La présente invention concerne, d'une façon

générale, les circuits à fréquence radio ou hautes fré-

quences et plus particulièrement, les circuits de conver-

sion de fréquence.

Ainsi qu'il est connu de l'homme de l'art, les circuits de conversion de fréquence produisent, en réponse

à un signal d'entrée, un signal de sortie dont la fréquen-

ce est supérieure ou inférieure à celle du signal d'entrée.

Un type de circuit de conversion de fréquence est appelé

-10 convertisseur abaisseur ou mélangeur. Les circuits mélan-

geurs à fréquence radio sont longuement utilisés dans les récepteurs superhéthérodynes qui comprennent, outre le mélangeur, un amplificateur de fréquence intermédiaire (IF) accordé sur une fréquence prédéterminée produite par le mélangeur, et un détecteur de fréquence fixe qui

reçoit le signal amplifié de l'amplificateur IF. En gé-

néral,un signal d'entrée reçu et le signal d'un oscilla-

teur local sont appliqués au circuit mélangeur pour pro-

duire un signal de sortie comprenant deux composantes de fréquences égales à la somme et à la différence des

fréquences du signal d'entrée et du signal de l'oscilla-

teur local. En général, la composante de fréquence résul-

tante est éliminée du signal par filtrage et le signal comprenant la composante de fréquence différentielle est

appliquée à l'amplificateur intermédiaire.

Un type de mélangeur est appelé mélangeur à

sortie unique. Le mélangeur à sortie unique comprend géné-

ralement un dispositif non linéaire, tel qu'un transistor ou une diode, qui reçoit le signal d'entrée et le signal de l'oscillateur local. En réponse, est produit un signal de sortie comprenant deux fréquences, somme et différence

(c'est-à-dire, co rf + c-> LO).

Cependant, un problème que pose ce type de

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mélangeur est le fait que le signal de sortie comprend généralement des composantes de fréquence indésirables, telles que la fréquence du signal d'entrée urrf, la

fréquence du signal de l'oscillateur local ufLO, l'har-

monique (n W' rf, m L' LO) des signaux d'entrée initiaux, les produits d'intermodulation des harmoniques (mUyLO

+ wrf), et un niveau de sortie en courant continu.

Il est généralement nécessairede supprimer les composan-

tes de fréquence indésirables car leur présence risque

de provoquer une ambiguité de fréquence dans le récep-

teur. Un deuxième problème que posent les mélangeurs à sortie unique est le fait que la borne de signal de

l'oscillateur local et la borne du signal d'entrée radio-

fréquence ne sont généralement pas isolées. Ainsi, une partie du signal de l'oscillateur local risque de passer par la borne radiofréquence, provoquant un rayonnement du signal de l'oscillateur local ainsi que d'autres

problèmes de parasites.

Un autre problème que pose le mélangeur à sortie unique est ce que l'on appelle la fréquence image du mélangeur. La fréquence intermédiaire (IF) souhaitée uSIF peut être produite par un signal radiofréquence dont la fréquence est supérieure ou inférieure à celle de l'oscillateur local (uirf= =; + LIF). Si l'une de ces fréquences intermédiaires est la fréquence souhaitée,

l'autre fréquence est alors appelée la fréquence image.

Si un signal d'entrée produit le signal de fréquence intermédiaire souhaité, l'autre signal d'entrée produit alors un signal appelé signal image. Dans de nombreuses applications, il convient, soit de faire la distinction

entre le signal souhaité et le signal image, soit d'éli-

miner le signal image. Avec un mélangeur à sortie unique,

il n'existe généralement aucun moyen de faire la distinc-

tion entre le signal souhaité et le signal image; c'est

pourquoi, le signal image est éliminé par filtrage.

Cependant, le filtrage en fréquence fixe n'est possible

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que s'il n'y a pas chevauchement entre la bande p assante

du signal souhaité et celle du signal image, et le fil-

trage en fréquence accordable est généralement difficile

à réaliser avec de larges bandes passantes, particuliè-

rement dans des circuits intégrés. C'est pourquoi, dans

les applications à large bande, le filtrage n'est géné-

ralement pas utilisé avec succès avec des mélangeurs

à sortie unique.

Un troisième problème que pose le mélangeur à sortie unique est le fait que non seulement le mélangeur réagit à un signal à la fréquence image, mais peut aussi produire un signal à la fréquence image. Le mélangeur produit généralement ce signal de l'une ou l'autre des

deux facons suivantes: en premier lieu, un signal radio-

fréquence dont la fréquence est supérieure à la fréquence de l'oscillateur local (obtenue par la formule Urrf =IrLO +%UrIF), s'il est mélangé au second harmonique du signal de l'oscillateur local 2 AS LO' produit un signal à la fréquence image ( uIM) (fournie par la formule LUsIM = 2uJLo U rf) Selon une variante, un décalage d'impédance, à la borne de sortie en fréquence intermédiaire, produit un signal réfléchi qui est renvoyé au mélangeur. Ce signal réfléchi se mélange avec le signal de l'oscillateur local pour produire un signal supérieur ou inférieur au signal de l'oscillateur local (ULO + U'IF)' dont l'un est à la fréquence image. Dans les deux cas, cependant, le signal produit à la fréquence image augmente la perte de conversion du mélangeur ou, en d'autres termes, réduit le rendement avec lequel le mélangeur convertit le signal d'entrée en un signal

à la fréquence intermédiaire souhaitée.

Un second type de mélangeur est appelé mélan-

geur équilibré. Un mélangeur équilibré comprend géné-

ralement deux mélangeurs à sortie unique et un coupleur hybride de 3db. Les entrées du coupleur reçoivent le signal d'entrée et le signal de l'oscillateur local,

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et les sorties du coupleur hybride sont reliées à l'en-

trée de chaque mélangeur à sortie unique. Les sorties des éléments du mélangeur sont combinées en une jonction commune pour produire le signal de sortie de fréquence intermédiaire. Le mélangeur équilibré présente général- lement une isolation élevée entre le signal d'entrée

et le signal de l'oscillateur local si le coupleur hy-

bride est doté de bornes appropriées, ce qui réduit le rerayonnement du signal de l'oscillateur local. Le coupleur hybride produit un déphasage prédéterminé, généralement égal à 90 ou 180 , entre le signal d'entrée et le signal de l'oscillateur local. Les mélangeurs équilibrés produisant un déphasage de 900 entre le signal

de l'oscillateur local et le signal d'entrée sont gén4-

ralement utilisés pour supprimer les harmoniques et les produits d'intermodulation à la fois pour le signal d'entrée et pour le signal de l'oscillateur local. Les mélangeurs équilibrés produisant un déphasage de 180

entre les signaux sont généralement utilisés pour sup-

primer les harmoniques pairs du signal de l'oscillateur

local. Un problème que pose ces deux types de mélan-

geurs équilibrés est le fait que, si les configura-

tions précitées de mélangeurs équilibrés suppriment effectivement certaines des composantes de fréquence indésirables dans le signal de sortie, d'autres parmi

ces composantes de fréquence ne sont pas supprimées.

Un autre problème est le fait que le-mélangeur équilibré

comprend un coupleur hybride, circuit généralement diffi-

cile à fabriquer, surtout sous forme de circuit intégré.

En outre, le mélangeur équilibré risque de produire de l'énergie à la fréquence image. De plus, le mélangeur équilibré ne peut pas différencier les signaux d'entrée ayant des fréquences supérieures ou inférieures à celles

du signal de l'oscillateur local. Enfin, comme le mélan-

geur équilibré requiert l'utilisation d'un coupleur

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hybride, sa bande passante est généralement limitée en raison de la bande passante restreinte du coupleur hybride. Un troisième type de mélangeur est appelé

double mélangeur équilibré. Le double mélangeur équili-

bré comprend généralement deux mélangeurs équilibrés qui reçoivent chacun le signal de l'oscillateur local

et l'un de deux signaux d'entrée présentant un dépha-

sage différentiel de 180 et produits par un coupleur

hybride ou balun. Les signaux de sortie de chaque mélan-

geur équilibré sont combinés l'un avec l'autre par un coupleur hybride à fréquence intermédiaire. Le problème que posent les doubles mélangeurs équilibrés est le

fait que les coupleurs ou baluns sont généralement diffi-

ciles à fabriquer sous forme de circuits intégrés mono-

lithiques. En conséquence, le double mélangeur équilibré

n'est pas facile à fabriquer sous forme de circuit inté-

gré monolithique. Un autre problème que pose le double

mélangeur équilibré est la bande de fréquences relati-

vement étroite qu'utilise ce mélangeur en raison de la présence des coupleurs et des baluns. En outre, si

certaines configurations de doubles mélangeurs équili-

brés peuvent faire la distinction entre les signaux dont la fréquence est supérieure ou inférieure à celle du signal de l'oscillateur local, ces configurations risquent néanmoins de produire un signal à la fréquence image. Ainsi qu'il est également connu de l'homme de l'art, un deuxième type de circuit de conversion de fréquence, le convertisseur élévateur, produit un signal de sortie dont la fréquence est supérieure à celle du signal d'entrée. Ainsi qu'il a été mentionné précédemment, un dispositif non linéaire qui reçoit le signal d'entrée et le signal de l'oscillateur local, produit un signal de sortie dont les composantes de fréquence sont égales à la somme des fréquences desdits

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signaux, et à leur différence. En conséquence, si l'on filtre la composante de fréquence égale à la différence, la composante de fréquence somme restante produit un signal dont la fréquence est supérieure à celle du signal d'entrée.

L'invention a pour objet un circuit de conver-

sion de fréquence ayant une première et une seconde bornes de signal d'entrée, et une première et une seconde bornes de sortie, qui comprend plusieurs éléments non linéaires dotés chacun d'une paire d'électrodes d'entrée et d'une électrode de sortie. La première électrode

d'entrée de chaque élément non linéaire est successive-

ment interconnectée par un dispositif de couplage d'entrée à deux bornes, ledit dispositif de couplage d'entrée comprenant une première extrémité reliée à la première borne de signal d'entrée et une deuxième extrémité reliée à une impédance de terminaison. L'électrode de sortie de chaque dispositif non linéaire est successivement interconnectée par un dispositif de couplage de sortie

à deux bornes, connecté entre les deux bornes de sortie.

Un signal d'entrée est appliqué à la première borne du signal d'entrée et transmis au dispositif de couplage d'entrée, et une partie de ce signal est appliquée à la première électrode d'entrée de chaque dispositif

non linéaire. Chaque partie du signal d'entrée est sou-

mise à un déphasage successif tandis qu'elle se propage dans le dispositif de couplage d'entrée. La deuxième borne de signal d'entrée reçoit un deuxième signal qui est appliqué à la deuxième électrode d'entrée de chaque

élément non linéaire. En réponse aux deux signaux d'en-

trée, un signal de sortie est produit à l'électrode de sortie de chacun desdits dispositifs non linéaires, les composantes de fréquence de ce signal étant égales à la somme des fréquences du premier signal d'entrée

et à la différence de fréquence des signaux d'entrée.

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Dans un mode préféré de réalisation, les carac-

téristiques de propagation de fréquence du dispositif de couplage de sortie sont sélectionnées de façon à

permettre la propagation d'une première desdites compo-

santes de fréquence du signal de sortie égales à la somme et à la différence. Ce type d'agencement permet d'obtenir un circuit de conversion de fréquence dont la caractéristique de fréquence est sélectionnée en

fonc tion des caractéristiques de propagation de fré-

quence du dispositif de couplage de sortie. Généralement,

ceci élimine ou réduit les contraintes de filtrage ex-

terne. Selon un autre aspect de l'invention, les

éléments non linéaires comprennent un transistor pola-

risé, par exemple, de façon à fonctionner comme un

dispositif demi-onde à loi appropriée, tel qu'un dispo-

sitif demi-onde à loi quadratique. Chaque transistor

est de préférence un transistor à effet de champ compre-

nant les deux électrodes d'entrée, l'électrode de sortie et une électrode de référence. La première électrode d'entrée de chaque transistor est interconnectée par le dispositif de couplage d'entrée, et son électrode de sortie est successivement interconnectée par le

dispositif de couplage de sortie. Le dispositif de cou-

plage d'entrée reçoit le premier signal d'entrée et produit des signaux présentant chacun un déphasage,

à augmentation successive, qui sont appliqués à la pre-

mière électrode d'entrée de chaque transistor. La deu-

xième électrode d'entrée de chaque transistor reçoit la partie en phase et de même amplitude du deuxième signal ou signal de l'oscillateur local. En réponse, les signaux de sortie de chaque électrode de sortie sont appliqués au dispositif de couplage de sortie dont les composantes de fréquence sont égales à la somme des fréquences des signaux d'entrée et de l'oscillateur

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local, et à la différence entre ces fréquences. Les carac-

téristiques de propagation du dispositif de couplage de

sortie sont sélectionnées de façon à permettre la propaga-

tion d'une des composantes de fréquence égale à la somme et à la différence, et à produire un déphasage prédétermi-

né dans chacun des signaux de sortie. Les déphasages pro-

duits par les dispositifs de couplage d'entrée et de sor-

tie sont sélectionnés de telle façon que les signaux de sortie de chaque électrode de sortie s'additionnent en phase à la première borne de sortie et qu'un signal nul ou actenuésoit produit à la deuxième borne de sortie, en Fonction de la fréquence du signal d'entrée par rapport

àla fréquence du signal de l'oscillateur local. En consé-

quence, c_ circuit mélangeur fait la différence entre

le signal à la fréquence souhaitée et le signal à la fré-

quence image. En outre, un signal produit à la fréquence image par chaque transistor à effet de champ présente une caractéristique de déphasage qui varie en fonction des variations de phase du signal d'entrée. Les signaux de sortie produits lorsque le signal a la fréquence image

est abaissé à la fréquence intermédiaire, présentent éga-

lement des déphasages qui varient en fonction du signal

produit à la fréquence intermédiaire souhaitée. En consé-

quence, un signal produit à la fréquence image par le circuit mélangeur se propage vers la même borne de sortie

que le signal souhaité, ce qui diminue la perte de con-

version du circuit mélangeur.

Selon un autre aspect de l'invention, les carac-

téristiques de phase et d'amplitude des signaux de sortie

appliqués à la première et à la seconde sorties sont adap-

tées de telle façon qu'à une première borne de sortie, les signaux de sortie se combinent en phase, et à une seconde borne de sortie, les signaux soient déphasés de manière à produire un signal nul ou atténué. Les signaux sont appliqués aux bornes de sortie selon la fréquence

du signal d'entrée par rapport à la fréquence de l'oscil-

lateur local, sur une large bande de fréquences d'entrée E

intermédiaire. Dans un mode de réalisation, cette adapta-

tion de l'amplitude est obtenue par un couplage capacitif d'une partie sélectionnée du signal d'entrée avec chaque électrode de commande du signal d'entrée. L'adaptation du déphasage est obtenue par la sélection des caractéris- tiques de déphasage de chacun des signaux d'entrée répartis, appliqués aux premières électrodes d'entrée, et des signaux

de sortie répartis, produits par les électrodes de sortie.

Avec cet agencement, l'adaptation de l'amplitude et l'adap-

tation de phase permettent de faire la distinction entre un signal d'entrée dont la fréquence est soit supérieure, soit inférieure au signal de l'oscillateur local sur une

large bande de fréquence du signal d'entrée et des fréquen-

ces de signal intermédiaire.

D'autres caractéristiques et avantages de l'in-

vention ressortiront de la description qui va suivre, faite

par référence aux dessins annexéssur lesquels: La figure 1 est une représentation schématique d'un circuit de conversion de fréquence,ici, un circuit

mélangeur.

La figure 2 est une vue en plan du circuit de

la figure 1, réalisé sous forme de circuit intégré monoli-

thique micro-ondes; La figure 3 est une vue éclatée d'une partie de la figure 2; La figure 4 est une coupe transversale le long de la ligne 4-4 de la figure 3;

La figure 5A est une courbe simulée de la répar-

tition du signal de tension d'entrée le long du dispositif de couplage d'entrée;

La figure 5B est une courbe simulée des diffé-

rences de phases relatives entre des paires adjacentes

successives de dispositifs non linéaires du circuit d'en-

trée;

La figure 6 est une courbe simulée de l'ampli-

tude de la caractéristique de transfert du circuit de la

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figure 1, en fonction du profil du signal d'entrée de la

figure 5A et de la différence de phase-relative de la fi-

gure 5B; La figure 7 est un spectre de bruit type produit par un signal à la fréquence de l'oscillateur local; La figure 8 est une représentation schématique d'un autre mode de réalisation d'un circuit de conversion de fréquence, ici, un circuit mélangeur;

Les figures 9 à 11 sont des représentations sché-

matiques d'autres modes de réalisation d'éléments non li-

néaires, destinés à être utilisés avec les circuits décrits

par référence aux figures 1 et 8.

La figure 12 est une représentation schématique d'un autre mode de réalisation de circuit de conversion de fréquence, ici, un multiplicateur de fréquence; La figure 13 est une représentation schématique d'un autre mode de réalisation d'un dispositif non linéaire destiné à être utilisé dans le circuit selon l'invention représenté à la figure 12; La figure 14 est une représentation schématique d'un autre mode de réalisation d'un circuit de conversion de fréquence; et La figure 15 est une représentation schématique d'un autre mode de réalisation des éléments non linéaires

destinés à être utilisés avec le circuit de la figure 14.

Sur la figure 1, un circuit de conversion de

fréquence, dans cet exemple, un circuit mélangeur 10, com-

prend quatre éléments non linéaires 15a à 15d comprenant chacun des électrodes d'entrées 15a1 à 15d1, 15a2 à 15d2, et des électrodes de sortie 15a3 à 15d3. Dans cet exemple,

chaque élément non linéaire 15a à 15d comprend un transis-

tor à effet de champ à deux grilles FET 1 à FET 4, polarisé de façon à fonctionner comme un dispositif non linéaire,

FET 1 à FET 4 pouvant être polarisés, par exemple, de fa-

çon à fonctionner comme un dispositif demi-onde à loi ap-

propriée tel qu'un dispositif demi-onde à loi quadratique.

Chaque transistor FET 1 à FET 4 est successivement couplé

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il entre une borne d'entrée 13 et deux bornes de sortie 19a, 19b, et comprend une première électrode de grille Glaà G4a, une deuxième électrode de grille Glb à G4b, une électrode de drain D1 à D4 connectée aux électrodes respectives des éléments non linéaireslSa à 15b airsiqu'il est représenté sur la figure, et une électrode de source S1 à S4. Une ligne de

transmission T1, dans cet exemple, une ligne de transmis-

sion microbande, est connectée, à l'une de ses extrémités,

à la borne d'entrée 13, par l'intermédiaire d'un condensa-

teur de découplage de courant continu C1, et à son autre extrémité, à une source de signaux radiofréquence i Les premières électrodes de grille Gla à G4a sont interconnectées successivement les unes aux autres

par un dispositif de couplage d'entrée 16, ici, une struc-

ture à ondes progressives comprenant plusieurs éléments de déphasage à deux bornes, telle qu'une ligne artificielle ou une ligne répartie. Dans cet exemple, les éléments à deux

bornes comprennent plusieurs lignes de transmission répar-

ties T2 à T5, chacune d'elle étant une ligne de transmis-

sion microbande. La ligne de transmission T5 est connectée, à sa première extrémité, à la ligne de transmission T4, et

à sa deuxième extrémité, à un réseau 22 d'adaptation de ter-

minaison de ligne de grille. La ligne de transmission T1 reçoit un signal d'entrée (Vrf) qui se propage le long des lignes de transmission Tlà T5. Des parties sélectionnées

Vrfl à Vrf4 du signal d'entrée Vrf sont appliquées aux élec-

trodes de grille respectives Gla à G4a, de préférence par l'intermédiaire de plusieurs condensateurs de couplage C2 à C5. Chaque ligne de transmission T2 à T5 a une impédance

et une longueur sélectionnées de façon à produire, en asso-

ciation avec les condensateurs de couplage C2 à C5, un dé-

phasage prédéterminé par rapport à chaque partie Vrfl à Vrf4 du signal d'entrée Vrf. Les condensateurs de couplage

C2 à C5, outre qu'ils interviennent dans les caractéristi-

ques de déphasage appliquées aux signaux Vrf1 à Vrf4, pro-

duisent, en association avec la capacité intrinsèque (non représentée) entre les grilles Gla à G4a et les électrodes de source S1 à S4, des signaux d'entrée d'une amplitude prédéterminée. I1 suffit ici de préciser que l'impédance et la longueur des

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lignes de transmission T2 à T5 et la capacité des conden-

sateurs de couplage C2 à C5 sont sélectionnées de façon

à introduire des rapports de phase et d'amplitude prédé-

terminés dans les signaux d'entrée Vrfl à Vrf4.

Les deuxièmes électrodes de grille G2a à G2d reçoivent chacune, d'une source de signal commune VL' un deuxième signal d'entrée, dans cet exemple, un signal en

phase et de même amplitude. La source de signal VL alimen-

te une borne d'entrée 18a d'un circuit diviseur de puis-

sance 18 qui produit quatre signaux en phase et de même amplitude VLO (appelés ici signal de l'oscillateur local),

aux bornes 18b à 18e.

Les électrodes de drain D1 à D4 sont intercon-

nectées les unes aux autres par un deuxième dispositif 17 de couplage de sortie ou de drain, dans cet exemple, une

structure à ondes progressives comprenant plusieurs élé-

ments de déphasage à deux bornes, telle qu'une ligne arti-

ficielle ou plusieurs lignes de transmission réparties T7 à Tll, et plusieurs condensateurs C8 à C10, ainsi qu'il est représenté. Les lignes de transmission T8 à Tlo sont ici des lignes de transmission microbande à couplage mutue Le couplage mutuel des lignes de transmission T8 à Tlo et

les condensateurs C8 à C10 forment ici les éléments de dé-

phasage présentant les parcours électriques nécessaires pour produire le déphasage requis à la fréquence des signa à fréquence intermédiaire. Des lignes artificielles comprE nant plusieurs inducteurs et condensateurs à constantes localisées peuvent aussi être utilisées. La configuration particulière choisie pour les éléments de déphasage des dispositifs de couplage 16 ou 17 est déterminée en fonctic

de la caractéristique de fréquence des signaux qui se pro-

pagent dans ces dispositifs de couplage 16 ou 17.

Le circuit mélangeur 10 comprend également le réseau 22 de terminaison de ligne de grille, qui est coup: à la ligne de transmission T5 et comprend une résistance

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R1, un condensateur C6 et une ligne de transmission T6,

comme on le voit sur la figure. Un trajet de courant con-

tinu relie une source de polarisation de grille VGG aux grilles Gla à Gld, par l'intermédiaire des résistances RG1 à RG4, comme on le voit sur la figure. La polarisa-

tion du drain est assurée ici par un dispositif de pola-

risation externe (non représenté).

Pendant le fonctionnement, la partie Vrfl1 du signal d'entrée est appliquée à l'électrode de grille Glai par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C2. Ainsi

qu'il a été mentionné précédemment, la capacité du conden-

sateur C2 a été sélectionnée en fonction de la capacité inhérente ou intrinsèque (non représentée) du transistor à effet de champ FET 1, pour former un diviseur de tension

* et produire ainsi un signal Vrfl ayant une amplitude sélec-

tionnée. Les parties suivantes Vrf2 à Vrf4 du signal d'entrée Vrf sont appliquées aux électrodes de grille G2a à G4a,

par l'intermédiaire des condensateurs de couplage C3 à C5.

De la même façon, la capacité de chacun des condensateurs

C3 à C5 est sélectionnée en fonction de la capacité in-

trinsèque grille-source des transistors à effet de champ FET 2 à FET 4, respectivement, pour appliquer auxdites

électrodes de grille des signaux ayant une amplitude sélec-

tionnée ou adaptée. Chacun desdits signaux Vrf1 à Vrf4 présente un déphasage électrique prédéterminé, qui est fonction du nombre de sections de ligne de transmission que traverse le signal après la ligne T2, ainsi que de la

capacité des condensateurs de couplage respectifs.

Les signaux V'LO de l'oscillateur local, qui sont ici en phase et de même amplitude, sont appliqués aux deuxièmes électrodes de grille Glb à G4b et sont combinés aux signaux Vrfl à Vrf4 pour produire les signaux de sortie VIF1 à VIF4, aux électrodes de drain D1 à D4. Les signaux de sortie VIF1 à VIF4 comprennent chacun des composantes de fréquence correspondant à la fréquence somme (Prf + uS LO), à la fréquence différence LU rf -u LOI ainsi qu'aux

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fréquences des signaux d'origine urf, u LO' aux harmoniques du signal d'entrée Nurf et du signal de l'oscillateur local MUSLO, et aux produits d'intermodulation des composantes (NuSrf + M3JLO). Ici, les caractéristiques du dispositif de couplage de sortie, constitué par les lignes de transmis sion T7 à Tll, sont sélectionnées de façon à permettre la propagation du signal de fréquence différence I Vrf -uLO I

et, de préférence, ce dispositif filtre ou bloque les com-

posantes de fréquence du signal radiofréquence et du signal de l'oscillateur local, la composante de fréquence somme, les produits d'intermodulation, les harmoniques du signal

produits à la fréquence de l'oscillateur local et les har-

moniques du signal radiofréquence. Lorsque le signal d'entrée Vrf a une fréquence

Xrf inférieure à la fréquence WLO du signal de l'oscilla-

teur local, à une première des deux bornes 19a, 19b, dans

cet exemple, à la borne 19a, est produit le signal de fré-

quence intermédiaire dont la fréquence correspond à W IF = WLO - u rf, la deuxième desdites bornes 19a, 19b, dans cet exemple, la borne 19b produisant un signal nul ou atténué. Dans le second cas, lorsque la fréquence urf du signal d'entrée est supérieure à la fréquence W LO du signal de l'oscillateur local, à la deuxième borne de

sortie 19b, est produit un signal de fréquence intermé-

diaire dont la fréquence correspond à ' IF = W rf - u LO

et à la borne 19a, est produit un signal nul ou atténué.

Avec cet agencement, le mélangeur radiofréquence fait la distinction entre les signaux radiofréquence ayant une

fréquence soit supérieure, soit inférieure à celle du si-

gnal de l'oscillateur local.

En d'autre termes, le mélangeur fait

1 différence entre le signal souhaité et le signal image.

La description qui va suivre et le Tableau 1 qui

s'y rapporte permettent de mieux comprendre comment le cir-

cuit mélangeur 10 fait la distinction entre le signal sou-

haité de fréquence intermédiaire et le signal image de fré-

quence intermédiaire.

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TABLEAU I

Wrf >WLO u rf <LO dépha fréq. dépha- dépha- Fréq. dépha- FET wrf sage inter sage rf sage inter. sage 1L+LOIF O 'IF O LO- if O IF _ O 2 'LO+WIF e 8 IF 0 'LO-'- if 0 >-IF - 0 3 LO+WIF 2e IF 20 'LO-Lif 20 ^^IF -20 4 CLO+ 'IF 3e u>IF 30 LO-'if 30 "IF - 3e

- -

A titre d'exemple, on prendra le cas o les lignes T3 à T5 et T8 à To10 produisent chacune des déphasages de

erf et eIF, respectivement, erf et GIF étant des déphasa-

ges identiques et égaux à 90 , aux fréquences rf et IF respectives, lorsque cette condition est remplie, lorsque la contributioD des transistors à effet de champ et des condensateurs à ce décalage de phase peut être ignorée et

pour C2=C3=C4=C5= -

Sur une bande de fréquence étroite, lorsque

rf < o LO, les signaux Vla à V4as'additionnent prati-

quement en phase à la borne 19a et produisent un signal pratiquement nul ou atténué à la borne 19b. De même, sur une bande étroite, lorsque co rf7LO' les signaux Vlb à V4b s'additionnent en phase à la borne 19b et produisent

un signal nul ou atténué à la borne 19a.

Ceci peut se démontrer de la façon suivante: Vrfl1 a un déphasage relatif de 0 par rapport à lui-même et donc, VIF1 a, de la même façon, un déphasage relatif de 00. Ainsi, la composante VIFla du signal a un déphasage de O à la borne 19a, tandis que la composante VIFlbdusical àund&asge de 30IF à la borne 19b. Le signal intermédiaire VIF2 a un déphasage correspondant à erf par rapport à VIF1. La composante VIF2a du signal, qui se propage vers la borne l9a, a un déphasage composite égal à erf + EIF = 20, et

la composante VIF2b du sighal, qui se propage vers la bor-

ne 19b a un déphasage composite de erf + 201F = 30. Ainsi, à la borne 19a, la composante VIF2a du signal se combine à la composante VrFla pour produire un signal nul ou for-

tement atténué, car les composantes VIFla, VIF2a sont pra-

tiquement de même amplitude et déphasées de 180 (étant supposé que O = 90 ). La deuxième composante V2b du signal

se combine en phase, à la borne 19b, avec le signal VIFlb.

De même, le signal intermédiaire VIF3 présente une phase de 28rf. La composante VIF3a du signal se propage vers la borne 19a avec un déphasage composite de 2erf + 2eIF = 2 Té + 0 , et la composante VIF3b du signal se propage verâ la borne 19b avec un déphasage composite de 20rf + 0IF = 30. Le signal VIF3b se combine en phase, à la borne 19b, avec les signaux VIFlb, VIF2b. Le quatrième signal V4IF, a un déphasage de 3rf. La composante IF4a du signal se propage vers la borne 19a avec un déphasage composite de rf + 3eIF = 2 l + 26, et la composante VIF4b du signal se propage vers la borne 19b avec un déphasage composite de 3&rf. Le signal VIF4a parvient à la borne 19a avec un déphasage équivalent à 20, donc déphasé par rapport à la composante VIF3a du signal. Ainsi, un signal nul est produ à la borne 19a. D'autre part, le signal VIF4b parvient à la borne 19b avec un déphasage relatif de 30iF ou de 30 et donc, s'additionne en phase, à la borne 19b, avec les signaux VIF3b, VIF2b et VIFlb' préalablement appliqués à

la borne 19b. I1 apparaît donc clairement qu'en sélec-

tionnant les déphasages entre les signaux d'entrée et les

signaux de sortie IF des paires de transistors adjacen-

tes (c'est-à-dire, FET1, FET 2 et FET 3, FET 4), les si-

gnaux IF sont déphasés à la borne 19a mais en phase à la

borne 19b.

Dans le cas ow WLO > 'rf, le signal de fréquence différence (c LO - -rf) produit, à la borne 19a, un signa ayant une fréquence cJ IF = iLO - crf et un signal nul ou fortement atténué à la borne 19b. Ceci peut être mis

82168

en évidence par la même analyse que précédemment. A par-

tir de chaque électrode de drain, un signal se propage dans

les deux sens vers les bornes 19a, 19b. Cependant, les dé-

phasages initiaux des signaux VIF1 à VIF4, produits par les électrodes de drain D1 à D4, constituent un retard de phase et non une avance de phase, comme le montre le Tableau I, c'est-à-dire, un déphasage négatif. En conséquence, les phases des signaux produits par chacune des électrodes de drain D1 à D4 sont appliquées à la borne de sortie 19a avec

un déphasage relatif de 0 , et à la borne 19b avec des dé-

phasages relatifs de - e ou + 0. Le signal en fréquence

intermédiaire "IF, égal à ( (o LO - corf) est donc pro-

duit à la borne 19a, et le signal nul ou fortement atténué

est produit à la borne 19b.

Cependant les condensateurs C2 à C5, plutôt que d'être équivalents, comme dans l'hypothèse ci-dessus, sont

de préférence sélectionnés en fonction de la capacité in-

hérente (non représentée) entre la première grille et la source de chaque transistor à effet de champ, pour fournir un signal d'entrée sélectionné ayant une amplitude adaptée aux signaux appliqués à chaque première électrode de grille Gla à G4a. Les impédances et les parcours électriques des

lignes de transmission T3 à T5 et/ou T7 à Tg sont sélec-

tionnés de la façon décrite précédemment de façon à pro-

duire le déphasage adapté sélectionné. Avec cet agencement, les condensateurs C2 à C5 sont utilisés ici pour adapter la tension d'entrée appliquée à chaque transistor à effet

de champ en fonction de la fréquence. En outre, les con-

densateurs C2 à C5 et les lignes de transmission T3 à T5, T7 à Tg constituent des parcours électriques adaptés pour les signaux Vrfl à Vrf4 ou VIF1 à VIF2, pour assurer une forte directivité de propagation des composantes Vla à V4a du signal IF vers la borne 19a, et des composantes Vlb

à V4b vers la borne 19b, sur une large bande passante.

82168

Sur les figures 2 à 4, le mélangeur 10 (figure

1) est représente sous forme de circuit intégré monoli-

thique 10'. Le mélangeur 10' est formé sur un substrat , constitué ici par de l'arséniure de gallium, ou par une autre matière:anxi de red'éltsdes qraosIII et V ou par une autre matière semi-conductrice. Sur une partie

de la surface inférieure du substrat 40, est formé un con-

ducteur de terre plan et, sur une partie de sa surface supérieure, est formée une couche épitaxiale 44 en forme

de mésa (Figures 3, 4). La couche 44 en forme de mésa four-

nit les régions actives des transistors à effet de champ FET 1 à FET 4. Dans cet exemple, chaque transistor à effet de champ est de construction identique et comprend deux électrodes de source et une électrode de drain commune,

séparées par l'une de deux électrodes de grille (non numé-

rotées), comme le montre la figure. Ainsi, dans un exemple de ces transistors à effet de champ, ici FET 4, représenté aux figures 3, 4, ce transistor comprend une zone de drain commun D4, connecté par des conducteurs plats Tslo,Tsll,

et deux contacts de source S4a, S4b, connectés au conduc-

teur de terre plan 42 par des trous de passage métallisés 47 (figure 2). Sr la figre 4 le rastorFET 4orpnd également une zone de grille G4a à laquelle est connecté une paire de

doigts de grille G4al, G4a2, et une deuxième zone de gril-

le G4b comprenant une deuxième paire de doigts de grille

G4bl, G4b2. Les électrodes de source S4a et S4b sont sépa-

rées de l'électrode de drain D4 par un doigtdegrillededaxn des paires de doigts dc'grille G4aj, G4a2 et G4bl, G4.U -n 'L teur 45 est formé sur le substrat 40 pour appliquer le signal de polarisation de grille, produit par une source de polarisation de grille (non représentée), à chacune

des électrodes de grille. Le conducteur 45 est relié à cha-

que électrode de grille par l'intermédiaire de résistances RG1 à RG4, comme le montre la figure. Dans cet exemple,

les résistances RG1 à RG4 sont constituées par des transis-

tors métal-semi-conducteur à effet de champ à grille ouverte

82168

ou flottante, comme le montrent les figures 3 et 4 pour la résistance RG4. Les résistances RG1 à RG4 fournissent

chacune une résistance relativement élevée, approximative-

ment égale à 2K ohms. Les électrodes de drain et de sour-

ce D, S constituent les bornes de contact ohmique pour la résistance RG4. Comme le montrent les figures 3, 4, le

condensateur de couplage C5 comprend une première élec-

trode C5a' disposée sur le substrat semi-isolant 40, une

couche diélectrique C5b, disposée sur la première élec-

trode C5a, et un deuxième contact d'électrode C5c disposé sur une partie de la couche diélectrique C5b. Le deuxième

contact d'électrode C5C est directement connecté au con-

ducteur plat TS5 et à la résistance R1 qui, dans cet exem-

ple, est une résistance à pellicule métallique. Le contact inférieur C5a du condensateur C5 est relié aux doigts de grille G4al et G4a2. Le contact inférieur C5a est connecté

au contact de grille G4a préalablement mentionné du tran-

sistor à effet de champ FET 4. Ainsi, un signal d'entrée qui se propage le long des lignes de transmission T2 à T6 est appliqué aux électrodes de grille G4a1, G4a2, par l'intermédiaire du condensateur C5, tandis que le signal

de polarisation produit par la résistance RG1 est di-

rectement appliqué aux doigts de grille G4al, G4a2.

le transistor à effet de champ FET 1 est agencé de la même façon. Dans cet exemple, les électrodes de grille G 2a' G3a des transistors à effet de champ FET 2 et FET 3 sont

directement connectées aux sections de ligne de transmis-

sion T2, T3 et T4.

Comme on le voit également sur la figure 2, les conducteurs plats ou à bandes Ts8 à Tslo sont disposés

de façon à constituer une ligne à couplage mutuel, c'est-

à-dire que le conducteur plat est disposé en une spirale

dont les parties supérieures passent au-dessus des par-

ties inférieures des conducteurs plats Ts8 à T slo' Comme on le voit sur la figure, des condensateurs C8 à C10 sont

82168

shuntés à la terre par des interconnexions aboutissant aux zones de source. La largeur des conducteurs plats, l'intervalle entre les conducteurs plats, et la longueur des conducteurs plats sont choisis, pour chacun desdits conducteurs plats Ts8 à Ts10, de façon à constituer un

parcours électrique prédéterminé pour le signal en fréquen-

ce intermédiaire du mélangeur, comme indiqué à titre d'exemple au Tableau 2. Ici, les sections de ligne de

transmission à couplage mutuel T8 à To10 et les condensa-

teurs C8 à Closont prévus de façon à augmenter sélective-

ment le parcours électrique de chacune des lignes de

transmission, sur la largeur de bande de fréquence corres-

pondante des signaux en fréquence intermédiaire, dans cet exemple de 2 à 8 GHz. Grâce à cet agencement, le dispositif de couplage de sortie comprend des sections de ligne de transmission pratiquement réparties, tandis que les parcours électriques relativement importants, requis pour les lignes de transmission distribuées entre chacun des transistors à effet de champ, est fourni en partie par le couplage mutuel entre les lignes et en

partie par les condensateurs C8 à C10 reliés à la terre.

Un mélangeur 10, tel que celui qui est représen-

té aux figures 1 à 4, a été conçu avec les caractéristiques suivantes: ce circuit était étudié pour être créé sur un substrat en GaAs, de 0,1 mm d'épaisseur, sur lequel étaient disposés quatre transistors métal semiconducteur à effet de champ à deux grilles, la périphérie de grille de chaque transistor étant de 200 jum. Ce mélangeur était conçu pour fonctionner sur une largeur de bande du signal d'entrée comprise entre 14 GHz et 20 GHz, et sur une largeur de bande de fréquences intermédiaires comprise entre 2 GHz et 8 GHz, pour une fréquence de l'oscillateur

local de 12 GHz. Toutes les valeurs des composants four-

nies ci-dessous, au Tableau 2, ont été établies pour 17 GHz, pour les composants du circuit d'entrée, et

82168

pour 5 GHz pour les composants du circuit de sortie.

Le déphasage des lignes de transmission d'entrée qui comprend le déphasage produit par les condensateurs C2 et C5, est mesuré par rapport à la phase du signal Vlrf' à l'électrode de grille Gla.

Tableau 2

Lignes de transmission Condensateurs Largeur des Parcours conducteurs plats électrique capacité Circuit d'entrée T3 0,049 mm G3 = 55 C2 = 0,15 pf T4 0,036 mm '4 = 61 C3 O T5 0,026 mm 05 = 59 C4 =o

1C5 C = 0,37

Circuit de sortie

(W) (G) (L)

Largeur Intervalle Longueur T7 0,025 mm 0,028 mm 1,2 mm C8 = 0,5 pf T8 0, 025 mm 0,018 mm 1,0 mm C9 = 0,5 pf T9 0,025 mm 0,028 mm 1,2 mm ClO = 0,5 pf

Les figures 5A, 5B et 6 représentent respective-

ment la courbe de la tension d'entrée à chaque transistor à effet de champ en fonction de la fréquence (Figure A), la courbe du déphasage différentiel relatif entre des paires adjacentes successives d'électrodes d'entrée en fonction de la fréquence (Figure 5B) et la courbe de réponse en sortie à la fréquence intermédiaire (figure 6) aux bornes 19a, 19b (figure 1), pour le circuit conçu conformément aux paramètres du Tableau 2. La figure 5A montre la forme générale de la répartition d'amplitude choisie pour la tension d'entrée pour obtenir la réponse

82168

en sortie souhaitée, relativement plate (figure 6), à

la fréquence intermédiaire, à la borne l9b, et pour obte-

nir une réponse nulle ou atténuée à la borne 19a. Les excitations d'entrée atténuées appliquées aux transistors à effet de champ FET 1 et FET 4 sont produites ici respec-

tivement par les condensateurs de couplage C2 et C5.

En outre, la capacité des lignes de transmission modifiée contribue également à la forme générale de la répartition de tension à chaque transistor à effet de champ. Ici, le dispositif de couplage d'entrée 16 a été optimisé de façon à produire la réponse en sortie plate souhaitée (figure 6) à la borne 19b (courbe 68), et un signal nul ou atténué à la borne 19b (courbe 70), en réponse à des signaux d'entrée radiofréquence dont la fréquence est

supérieure à celle du signal de l'oscillateur local.

Cependant, pour obtenir une réponse en sortie souhaitée

à la borne 19a, lorsque les signaux d'entrée ont une fré-

quence inférieure à celle de l'oscillateur local, le cir-

cuit de sortie peut être réoptimisé, ainsi qu'il appa-

raîtra clairement à l'homme de l'art, par une modificatic des valeurs des condensateurs C2 à C5, des capacités de lignes T2 à T5 et des parcours électriques des lignes T2 à T5. En outre, le dispositif de couplage d'entrée peut être réoptimisé de façon à produire une réponse en sortie à l'une des bornes 19a, 19b, et une réponse nulle

ou atténuée à la deuxième des bornes 19a, 19b, en fonc-

tion de la fréquence du signal d'entrée, ainsi qu'il est

décrit précédemment.

Sur la figure 5B, la phase différentielle

(exprimée sous forme de retard de phase) entre les pre-

mières électrodes de grille Gla à G4a des paires adjacen-

tes successives de transistors à effet de champ (FET 2 et FET 1, courbe 62, FET 3 et FET 2, courbe 64, FET 4 et FET 3, courbe 66) a été sélectionnée de façon à être d'environ 900 à la fréquence de milieu de bande (ici 17 GHz). Cependant, même lorsque le déphasage passe

82168

à 70 à 14 GHz, et à environ 115 entre les transistors FET 2 et FET 3, à 20 GHz, la réponse en sortie (figure 6) montre néanmoins une directivité relativement bonne du signal en fréquence intermédiaire, produit par le signal d'entrée souhaité aux extrêmes (2 et 8 GHz) de

la bande de fréquences intermédiaires.

De préférence, l'impédance des lignes de trans-

mission T2 à T5 est également sélectionnée en fonction des condensateurs C2 à C5 et de la capacité intrinsèque (non représentée) entre les électrodes de grille Gla à G4a et les électrodes de source S1 à S4, de façon a

appliquer au mélangeur 10 une impédance d'entrée prédéter-

minée, de préférence en rapport avec l'impédance de la ligne de transmission T1. De la même façon, l'impédance caractéristique des lignes de transmission-T8 à To10 est sélectionnée en fonction de la capacité intrinsèque (non représentée) entre les électrodes de drain D1 à D4 et les électrodes de source S1 à S4, respectivement, pour

donner au mélangeur 10 une impédance de sortie prédéter-

minée. Ce type d'agencement permettant d'obtenir des impédances d'entrée et de sortie sélectionnées est décrit

dans U.S. 4 456 888, délivré le 26 juin 1984.

Lorsqu'il est polarisé comme un dispositif non linéaire, le transistor à effet de champ engendre des composantes de fréquence parasites ou indésirables

dont l'une est le second harmonique du signal de l'oscilla-

teur local. Le mélange du second harmonique du signal de l'oscillateur local et du signal d'entrée (W rf - 2 WLO) produit un signal à la fréquence d'imagewiM. Ce signal est particulièrement indésirable car le signal produit à la fréquence de la bande image augmente la perte de conversion du mélangeur. Cependant, avec l'agencement décrit précédemment, comme la phase du signal d'entrée change à chaque transistor à effet de champ en fonction de la propagation du signal d'entrée dans les lignes

82168

de transmission T2 à T5 et des signaux en fréquence inter-

médiaire dans les lignes de transmission T8 à To10, la

phase du signal image, engendrée par le mélange du deu-

xième harmonique du signal de l'oscillateur local et du signal d'entrée, change également, de même que la phase de la fréquence intermédiaire, lorsque le signal produit à la fréquence image est ramené à la fréquence intermédiaire. Les phases des signaux images rf et IF

sont indiquées au Tableau 3, ci-après. Le sens de progres-

sion de la phase indique que le signal produit à la fré-

quence image se propage vers l'arrière, dans le sens de la source de signal. Pendant cette propagation, une partie de ce signal est renvoyée aux transistors FET

1 à FET 4 et ramenée à la fréquence image intermédiaire.

Le signal image en fréquence intermédiaire qui en résulte se propage dans le même sens que le signal en fréquence

intermédiaire souhaité, fourni en réponse au signal d'en-

trée, et en conséquence, le signal produit à la fréquence image apparaît à la même borne que le signal de fréquence intermédiaire souhaité. Ceci réduit la perte de conversion

du circuit mélangeur.

Tableau 3

nurf >'L0 Signal image fréq inter. à

partir de la fréq.

image

dépha- dépha- dépha-

FET rf sage fréq. sage Fréq. sage

1 O+ IF O WL0- IF 0 CIF 0

2 <LO±"IF6 7'LO-OIF e G'IF e 3 3LO+ IF 29 WLO-AOIF 2e, "'IF 29 4Ci. LO 4 LO-! IF 3e' "'O"IF 3e' IF 3e

82168

Le circuit mélangeur 10 (figure 1) assure éga-

lement une élimination pratiquement complète du bruit introduit dans la bande de fréquences intermédiaires par le signal de l'oscillateur local. Comme on le voit sur la figure 7, le bruit associé au signal produit à

la fréquence de l'oscillateur local est généralement con-

centré dans une bande relativement étroite, autour de la fréquence fLO de l'oscillateur local. Cependant, s'il

ne s'agit pas là d'une condition préalable à la suppres-

sion du bruit dans le circuit décrit par référence à la figure 1, l'analyse qui suit sera plus facile si cette

condition est supposée remplie.

Pour que la suppression du bruit soit réalisée

dans le circuit de la figure 1, il est généralement né-

cessaire que l'excitation produite, à la fréquence de l'oscillateur local, de chacun des transistors à effet

de champ FET 1 à FET 4, soit en phase et de même ampli-

tude. Chaque composante de fréquence du bruit va donc se mélanger avec la fréquence porteuse de l'oscillateur

local et être ramenée à la bande de fréquences intermé-

diaires. Ceci introduit du bruit à la fois dans les ban-

des latérales supérieure et inférieure du signal de l'os-

cillateur local. La différence de phase entre les compo-

santes du bruit des bornes IF, IF1 et IF2, est pratique-

ment égale à zéro car l'excitation de chaque transistor à effet de champ FET 1 à FET 4, par l'oscillateur local, est réalisée par des signaux d'entrée provenant de la même source de signal et présentant pratiquement la même

phase et la même amplitude.

Si la composante de tension de bruit IF à la n ième borne IF est désignée par en (fm), fm étant le

décalage de fréquence de la composante de bruit par rap-

port à la porteuse, comme indiqué à la figure 8, et n étant le nombre de bornes IF (pas nécessairement égal à quatre), dans ce cas, comme tous les signaux en proviennent de

82168

la même source de fréquence de l'oscillateur local, ces composantes sont entièrement en corrélation et peuvent

être additionnées algébriquement. Compte tenu du dépha-

sage introduit entre les bornes IF par le circuit IF, la tension de bruit correspondant à la composante de

fréquence fm aux deux bornes IF 19a et 19b, sur la fi-

gure 1, est obtenue par les formules suivantes: el9a (fm) = t en (fm)ej(n-l)8 n=l 1 el9b (fm) = en (fm)e-j(N-n)e n=l 1 Dans le cas des mélangeurs équilibrés, en = eK pour toutes les valeurs de n et de K. Ainsi, = el9b= sin (NQ/2) el9a (fm) = el9b (fm) = e(fm)e(-jN-1))/2 sin (N/2) En conséquence, la relation ci-dessus est vraie pour toutes les autres composantes de fréquence voisines de la fréquence porteuse de l'oscillateur local. Il va de soi qu'une élimination complète du bruit se produit lorsque G est choisi de façon à remplir la condition &

= 2 /N pour (N > 1).

Par exemple, dans le cas de quatre transistors à effet de champ, comme sur la figure 1, c'est-à-dire pour N = 4, le déphasage requis entre le transistor à effet de champ et les bornes IF est de 90 . Ce cas simple peut être illustré par un diagramme en vectoriel (non

représenté) des composantes de la tension de bruit à cha-

que borne IF. En raison de ce déphasage de 90 , les com-

posantes sont additionnées de façon vectorielle, comme

les quatre côtés d'un carré, pour donner un vecteur nul.

La figure 8 représente un autre mode de réali-

sation d'un circuit de conversion de fréquence, ici, un circuit mélangeur 60. Le circuit mélangeur 60 comprend

le dispositif de couplage de sortie 17 mentionné précé-

demment, le dispositif de couplage d'entrée 16 et plu-

sieurs éléments non linéaires 15a à 15d, comprenant cha-

cun les transistors à effet de champ FET 1 à FET 4 qui

82168

ont été décrits par référence à la figure 1. Sur la fi-

gure 8, le circuit mélangeur 60 comprend également une

deuxième structure d'entrée à ondes progressives 62, cons-

* tituée ici par plusieurs lignes de transmission réparties T12 à T16, chacune étant une ligne de transmission micro- bande. Une première extrémité de la ligne de transmission

T16 se termine par une impédance caractéristique, repré-

sentée ici par R2, et une première extrémité de ladite ligne de transmission répartie T12 reçoit un signal VLO

d'oscillateur local. En conséquence, le signal VLO d'os-

cillateur local se propage le long des sections de ligne de transmission T12 à T16, des parties desdits signaux VLOl - VLO'4 étant appliquées, à partir desdites lignes

de transmission, à chacune des électrodes de grille cor-

respondantes Glb à G4b. Le signal de l'oscillateur local est appliqué à la borne 18a' et se propage le long des lignes de transmission T14 à T16, avec des déphasages

augmentant de façon progressive ou successive. Comme pré-

cédemment, le signal d'entrée Vrf se propage le long des lignes de transmission T2 à T5 et il est appliqué aux électrodes de grille correspondantes Gla à G4a. Comme le signal VLO de l'oscillateur local et le signal d'entrée VRF se propagent dans des sens opposés, la différence de déphasage relative entre ces deux signaux est égale

à la somme des déphasages respectifs, aux électrodes d'en-

trée de chacun des transistors à effet de champ. En consé-

quence, le parcours de la structure à ondes progressives

62, pour le signal de l'oscillateur local, peut être ajus-

té de façon à permettre une commande supplémentaire du déphasage des signaux appliqués aux électrodes de sortie

ou de drain de chacun des transistors à effet de champ.

En conséquence, le déphasage du signal IF, à la sortie de chaque transistor à effet de champ, devient la somme du déphasage, engendré par la ligne du signal d'entrée radiofréquence, et du déphasage engendré par la ligne

8216E

du signal de l'oscillateur local. Comme le montre la fi-

gure 7, les condensateurs de couplage C2 à C5 sont de préférence utilisés pour adapter l'amplitude des signaux d'entrée, ainsi qu'il a été décrit par référence à la figure 1. En outre, en raison de la présence d'une struc- ture à ondes progressives 62, qui applique le signal de l'oscillateur local à chaque transistor à effet de champ, ce signal peut être balayé sur une large bande

de fréquences.

Les figures 9 à 11 représentent d'autres modes

de réalisaltion des éléments 15a à lSd (figure 1) du cir-

cuit mélangeur. A titre d'exemple, sur la figure 9, le

transistor à effet de champ FET 1 (figure 1) à deux gril-

les est remplacé par une diode D1 et un condensateur C montés en shunt entre la cathode de la diode D1 et la terre. Le signal VLO de l'oscillateur local et le signal

d'entrée radiofréquence (Vrf) sont appliqués, par l'inter-

médiaire de la borne 15al, à une anode de la diode D1, la cathode produisant le signal de sortie VIF1 à la borne 15a3. De même, comme lemontre la figure 10, le transistor à effet de champ à deux grilles FET 1 (figure 1) peut être remplacé par un transistor à effet de champ à une

grille, dans cet exemple FET 1', dont l'une des électro-

des de drain et de source D', S', reçoit un signal radio-

fréquence (Vrf) par l'intermédiaire de la borne 15a1, et dont l'électrode de grille, par exemple, reçoit le signal de l'oscillateur local (VLO), par l'intermédiaire de la borne 15a2, la deuxième des électrodes de drain et de source produisant le signal de sortie VIF1, à la borne 15a3. De même, comme le montre la figure 11, le transistor à effet de champ à deux grilles FET 1 (figure 1l peut être remplacé par deux transistors à effet de champ FET 2', FET 3'. Le premier transistor à effet de champ FET 2', connecté dans une configuration à source e commune, reçoit, à une électrode de grille G21, le signal

82168

d'entrée radiofréquence Vrf, par l'intermédiaire de la borne 15a1, et applique un signal de sortie à l'une des électrodes de drain et de source D3,, S3, du transistor à effet de champ FET 3'. Le transistor à effet de champ FET 3' reçoit, par l'intermédiaire de la borne 15a2, le

signal de l'oscillateur local (VLO) qui module la trans-

conductance du transistor à effet de champ FET 3', pour produire le signal de sortie mélangé VIF1, à la borne a3. Il apparaît donc qu'en remplaçant les transistors

à effet de champ à deux grilles FET 1 à FET 4 de la fi-

gure 1 par l'un quelconque des dispositifs ci-dessus,

entre le dispositif de couplage d'entrée 16 et le dis-

positif de couplage de sortie 17, on peut obtenir d'autres

modes de réalisation du circuit de conversion de fréquence.

La figure 12 représente un autre mode de réa-

lisation d'un circuit de conversion de fréquence, dans cet exemple, un multiplicateur de fréquence répartie 80, qui comprend un premier ensemble de transistors à effet de champ FET 11 à FET 14, connectés successivement entre une borne d'entrée 82 et une borne de sortie 83, par l'intermédiaire de plusieurs éléments de déphasage à deux

bornes, tels qu'une ligne artificielle ou une ligne ré-

partie. Là encore, des éléments non linéaires sont prévus,

l'élément 15a n'étant représenté que par souci de clarté.

Dans ce mode de réalisation, les éléments à deux bornes comprennent plusieurs lignes de transmission d'entrée répartie T21 à T25, et plusieurs lignes de transmission

de sortie T26 à T29 et T30 à T34. Ici, les lignes de trans-

mission T21 à T34 sont des lignes de transmission micro-

bande. Les électrodes d'entrée des transistors à effet de champ FET 11 à FET 14, dans ce mode de réalisation, les électrodes de grille Gll à G14, respectivement, sont

électriquement interconnectées successivement par l'in-

termédiaire du premier ensemble de lignes de transmission T21 à T25. Les électrodes de sortie, ici, les électrodes de drain Dll à D14, sont électriquement interconnectés

82168

successivement par l'intermédiaire des lignes de trans-

mission T26 à T2g et des lignes de sortie communes T30 à T34. Les électrodes de source Sll à S14 des transistors FET 11 à FET 14, respectivement, sont connectées à un potentiel de référence, ici la terre, par l'intermédiai- re d'un trajet radiofréquence et courant continu commun,

comme le montre la figure. L'électrode de grille du pre-

mier transistor à effet de champ, ici, l'électrode de grille Gll du transistor à effet de champ FET 11, est reliée à la borne d'entrée 82, par l'intermédiaire de la ligne de transmission T21, tandis que l'électrode de drain Dll du premier transistor à effet de champ FET 11, est relié à une borne de sortie radiofréquence 83, par

l'intermédiaire des lignes de transmission T26 et T30.

L'un des transistors à effet de champ suivants, ici, le dernier ou le quatrième, FET 14, comprend une électrode

d'entrée ou de grille G14 reliée à un circuit de pola-

risation de grille en courant continu 92, par l'intermé-

diaire de la ligne de transmission T25, comme le montre la figure, et l'électrode de sortie ou de drain D4 de ce transistor à effet de champ FET 4 est reliée, par les lignes de transmission T29 et T34, au circuit de polarisation de sortie de drain 90, comme le montre la figure.

Le circuit multiplicateur de fréquence répar-

tie 80 comprend en outre un deuxième ensemble de quatre transistors à effet de champ FET 15 à FET 18, connectés consécutivement entre une borne d'entrée 82' et la borne de sortie 83, par l'intermédiaire d'un deuxième ensemble d'éléments de déphasage à deux bornes, tels qu'une ligne

artificielle ou une ligne répartie. Là encore, des élé-

ments non linéaires sont prévus, comme le montrent les figures 1 et 8, et comme il est décrit précédemment

pour le transistor à effet de champ FET 11. Ici, les élé-

ments à deux bornes comprennent plusieurs lignes de trans-

mission d'entrée réparties T21' à T25,; et un deuxième ensemble d'éléments à deux bornes ou lignes de transmis- sion de drain T26, à Tg29, , et les lignes de transmission de drain à sortie commune T30à T34. Les transistors à effet de champ FET 15 à FET 18 ont leurs électrodes d'entrée, dans ce mode de réalisation, les électrodes de grille G15 à G18, respectivement, interconnectées électriquement en succession, par l<intermédiaire du deuxième ensemble de lignes de transmission T21,à T25,,

chaque ligne étant ici une ligne de transmission micro-

bande. Les électrodes de sortie, ici, les électrodes de drain D15 à D1i des transistors à effet de champ FET 15

à FET 18, respectivement, sont électriquement interconnec-

tées en succession par l'intermédiaire des lignes de trans-

mission de drain T26' à T29, et des lignes de transmission commune T30', T34,. Les électrodes de source S15 à S18

des transistors à effet de champ FET 15 à FET 18, respec-

tivement, sont connectées à un potentiel de référence, ici la terre, par l'intermédiaire d'un trajet courant

continu et radiofréquence commun, comme le montre la fi-

gure. L'électrode de grille du premier transistor-du deuxième ensemble de transistors à effet de champ, ici

l'électrode de grille G15 du transistor FET 15, est re-

liée à la borne d'entrée 82', par l'intermédiaire de la ligne de transmission T21,, tandis que l'électrode de drain D15 du premier transistor effet de champ FET 15 du deuxième ensemble de transistors, est relié à la borne

de sortie 83, par l'intermédiaire des lignes de transmis-

sion T26, et T30. L'un des transistors à effet de champ suivants, ici, le dernier ou le quatrième transistor, FET 18, du deuxième ensemble de transistors à effet de champ, a son électrode d'entrée ou de grille Gis connectée

82168

à un circuit de polarisation de grille en courant con-

tinu 92', par l'intermédiaire de la ligne de transmission

T25,, ainsi que le montre la figure, et son électrode-

de sortie ou de drain D18 est connectée au circuit de polarisation de drain ou de sortie 90, par l'intermédiai- re des lignes de transmission T29, et T34 comme le montre

la figure.

Dans ce mode de réalisation, le circuit de

polarisation de drain 90 est un réseau en échelle com-

prenant trois trajets de shunt à la terre constitués par

des condensateurs C13, C14, C15 et des lignes de transmis-

sion, ici, des lignes de transmission microbande T36, T37 et T38 qui constituent les éléments série de ce réseau Deux bornes de polarisation 91a, 91b, sont reliées à une source de polarisation en courant continu VDD mise à la terre, cette borne 21a étant connectée à un condensateur C15 et à une section de ligne de transmission T38, comme le montre la figure. Les condensateurs C13, C14 et C15 constituent un trajet à impédance relativement faible pour les signaux radiofréquence et shuntent ces signaux à la terre pour empêcher qu' ils ne soient appliqués à la source de polarisation en courant continu VDD. Sur la figure, une résistance R13 est connectée en shunt avec la terre et la connection entre la ligne de transmission

T36 et la section de ligne de transmission T34. La résis-

tance R2 en combinaison avec l'impédance composite des sections de ligne de transmission T36, T37 et T38 et des

condensateurs C13, C14 et C15, fournit une impédance com-

plexe pour l'extrémité accordée de la section de ligne de transmission T34 Les circuits de polarisation de grille 92 et

92' sont pratiquement identiques et la description du

circuit de polarisation de grille 92 est donc applicable au circuit de polarisation de grille 92'. Le circuit de polarisation de grille 92 est également un réseau en

82168

échelle qui comprend une résistance Rll et une section de ligne de transmission T35 connectées en série. La section

de ligne de transmission T35et la résistance Rll consti-

tuent un trajet de courant continu entre la borne de po-

larisation d'entrée 26 et les lignes de transmission micro- ondes T21 à T25. Les condensateurs de fuite radiofréquence Cll et C12 sont connectés en shunt entre les extrémités

de la section de ligne de transmission T35 et la terre.

Là encore, ces condensateurs de fuite radiofréquence Cll, C12 constituent, pour les signaux radiofréquence, des trajets

à faible impédance amenant ces signaux à la terre, et iso-

lent ainsi ces signaux radiofréquence d'une source de ten-

sion VGG qui est connectée entre la borne de terre 23b

et la borne 23a. Les caractéristiques des circuits de po-

larisation de drain et de grille sont sélectionnées de façon à placer chacun des transistors à effet de champ dans la région non linéaire ou à loi quadratique de leurs

caractéristiques respectives de transfert.

Un signal, produit par une source Vrft est ap-

pliqué à un coupleur directionnel 86 qui produit, à ses bornes de sortie (non numérotées) deux signaux d'entrée

Vs, Vs,, ayant un déphasage différentiel de 180 . Le si-

gnal d'entrée Vrf peut également être appliqué à une jonction commune comprenant deux lignes de transmission

dont le parcours différentiel correspondant à un déphasa-

ge de 180 . Ainsi, le premier signal Vs est appliqué à la borne d'entrée 82 et se propage le long des lignes de

transmission T21 à T25. Une partie du signal Vs est appli-

quée à chacune des électrodes de grille Gll à G14 des tran-

sistors à effet de champ FET 11 à FET 14. A la sortie des électrodes de drain correspondantes Dll à D14, apparaît un signal de sortie dont les composantes de fréquence sont

égales à o' 2 C-o, 3C>o,...nC>o, n étant un nombre en-

tier supérieur à 1, et4->o étant la fréquence fondamentale de la source d'entrée radiofréquence Vrf, et 2C'o' 3Coo, n o étant les harmoniques pairs et impairs de la 8216i fréquence fondamentale o. De même, le deuxième signal VS, est appliqué à la borne d'entrée 82' et ce signal se propag

le long des lignes de transmission T21 à T25,, et une par-

tie de ce signal est appliquée aux électrodes de grille G15 à G18. En réponse, un signal de sortie est produit à

chacune des électrodes de drain D15 à D18, avec des com-

posantes de fréquence 2 o, 32 o, 3 o,... n A-o, n étant là encore, égal à un nombre entier supérieur à 1, et o étant la fréquence fondamentale de la source radiofréquen Vrf. Les signaux produits par les électrodes de drain Dll à D14 et D15 à D18 sont appliqués aux lignes de transmissio radiofréquence T30 à T34, aux jonctions correspondantes 86a à 86d. Les mêmesparcours électriques sont créés entre chacune desdites bornes d'entrée 82, 82' et la borne de sortie 83, par l'intermédiaire des paires respectives de transistors à effet de champ (c'est-à-dire, FET 11, FET

: FET 12, FET 16; FET 13, FET 17; FET 14, FET 18).

Comme les signaux d'entrée VS, Vs' sont appliqués aux bor-

nes 82 et 82' avec undéphasage, différentiel de 180 , les signaux produits par les paires respectives d'électrodes de drain Dll et D15, D12 et D16, D13 et D17 Di4 et D18 ont les composantes de fréquence fondamentale présentant

le déphasage différentiel de 180 , et les harmoniques im-

pairs de la fondamentale présentent de la même façon un déphasage différentiel de 180 . En conséquence, le rapport de phase initial de 180 , engendré par le coupleur 30, est maintenu dans chaque composante de fréquence du signal ayant

un rapport harmonique multiple impair avec la fondamentale.

Grâce à cet agencement, tous les harmoniques impairs (2n

+ i) L o de la composante de fréquence fondamentale de si-

gnal comprenant la fondamentale et produits par la borne de sortie 83, sont éliminés à la borne 83. En revanche, comme ces dispositifs sont des dispositifs demi-onde non linéaires à loi vth, et de préférence, à loi quadratique, tous les harmoniques pairs (2n) <Do présentent une

82168

différence de phase correspondant à des multiples de 0 et donc, tous les harmoniques pairs sont additionnés en phase et apparaissent à la borne de sortie 83 en

tant que signal composite V0.

Le signal composite produit à la borne de

sortie 83 comprend des composantes de fréquences harmo-

niques paires. Une composante de fréquence sélectionnée

peut être extraite de ce signal de plusieurs façons.

Une méthode consiste à donner aux lignes de couplage de sortie T26 à T29, T26, à T29, et T30 à T34, une caractéristique de filtre passe-bande qui ne permette la propagation, dans ces lignes, que de l'harmonique pair sélectionné. Une autre méthode consiste à prévoir,

à la sortie de la borne radiofréquence 83, un agence-

ment de filtrage concentré qui laisse passer l'harmoni-

que impair souhaité.

De préférence, pour permettre le fonctionne-

ment sur une bande relativement large, c'est-à-dire,

sur une bande relativement large de fréquences du si-

gnal d'entrée, l'impédance caractéristique de chacune des lignes de transmission T21 à T25, T21, à T25, est sélectionnée en fonction de la réactance d'entrée inhérente entre la grille et la source des transistors à effet de champ FET 11 à FET 14 et FET 15 à FET 18,

pour créer un réseau d'entrée ayant une impédance ca-

ractéristique prédéterminée. De même, l'impédance ca-

ractéristique des lignes de transmission de sortie T26 à T29, T26, à T29, et T30 à T34, est sélectionnée en fonction de la réactance de sortie inhérente entre le drain et la source de ces transistors à effet de champ FET 11 à FET 14 et FET 15 à FET 18, pour créer

un réseau de sortie ayant une impédance de sortie pré-

déterminée. Ce type d'agencement est décrit dans US.

4 456 888, délivré le 26 juin 1984, et appartenant

à la Demanderesse.

82168

La figure 13 représente un autre mode de réalisation d'un dispositif non linéaire, ici, une diode telle que des diodes Schottky 96, 96'. La diode

Schottky peut être utilisée pour remplacer les transis-

tors à effet de champ (FET 1, FET 15), ainsi qu'il apparaît sur la figure 13. La diode étant un dispositif non linéaire, elle peut assurer la même suppression

de signal par une mise en phase appropriée des harmoni-

ques impairs de signaux de sortie, et la même améliora-

tion au signal, pour les harmoniques impairs, que dans

la description qui précède.

La figure 14 représente un autre mode de réalisation d'un circuit de conversion de fréquence, ici un mélangeur 110 qui comprend le premier ensemble de quatre éléments non linéaires 15a à 15d comprenant chacun l'un des éléments actifs décrits en référence aux figures 9 à 11, ou le transistor à effet de champ

à deux grilles représenté à la figure 15. Ici, les-

dits éléments non linéaires sont, par exemple, les dispositifs demi-onde à loi appropriée tels que des dispositifs demi-onde à loi quadratique. Chacun desdits éléments non linéaires 15a à 15d est connecté à un parmi plusieurs éléments de déphasage de sortie 117a à 117d. Chacun desdits éléments de déphasage 117a à 117d comprend une paire respective d'éléments à deux bornes généraux 117a' à 117d' et 117a" à 117d", chacun desdits éléments de déphasage à deux bornes pouvant

comprendre une ligne artificielle ou une ligne de trans-

mission répartie. Les paires d'éléments à deux bornes peuvent également être des dispositifs actifs, tels

qu'un amplificateur, ou d'autres éléments à deux bor-

nes non réciproques. Dans ce mode de réalisation, l'une desdites lignes réparties à deux bornes comprend une connexion commune qui est reliée aux bornes de sortie respectives 15a3 à 15d3 des éléments non linéaires

82168

respectifs 15a à 15d, et comprend une paire de bornes d'entrée connectées à l'une des deux bornes de sortie 19a, 19b du circuit. Sur la figure, le circuit 110 comprend en outre un dispositif de couplage d'entrée 116, constitué ici par plusieurs lignes de transmission 116a à 116d, chacune desdites lignes ayant un parcours électrique prédéterminé pour créer un trajet ou un déphasage différentiel entre des paires successives

adjacentes desdites lignes 116a à 116d. Un signal d'en-

trée Vrf est appliqué à une borne d'entrée 113 du cir-

cuit et ledit signal est distribué à chacune desdites lignes de transmission 116a à 116d, à partir d'une connexion commune avec la borne 113. Les signaux de sortie desdites lignes de transmission 116a à 116d sont de préférence transmis respectivement par un parmi plusieurs condensateurs C12 à C15, le signal de sortie

desdits condensateurs étant appliqué aux bornes d'en-

trée 15al à 15dl des éléments non linéaires respectifs a à 15d. Un deuxième signal d'entrée, ici un signal d'oscillateur local, est appliqué à une deuxième borne d'entrée 118a, et à un dispositif de couplage 118 de l'oscillateur local. Le dispositif de couplage 118 comprend ici -un groupe de quatre éléments de déphasage à deux bornes 118b à. 118e constituant une ligne de

transmission répartie. Les déphasages LO1c à aL04 pro-

duits par lesdites lignes de transmission réparties 118b à 118e, ont dans un premier mode de réalisation du dispositif 118, des parcours à peu près égaux et, dans un deuxième mode de réalisation du dispositif

118, les parcours électriques 9LO1 à 0Lo4 ont des par-

cours électriquesé augmentation successive. Les sorties

dudit dispositif de couplage d'oscillateur local appli-

quent une partie du signal de l'oscillateur local aux bornes d'entrée correspondantes dudit deuxième groupe

de bornes d'entrée 15a2 à 15d2 des éléments non linéai-

res respectifs 15a à 15d.

8216t

En fonctionnement, les signaux d'entrée ap-

pliqués aux bornes 113 et 118 sont transmis par l'inter-

médiaire du dispositif de couplage d'entrée 116 et du dispositif de couplage d'oscillateur local 118, aux bornes d'entrée respectives 15a1 à 15d1 et 15a2

à 15d2 des éléments non linéaires 15a à 15d, et pro-

duisent, aux sorties desdits éléments 15a3 à 15d3, des signaux dont les composantes de fréquence sont

égales à la somme et à la différence des signaux d'en-

trée, ainsi qu'aux harmoniques des signaux d'entrée.

Ces signaux se propagent dans l'un des deux éléments de déphasage à deux bornes de chacun des dispositifs de couplage de sortie, pour produire, à une première des bornes de sortie 119a, 119b, un signal de sortie

ayant l'une des composantes de fréquence sus-mention-

nées et, à la deuxième des bornes de sortie 119a, 119b, un signal de sortie nul ou atténué en fonction de la

fréquence relative de la paire de signaux d'entrée.

Le circuit radiofréquence 110 est une version inter-

connectée non successive et non répartie du circuit de conversion radiofréquence décrit par référence aux

figures 1, 7 et 12. En ajustant les parcours électri-

ques des éléments de déphasage à deux bornes consti-

tuant le dispositif de couplage de sortie 117, le dis-

positif de couplage d'entrée 116 et le dispositif de couplage d'oscillateur local 118, l'un quelconque des circuits de conversion radiofréquence sus-mentionnés, le mélangeur 10 (figure 1), le mélangeur 50 (figure 8) et le multiplicateur 80 (figure 12) peuvent être fabriqués dans une version non distribuée, à l'aide

d'éléments de déphasage à deux bornes.

Après cette description des modes préférés

de réalisaltion de cette invention, il apparaîtra clai-

rement à l'homme de l'art que d'autres modes de réali-

sation peuvent être réalisés sur la base de ces mêmes

82168

principes. Il semble donc que cette invention ne doive pas être limitée au mode de réalisation décrit mais

ne doit être limitée que par l'esprit et le champ d'ap-

plication des revendications annexées.

8216 4O

Claims (20)

REVENDICATIONS

1. Circuit à fréquence radio comprenant une

paire de bornes d'entrée et une paire de bornes de sor-

tie, caractérisé en ce qu'il est constitué par: - plusieurs éléments non linéaires (15a à lSd) comprenant chacun une électrode d'entrée (15a1 à 15d1, a2 à 15d2) et une électrode de sortie (15a3 à 15d3), - un dispositif d'entrée (16) comprenant au moins un élément de déphasage à deux bornes (T2 à T5) connecté à l'une des bornes d'entrée du circuit pour créer un déphasage entre une électrode de la paire d'électrodes

d'entrée desdits éléments non linéaires successifs adja-

cents,

- un dispositif (18) dont une première extré-

mité est reliée à la deuxième borne d'entrée du circuit, pour connecter électriquement la deuxième électrode de

la paire d'électrodes d'entrée de chaque élément non li-

néaire et - un dispositif de sortie (17), connecté entre la paire de bornes de sortie (19a, 19b) du circuit, pour

connecter électriquement de façon successive l'électro-

de de sortie (15a3 à 15d3) de chaque élément non linéaire.

2. Circuit selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le dispositif (18) pour connecter électri-

quement la deuxième électrode d'entrée comprend un dis-

positif pour établir des parcours électriques pratique-

ment identiques entre la deuxième borne d'entrée et la

deuxième électrode d'entrée (15a2 à 15d2) de chacun des-

dits éléments non linéaires (15a à 15d).

3. Circuit selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que les éléments non linéaires comprennent cha-

cun un transistor à effet de champ à deux grilles (FET1

à FET 4).

4. Circuit selon la revendication3, caracté-

risé en ce que la première borne d'entrée (13) du circuit

82168

reçoit un signal d'entrée, en ce que la deuxième borne (18a) du circuit reçoit un signal d'oscillateur local (VLO) et en ce qu'en réponse à ces signaux, des signaux de sortie sont transmis entre l'électrode de sortie (15a3 à 15d3) de chaque élément non linéaire et le dispositif de couplage de sortie (T 7 à T 11), chaque signal ayant

deux parties qui se propagent vers les bornes respecti-

ves de la paire de bornes de sortie (19a, 19b) du circuit.

5. Circuit selon la revendication 4, caractéri-

sé en outre en ce qu'il comprend: - un dispositif pour adapter, en fonction de

la fréquence, les caractéristiques d'amplitude et de pha-

se de chacune des paires de signaux se propageant le long

du dispositif de couplage de sortie (T7 à Til).

6. Circuit selon la revendication 5, caractéri-

sé en ce que le dispositif d'adaptation de signal comprend au moins un condensateur connecté entre le dispositif de couplage de sortie et une première électrode d'entrée de l'un desdits transistors à effet de champ (FET1 à FET4)

7. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif d'entrée comprend en outre: - un premier ensemble de lignes de transmission

(16) réparties, ayant chacune un parcours électrique pré-

déterminé, - en ce que le dispositif de couplage de sortie comprend en outre: - un deuxième ensemble de lignes de transmission (17)réparties, comprenant chacune un parcours électrique prédéterminé et - en ce que les parcours électriques prédéterminés

du premier et du deuxième ensembles de lignes de transmis-

sion réparties sont sélectionnés de façon à appliquer des caractéristiques de déphasage prédéterminées aux signaux

8216E

de sortie de chacun des transistors à effet de champ (FET1 à FET4), pour produire, à l'une des bornes (19a) de la paire de bornes de sortie (19a, 19b) du circuit, un signal de sortie ayant une fréquence égale à la première de la somme et de la différence des fréquences de la paire de signaux d'entrée, et pour produire, à une deuxième (19b)

desdites bornes de sortie, un signal nul ou atténué.

8. Circuit selon la revendication 7, caracté-

risé en ce que la première borne d'entrée (13) du cir-

cuit reçoit un signal d'entrée, en ce que la deuxième borne (18a) du circuit reçoit un signal d'oscillateur local (V2) et en ce qu'en réponse à ces signaux, des signaux de sortie sont transmis entre l'électrode de sortie 15a3 à 15d3 de chaque élément non linéaire (FET 1 à FET 4) et le dispositif de couplage de sortie (17), chaque signal ayant deux parties qui se propagent vers les bornes respectives de la paire de bornes de sortie

(19a, 19b) du circuit.

9. Circuit selon la revendication 8, carac-

térisé en outre en ce qu'il comprend: - un dispositif pour adapter, en fonction de la fréquence, les caractéristiques d'amplitude et de phase de chacune des paires de signaux de propageant

le long du dispositif de couplage de sortie (17).

10. Circuit selon la revendication 9, carac-

térisé en ce que le dispositif d'adaptation de signal comprend au moins un condensateur connecté entre le dispositif de couplage de sortie (17) et une première

électrode d'entrée (15a1 à 15d1) de l'un desdits tran-

sistors à effet de champ (FET 1 à FET 4).

11. Circuit selon la revendication 1, carac-

térisé en ce que le dispositif qui connecte électriquement la deuxième électrode de la paire d'électrodes d'entrée comprend un moyen pour interconnecter électriquement, de façon successive chacune desdites deuxièmes électrodes d'entrée de ladite borne d'entrée (18a), ledit moyen créani des parcours électriques à augmentation successive entre

82168

ladite borne d'entrée (18a) et chacune des deuxièmes

électrodes d'entrée (15a2 à 15d2).

12. Circuit selon la revendication 11, carac-

térisé en ce que les éléments non linéaires comprennent chacun un transistor à effet de champ à deux grilles

(FET 1 à FET 4).

13. Circuit selon la revendication 12, carac-

térisé en ce que la première borne d'entrée (13) du cir-

cuit reçoit un signal d'entrée, en ce que la deuxième borne (18a) du circuit reçoit un signal d'oscillateur

local (V2) et en ce qu'en réponse à ces signaux, des si-

gnaux de sortie sont transmis entre l'électrode de sortie

(15a3 à 15d3) de chaque élément non linéaire et le dis-

positif de couplage de sortie (17), chaque signal ayant deux parties qui se propagent vers les bornes respectives

de la paire de bornes de sortie (19a, 19b) du circuit.

14. Circuit selon la revendication 13, caracté-

risé en outre en ce qu'il comprend: - un dispositif pour adapter, en fonction de

la fréquence, les caractéristiques d'amplitude et de pha-

se de chacune des paires de signaux se propageant le long

du dispositif de couplage de sortie (17).

15. Circuit selon la revendication 14, caracté-

risé en ce que le dispositif d'adaptation de signal com-

prend au moins un condensateur connecté entre le disposi-

tif de couplage de sortie et une première électrode d'en-

trée de l'un desdits transistors à effet de champ (FET1

à FET4).

16. Circuit selon la revendication 15, caracté-

risé en ce que le dispositif d'entrée comprend en outre - un premier ensemble de lignes de transmission

réparties (16), ayant chacune un parcours électrique pré-

déterminé, - en ce que le dispositif de couplage de sortie comprend en outre: - un deuxième ensemble de lignes de transmission réparties (17), comprenant chacune un parcours électrique

82168

prédéterminé et

- en ce que les parcours électriques prédéter-

minés du premier et du deuxième ensembles de lignes de transmission réparties sont sélectionnés de façon à appliquer des caractéristiques de déphasage prédéterminées aux signaux de sortie de chacun des transistors à effet de champ FET 1 à FET 4, pour produire, à l'une des bornes

(19a) de la paire de bornes de sortie (19a, 19b) du cir-

cuit, un signal de sortie ayant une fréquence égale à la première de la somme et de la différence des fréquences de la paire de signaux d'entrée, et pour produire, à une deuxième (19b) desdites bornes de sortie, un signal nul

ou atténué.

17. Circuit selon la revendication 16, carac-

térisé en ce que la première borne d'entrée (13) du circui reçoit un signal d'entrée, en ce que la deuxième borne (18a) du circuit reçoit un signal d'oscillateur local (V2)

et en ce qu'en réponse à ces signaux, des signaux de sor-

tie sont transmis entre l'électrode de sortie (15a3 à 15d3 de chaque élément non linéaire et le dispositif de couplage de sortie (17), chaque signal ayant deux parties qui se propagent vers les bornes respectives de la paire de borne,

de sortie (19a, 19b) du circuit.

18. Circuit selon la revendication 17, caracté-

risé en outre en ce qu'il comprend: - un dispositif pour adapter, en fonction de la fréquence, les caractéristiques d'amplitu:_ et de phase de chacune des paires de signaux se propageant le long

du dispositif de couplage de sortie (17).

19. Circuit radiofréquence comprenant une paire de bornes d'entrée recevant chacune l'un des deux signaux d'entrée, et une paire de bornes de sortie, caractArisé en ce qu'il comprend: - un dispositif comprenant plusieurs transistors (FET ayant chacun une paire d'électrodes (15a1 à 15d1, 15a2 à 15d2) et une électrode de sortie (15a3 à 15d3) qui, en

82168

réponse aux deux signaux d'entrée, produit un ensemble correspondant de signaux de sortie ayant une composante de fréquence en rapport avec la fréquence de chaque signal d'entrée, - un dispositif qui, en réponse aux deux signaux d'entrée, produit un signal de sortie composite dirigé vers l'une des deux bornes de sortie (19a, 19b) selon la différence en fréquence entre les deux signaux, ledit dispositif comprenant:

(i) un dispositif d'entrée (16) dont une extré-

mité est connectée à l'une des bornes d'entrée du circuit pour appliquer des parties successives du signal d'entrée à l'une des électrodes d'entrée de chaque transistor, lesdites parties successives présentant un décalage de phase à augmentation progressive, (ii) un dispositif (18) connecté à la deuxième borne d'entrée du circuit, pour appliquer une partie du

deuxième signal d'entrée à la deuxième électrode d'en-

trée de chaque transistor, (iii) un dispositif qui reçoit chacun desdits signaux de sortie correspondants et produit ledit signal

de sortie composite.

20. Circuit radiofréquence comprenant une paire de bornes d'entrée (13, 18a), recevant chacune l'un de deux signaux, et une paire de bornes de sortie, (19a,19b), caractérisé en ce qu'il comprend: - un dispositif comprenant plusieurs éléments non linéaires (FET 1 à FET 4), ayant chacun une paire

d'électrodes d'entrée et une électrode de sortie qui pro-

duit, en réponse aux deux signaux d'entrée, un ensemble

correspondant de signaux de sortie ayant chacun une fré-

quence en rapport avec la fréquence de chacun des deux signaux d'entrée, ledit dispositif étant caractérisé en outre en ce qu'il comprend: (i) un dispositif d'entrée (16) dont une première

82 1 68

extrémité est connectée à l'une des deux bornes du cir-

cuit, pour appliquer de façon répartie une partie du pre-

mier signal d'entrée appliqué à ladite borne, à l'une des deux électrodes d'entrée de chaque élément non linéaire (ii) un dispositif (18) connecté à la deuxième borne d'entrée du circuit pour appliquer une partie du deuxième signal d'entrée appliqué à ladite deuxième borne du circuit, à la deuxième électrode d'entrée de chaque

élément non linéaire.

(iii) un dispositif de sortie (17) connecté

entre la paire de bornes de sortie du circuit, pour ache-

miner lesdits signaux de sortie produits par chaque électroi de sortie de façon à produire, à partir de l'ensemble de signaux de sortie produits par l'élément non linéaire,

un signal de sortie composite ayant une fréquence en rap-

port avec la fréquence de chacun des signaux d'entrée, à l'une des deux bornes 19a, 19b du circuit, un signal

nul étant produit à la deuxième borne du circuit.