FR2522446A1 - Dephaseur a dephasage variable, utilisable notamment dans un systeme d'antennes pour radar - Google Patents
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
CE DEPHASEUR COMPORTE DES MOYENS 560 POUR COMBINER EN QUADRATURE DEUX SIGNAUX, ENVOYES A LEUR ENTREE, DEUX TRANSISTORS 530A, 530B COMPORTANT DES PREMIERES ELECTRODES DE COMMANDE 532A, 532B, DES SECONDES ELECTRODES DE COMMANDE 534A, 534B ET DES ELECTRODES DE SORTIE 536A, 536B, LES ELECTRODES 534A, 534B ETANT ALIMENTEES PAR UN SIGNAL D'ENTREE, LES ELECTRODES 534A, 534B ETANT ALIMENTEES PAR UN SIGNAL DE COMMANDE DE NIVEAU DE TENSION ET LES ELECTRODES DE SORTIE 536A, 536B DELIVRANT A UNE SORTIE 570 UN SIGNAL DE SORTIE DEPHASE PAR RAPPORT AU SIGNAL D'ENTREE. APPLICATION NOTAMMENT AUX CIRCUITS A MICRO-ONDES DANS DES RESEAUX D'ANTENNES COMMANDEES EN PHASE, POUR RADARS.
Description
La présente invention concerne des circuits
hyperfréquences ou à micro-ondes, et plus particulière-
ment un circuit déphaseur servant à modifier la phase
d'un signal appliqué.
Comme cela est connu dans la technique, on
utilise souvent un déphaseur par exemple dans des sys-
teies de réseaux d'antennes comnandées en phase pour ca Drinander la phase d'un signal à micro-ondes utilisé pour engendrer une partie d'un diagramme de rayonnement désiré Une réalisation technique d'un déphaseur, ce qu'on appelle le déphaseur à ferrite, comprend une barre de matériau ferromagnétique disposée coaxialement à l'intérieur d'une section d'un guide d'ondes Une bobine est disposée tour du guide d'ondeset produit un champ magnétique, lorsqu'elle est alimentée par un courant électrique Le
champ magnétique provoque des variations de la perméa-
bilité de la barre, ce qui entraîne une variation de la constante de propagation de l'énergie à micro-ondes La
variation résultante de la constante de propagation pro-
voque ledéphasage d'un signal à micro-ondesappliqué Le dé-
phaseur à ferrite requiert en outre des circuits de com-
mande pour réaliser la commande du courant électrique qui
produit le champ magnétique Une autre technique de réali-
sation d'un déphaseur utilise des diodes p-i-n Le dépha-
seur à diodesp-i-n de ligne à commutation comporte deux commutateurs unipolaires à deux positions à diodes p-i-n (commutateurs SPDT) pour chaque bit et deux longueurs de ligne branchées entre les deux commutateurs unipolaires SPDT.
La solution de l'art antérieur, telle qu'indi-
quée ci-dessus à titre d'exemple, utilise en général des techniques passives pour former le déphasage désiré Ces solutions présentent plusieurs inconvénients incluant ce
qui suit: une perte du signal à micro-ondes due à la dis-
sipation du signal dans l'élément passif du déphaseur, et
le fait qu'une puissance relativement importante de com-
mutation est requise pour réaliser la commutation des éléments passifs qui fournissent le déphasage désiré En outre les solutions indiquées cidessus, en particulier les solutiorsdu type ferromagnétique, présentent des temps relativement longs de commutation, de façon typique de l'ordre de quelques centaines de micro-secondes De tels
longs temps de commutation sont indésirables pour un bala-
yage rapide du réseau En outre, les solutions indiquées ci-dessus sont difficiles à réaliser en utilisant les
techniques des circuits intégrés monolithiques à micro-
ondes. Un déphaseur conforme à la présente invention comporte trois étages déphaseurs interconnectés en
cascade et dont chacun est formé sur un substrat et com-
porte deux transistors et un coupleur en quadrature Cha-
que transistor comporte une électrode d'entrée, une élec-
trode de commande, une électrode de sortie et une électro-
de de référence Dans la forme de réalisation préférée,
conformément à la présente invention on utilise un tran-
sistor à effet de champ (FET) comportant une électrode formant grille d'entrée, une électrode formant grille de
commande, une électrode de drain et une électrode de sour-
ce Chaque transistor à effet de champ est branché selon
un montage en source commune émise à la nasse) Chaque élec-
trode formant grille d'entrée de chaque transistor à ef-
fet de champ est accouplée à une jonction d'entrée commu-
ne L'électrode de drain de chaque transistor à effet cie champ est.
accouplée au coupleur en quadrature Une certaine longueur de ligne de transmission est branchée entre l'électrode de drain et le coupleur en quadrature de manière à fournir un
trajet présentant une différence de longueur de trajet cor-
respondant à un d phasaqe différentiel de 1800 pour le troi-
sième étage Des signaux de commande du niveau de tension
sont envoyés aux grilles de commande de daqoe transistor à ef-
fet de champ du premier étage de déphasage afin de comman-
der la partie active et par conséquent l'amplitude des si-
gnaux envoyés à chaque électrode de drain de chaque tran-
sistor à effet de champ Le déphasage d li signal de sortie par rapport à la phase du signal d'entrée envoyé à la jonction d'entrée commune au niveau de la sortie du coupleur en
quadrature par l'intermédiaire du premier étage est sélec-
tionné par une commande du rapport des amplitudes des si-
gnaux sur les électrodes de drain, combinés en quadrature par le coupleur en quadrature Avec un tel agencement on réalise un déphaseur comportant seulement trois étages de
déphasage et qui fournit un déphasage variable en conti-
nue entre 0 et 3600 Etant donné que le déphasage du premier étage est déterminé par le rapport des amplitudes
des signaux envoyés aux électrodes de drain, il est pos-
sible de choisir individuellement les amplitudes et par
conséquent de commander le gain d'ensemble du circuit.
Cet agencement entraîne un coût réduit, une consommation d'énergie réduite, une fiabilité et une reproductibilité
améliorées, et, grâce à l'utilisation d'un dispositif ac-
tif tel qu'un transistor à effet de champ, un déphaseur
possédant une valeur substantielle de gain utilisable.
D'autres caractéristiques et avantages de la
présente invention ressortiront de la description don-
née ci-après faite en référence aux dessins annexés,sur lesquels: la figure 1 est un schéma-bloc d'ensemble d'un système radar accouplé à un systme à réseau d'antennes comnandées
en phase par l'intermédiaire de plusieurs éléments émet-
teurs-récepteurs la figure 2 est un schéma-bloc d'un élément de l'ensemble des éléments émetteurs-récepteurs représentés sur la figure 1;
la figure 3 est un schéma-bloc de l'élément émet-
teur-récepteur utilisant un commutateur à cinq bornes;
la figure 4 est un schéma-bloc d'un émetteur-récep-
teur utilisant un déphaseur à deux canaux; la figure 5 est un schéma-bloc d'undéphaseur non réciproque à quatre bits; la figure 6 est une vue schématique d'un étage,
réalisant un incrément de déphasagde 180 , d'un dépha-
seur non réciproque à 4 bits utilisé dans l'un des élé-
ments émetteurs-récepteurs; la figure 6 A est une vue en perspective d'un
conducteur de polarisation et d'une ligne de sortie iso-
lée l'un par rapport à l'autre, avec un recouvrement plaqué laissant subsister une fente d'air; la figure 6 B est une vue en coupe transversale d'un condensateur à plaques parallèles formé sur le substrat;
la figure 7 est un schéma-bloc de l'étage dé-
phaseur représenté sur la figure 5;
la figure 8 est un schéma détaillé de l'éta-
ge déphaseur représenté sur la figure 5; les figures 9 A à 9 D sont des vues en plan de
couples de lignes de transmission fournissant les dif-
férences de longueurs de trajetsélectriques utilisées pour réaliser un déphaseur à quatre bits; la figure 10 est un schéma-bloc d'un déphaseur à deux canaux à 4 bits; la figure 11 est un schéma détaillé d'un étage d'un déphaseur réciproque; la figure 12 est une vue schématique de l'étage d'un déphaseur à deux canaux représenté sur la figure il; la figure 13 est un schéma détaillé d'une autre forme de réalisation d'un déphaseur non réciproque à 4 bits; la figure 14 est un schéma-bloc du déphaseur non réciproque de la figure 13, comprenant des commutateurs réciproques;
la figure 15 est un schéma détaillé d'un dépha-
seur à phase variable utilisant un coupleur en quadrature; la figure 16 est une vue en plan du déphaseur à phase variable représenté sur la figure 15; la figure 17 est un schéma-bloc d'un étage du
déphaseur à phase variable à N bits représenté sur la fi-
gure 16;
la figure 18 est une vue schématique d'un commu-
tateur bidirectionnel à trois bornes;
la figure 19 est un schéma du commutateur bidi-
rectionnel représenté sur la figure 18; et
la figure 20 est un schéma d'un transistor à ef-
fet de champ FET préféré utilisé dans le commutateurbi-
directionnel de la figure 18.
On va décrire ci-après la forme de réalisation
préférée de l'invention.
En se référant à la Fig l, on voit qu'un réseau 10 d'antennes commandées en phase est accouplé à un système radar il par un réseau d'alimentation 14, de la manière représentée Le réseau d'antennes coerwandées en phase 10 comporte plusieurs, ici n, éléments émetteurs/récepteurs
identiques 12 a-12 N accouplés à un ensemble analogue d'élé-
ments d'antenne correspondants 16 a-26 n, comme cela est-re-
présenté Le réseau d'alimentation 14, ici un réseau d'ali-
mentation en parallèle, fournit un trajet de trans-
mission pour un signal à micro-ondes transmis du système radar 11 au réseau d'antennes 10, en vue d'être
transmis à une cible (non représentée), et un trajet ser-
vant à la réception de signaux d'échos provenant de la ci-
ble (non représentée) et transmettant ces signaux au sys-
tème radar 11 Plusieurs bus de commande 29 a-29 n, 29 a-29 n, partent du système radar 11 Les signaux circulant dans
de tels bus 29 a-29 n, 29 a-29 N sont utilisés pour comman-
der les éléments émetteurs-récepteur 12 a-12 N du réseau
d'antennes 10 Le signal à micro-ondes prove-
nant du réseau d'alimentation 14 est envoyé à chacun des
éléments émetteu;-récepteurs 12 a-12 n, comme cela est indi-
qué par des flèches en forme de triangle évidé 13 La partie du
signal à micro-ondes envoyée à chacun des éléments émet-
teurs-récepteus I 2 a 12 N est alors envoyée à un élément
correspondant faisant partie des éléments d'antenne 26 a-
26 n De façon similaire une partie du signal d'écho à micro-ondes provenant de la cible est envoyé à chacun des
éléments d'antenne 26 a-26 n, aux éléments émetteurs-récep-
teus correspondants 12 a-12 n, et au réseau d'alimentation 14 comme cela est indiqué par des flèches repérées par des triangles pleins 15, en vue d'être traitée par le système radar 11 Les signaux de commande circulant dans
les bus 29 a-29 n, 29 a-29 N pendant le mode d'émission per-
mettent aux éléments émetteus-recepteus 26 a-26 N de pro-
duire des faisceaux collimatés et dirigés d'énergie à micro-ondes émise, et des signaux de commande circulant
dans de tels bus pendant le mode de réception permet-
tent à de tels éléments émetteuis-récepteuit 26 a-26 N de pro-
duire des faisceaux collimatés et dirigés d'énergie à mi-
cro-ondes reçue.
En se référant maintenant à la figure 2, on voit qu'un élément représentatif faisant partie des éléments
émetteum-récepteurs 12 a-12 n, ici un élément émetteur-ré-
? cepteur 12 i, est accouplé par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 33 i à une partie du réseau d'alimentation 14 et à un élément d'antenne 26 i, par l'intermédiairedrune ligne de transmission 35 i, comme représenté L'élément émetteur-récepteur 12 i comporte ici des lignes de transmis- sion à 50 ohms 32 a à 32 h, quatre commutateurs d'émission/ réception (T/R) 18 a-18 d, dont chacun possède une borne commune 20 a-20 d, deux bornes de branchement 19 a-19 d et 21 a-21 d et une entrée de commande 22 a-22 d Chacune des
entrées de commande 22 a-22 d est alimentée par deux li-
gnes de commande 29 i 1, 29 i 1 de bus 29 i, 29 i Les commu-
tateurs d'émission/réception T/R 18 a-18 d sont ici d'un type qui sera expliqué ultérieurement en liaison avec les figures 18-19 Cependantjil suffit de dire ici que des
signaux complémentaires, binaires ou logiques sont envo-
yés aux lignes de commande 29 i 1, 29 i 1, respectivement,
et que de tels signaux logiques sont utilisés pour com-
mander le couplage électrique entre la borne commune et les bornes de branchement Ainsi par exemple, dans le cas
de l'utilisation de l'un des commutateurs d'émission/ré-
ception T/R 18 a-18 d, à savoir ici le commutateur 18 a, un tel commutateur 18 a possède une borne commune 20 a raccordée à une borne de branchement 18 a en réponse à un premier couple d'états logiques de signaux de commande envoyés aux lignes 29 i 1,29 il, c'est-à-dire un 1 logique dans la ligne 29 i 1 et un O logique dans la ligne 29 i 1 let une telle borne commune 20 a est reliée à une borne de branchement 21 a en réponse au couple complémentaire d'
états logiques des signaux de commande envoyés à la li-
gne 29 i, 29 il, c'est-à-dire un O logique dans la ligne
29 i 1 et un 1 logique dans la ligne 29 i 1 La borne commu-
ne 20 a du commutateur d'émission/réception T/R 18 a est accoupléeau réseau d'alimentation 14 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33 i, comme représenté Les
bornes de branchement 19 a et 21 a du commutateur d'émis-
sion/réception T/R 18 a sont accouplées aux bornes de branchement 19 d et 21 b par l'intermédiaire de lignes de transmission respectives 32 a et 32 h La borne de branchement 19 b du commutateur d'émission/réception T/R 18 b est accouplée à une entrée d'un amplificateur
d'émission 24, par l'intermédiairede la ligne de trans-
mission 32 d L'amplificateur d'émissicn 24 est oons-
titué par un substrat semi-isolant, ici un substrat en
arseniure de gallium (Ga As) La sortie de l'amplifica-
teur d'émission 24 est accouplée à la borne de branche-
ment 19 c du commutateur d'émission/réception T/R 18 c, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32 e La borne commune 20 c du commutateur d'émission/réception
T/R 18 c est accouplée à l'élément d'antenre 26 i par l'in-
termédiaire d'une ligne de transmission 35 i La borne de branchement 21 c du commutateur d'émission/réception T/R 18 c est accouplée à une entrée de l'amplificateur de
réception 28 par l'intermédiaire d'une ligne de transmis-
sion 32 f L'amplificateur de réception 28, ici un ampli-
ficateur à faible bruit, e S t formé sur un substrat semi-isolant (ici du Ga As) La sortie de l'amplificateur de réception 28 est accouplée à la borne de branchement
21 d du commutateur d'émission/réception 18 d, par l'inter-
médiaire d'une ligne de transmission 32 g La borne commu-
ne 20 d du commutateur d'émission/réception T/R 18 d est
accouplée à l'entrée d'un déphaseur actif 40, ici un dé-
phaseur actif non réciproque possédant plusieurs étages (non représentés et qui sont décrits de façon détaillée
en rapport avec les figures 5,6 et 7), par l'intermédiai-
re de la ligne de transmission 32 b Cependantil suffit de dire ici que chaque étage du déphaseur actif comporte un transistor à effet champ polarisé de façon convenable
pour appliquer un certain gain au signal à haute fréquen-
ce le traversant Les signaux de commande prévus pour le
déphaseur actif 40 sont envoyés à ce dernier par l'inter-
médiaire des lignes 29 i,,29 i, du bus 29 i La sortie du dépha-
seur actif 40 est accouplée à la borne commune 23 b du com-
mutateur d'émission/réception T/R 18 b, par l'intermédiai-
re d'une ligne de transmission 32 c.
Pendant un mode d'émission, l'élément récepteur 12 i transmet un signal hyperfréquence ou à micro-ondes
depuis le système radar 11 à l'élément d'antenne 26 i.
-U N t r a j e t,servant à l'6 m i S S i o n e'na-si-
gnal provenant du système radar 11 par l'intermédiaire du réseau d'alimentation 14 jusqu'à l'élément d'antenne
26 i est illustré sur la figure 2 par une flèche 13 for-
mée d'un triangle évidé, comme représenté Dans le mode d'émission,, les signaux de commande circulant dans la ligne 29 il, 29 i 1 sont utilisés pour accoupler chacune des bornes communes 20 a-20 d aux bornes correspondantes de branchement 19 a-19 d des commutateurs respectifs d'émission/réception T/R 18 a-18 d Ainsi, une partie du signal à microondes est transmis du système radar 11 à l'entrée du déphaseur actif 40 Le déphaseur actif 40 e S t utilisé pour modifier le déphasage du signal à
micro-ondes appliqué, d'une valeur prédéterminée confor-
mément aucsignaux de commande circulant dans les bus 29 i 2-
29 i 2 et qui sont envoyés à une entrée de commande 42 du dé-
phaseur actif 40 Le signal déphasé à micro-ondes est en-
suite envoyé à l'entrée de l'amplificateur d'émission 24.
Le signal présent sur la sortie de l'amplificateur d'émis-
sion 24 est envoyé à l'élément d'antenne 26 i.
Pendant le mode de réception, une partie d'un
signal d'écho reçu est envoyée depuis l'élément d'anten-
ne 26 i au système radar 11 Un trajet de transmission
servant à envoyer le signal d'écho'reçu depuis l'élé-
ment d'antenne 26 i jusqu'au système radar 11 est illus-
tré sur la figure 2 par des flèches en forme de trian-
gles pleins 15, comme cela est représenté Pendant le mode de réception, les états logiques complémentaires des signaux de commande circulant préalablement dans les lignes 29 i 1-29 il sont maintenant envoyés aux lignes 29 i 1, 29 i 1, et de tels signaux sont utilisés pour accoupler
chacune des bornes communes 20 a-20 d aux bornes de bran-
chement 21 a-21 d des commutateurs d'émission/réception
T/R respectifs 18 a-18 d Ainsi le signal d'écho est envo-
yé depuis l'élément d'antenne 26 i à l'amplificateur de
réception 28 Le signal présent sur la sortie de l'ampli-
ficateur de réception 28 est envoyé à l'entrée de l'élé-
ment déphaseur actif 40 Le signal traversant le dépha-
seur est à nouveau déphasé conformément aux signaux de
commande envoyé dans les bus de transmission 29 i 2-29 i 2.
Le signal déphasé produit à la sortie de l'élément dépha-
seur actif 40 est ensuite envoyé au système radar 11 par l'intermédiaire du réseau d'alimentation 14 Ainsi on
notera que le signal à micro-ondes est envoyé par l'in-
termédiaire du déphaseur actif 40 suivant les mêmes di-
rections à la fois pour le mode d'émission et pour le mode de réception Ainsi, en se référant à nouveau à la figure 1, d'une manière similaire chacun des différents éléments émetteuis-récepteurs 12 a-12 N est utilisé pour transmettre une partie du signal à micro-ondes entre le système radar 11 et ledit ensemble d'éléments d'antenne 26 a-26 n, par l'intermédiaire du réseau d'alimentation 14,
de manière à produire en combinaison un faisceau collima-
té et dirigé (non représenté) pendant le mode d'émission
et le mode de réception.
En se référant maintenant à la figure 3, on voit
qu'une autre forme de réalisation d'un élément émetteur-
récepteur 12 i' convenant pour être utilisé dans le réseau
d'antennes 10 de la figure 1 est représente ac-
couplé à une partie du réseau d'alimentation 14 et à l'élé-
ment d'antenne 26 i L'élément émetteur-récepteur 12 i' com-
porte ici un commutateur 310 à cinq bornes, le déphaseur actif 40, l'amplificateur d'émission 24, l'amplificateur de réception 28 et le commutateur d'émission/réception :/R à trois bornes 18 c, comme représenté Le commutateur
310 à cinq bornes est formé sur un substrat (non repré-
senté) ici de l'arseniure de gallium (Ga As) semi-isolant avant un plan de mise à la masse (non représenté) avec un plaquage d'or formé sur la surface inférieure du
substrat Dans des régions actives de parties de la sur-
face supérieure du substrat semi-isolant se trouvent dis-
-osés des transistors à effet de champ 50 a-50 d, à savoir
1 C d e S transistors à effet de champ à base de Ga As com-
portant chacun des électrodes de grille 52 a-52 d (figure 3), une électrode de drain 54 a-54 d et une électrode de
source 56 a-56 d Lesélectrode de grille 52 a-52 d des tran-
sistors à effet de champ 50 a,50 d, sont raccordées à la
i 5 ligne de commande 29 i 1, et les électrodesde grille 52 a-
52 c des transistors à effet de champ 50 b, 50 c sont rac-
cordées à un ligne de commande 29 i 1, comme cela est re-
présenté Les transistors à effet de champ sont rac-
cordés selon une configuration de montage en source com-
mune (mise à la masse) Le commutateur d'émission/récep-
tion T/R 310 comporte en outre des lignes de transmission a-60 f Chaque ligne de transmission 60 a-60 f possède une
longueur électrique correspondant à un quart de la lon-
gueur d'onde (Àc/4), c représentant la longueur d'onde
de la fréquence de bande centrale nominale ou de fonc-
tionnement correspondante (fc) du circuit Le réseau
d'alimentation 14 est raccordé électriquement à une pre-
mière extrémité de la ligne de transmission Xc/4 60 a et à une première extrémité 60 f 1 de la ligne de transmission Xc/4 60 f, par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33 i L'électrode de drain 54 c du transistor à effet de
champ 50 c est raccordée électriquement à une seconde ex-
trémité 60 a 2 de la ligne de transmission Àc/4 60 a Une première extrémité 60 b 1 de la ligne de transmission Xc/4 60 b est raccordée électriquement à la seconde extrémité a 2 de la ligne de transmission 60 a et à l'électrode de de drain 54 c Une seconde extrémité 60 b 2 de la ligne de transmission Àc/4 60 b est raccordée électriquement à la
borne d'entrée du déphaseur actif 40, par l'intermédiai-
re d'une ligne de transmission 32 b et à une première ex-
trémité 60 d 1 de la ligne de transmission àc/4 60 d La se-
conde extrémité 60 d 2 de la ligne de transmission 60 d est raccordée électriquement à la sortie de l'amplificateur
de réception 28 et à l'électrode de drain 54 d du tran-
sistor à effet de champ 50 d Une seconde extrémité 60 f 2
de la ligne de transmission À c/4 60 f est raccordée élec-
triquement à une première extrémité 60 e 1 de la ligne de transmission Àc/4 60 e et à l'électrode de drain 54 a du transistor à effet de champ 50 a Une seconde extrémité 60 e de la ligne de transmission cÀ /4 60 e est accouplée 2 c à la sortie du déphaseur actif 40 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32 d et à une premièreextrémité c 1 de la ligne de transmission Àc/4 60 c Une seconde extrémité 60 c 2 de la ligne de transmission Àc/4 60 c est accouplée à l'entrée de l'amplificateur d'émission 24 et à l'électrode de drain 54 b du transistor à effet de
champ 50 b Les raccordements de l'amplificateur d'émis-
sion 24 et de l'amplificateur de réception 28 au commu-
tateur d'émission/réception T/R 18 d sont les mêmes, com-
me cela a été explicité en liaison avec la figure 2.
Pendant le mode d'émission, comme représenté par lesflèches 13 formées de triangles évidés, un signal de commande logique circulant dans la ligne 29 i 1 du bus
* 29 i est envoyé aux électrodes de grille 52, 52 d du tran-
sistor à effet de champ 50 a, 50 b et le complément d'un
tel signal de commande logique est envoyé (par l'inter-
médiaire de la ligne 29 i 1 du bus 29 i) aux grilles 52 b, 52 c d E transistos à effet de champ 50 b, 50 c En réponse à de tels signaux, les transistors à effet de champ 50 a, 50 d sont placés à l'état conducteur et les transistors
à effet de champ 50 b et 50 c sont placés à l'état non con-
ducteur Les lignes de transmission X c/4 60 d, 60 e et 60 f
ont leurs extrémités 60 d 2, 60 e 1 et 60 f 2 raccordées élec-
triquement aux transistors à effet de champ 50 a et 50 b, comme cela a été précédemment décrit Lorsque les tran- sistors à effet de champ 50 a, 50 d sontplacés à l'état conducteur, un court-circuit (voie ou trajet de faible impédance à la masse, repérée par ) est établi aux extrémités 60 d 2, 60 e 1 et 60 f 2 des lignes de transmission 60 d-60 f accouplées aux transistors à effet de champ 50 a, d A une distance correspondant à un quart de la longueur
d'onde à partir de ces emplacements (sur la seconde ex-
trémité 60 d 1, 60 e 2 et 60 f 1 de chaque ligne de transmis-
sion 60 d-60 f), les court-circuits aux extrémités 60 d 2, 60 e 1, 60 f 2 apparaissent sous la forme de circuits ouverts (voies ou trajets d'impédance élevé reliés à la masse et repérés par ) sur les extrémités 60 d 1, 60 e 2, 60 f 1, pour un signal à micro-ondes possédant une longueur d'onde
sensiblement égale à la longueur d'onde de la fréquen-
ce nominale ou de bande centrale de fonctionnement cor-
respondante, pour l'émetteur-récepteur Ainsi aucun trajet de transmission de signaux n'est établi pendant le mode d'émission par l'intermédiaire de la ligne 60 f et d'énergie émise passe par les lignes 60 a et 60 b En outre étant donné que l'extrémité 60 d 1 apparait sous la forme
d'un circuit ouvert, l'énergie transmise circule de-
puis la ligne 60 b en passant par la ligne 32 b, par le
déphaseur 40 et par la ligne 32 c Etant donné que l'ex-
trémité 60 e 2 apparait sous la forme d'un circuit ouvert Q, l'énergie transmise puis déphasée circule en passant
par la ligne 60 c, l'amplificateur d'émission 22, le com-
mutateur d'émission/réception T/R,18 d jusqu'à l'antenne 26 i, comme cela a été décrit précédemment en liaison avec
la figure 2.
Pendant le mode de réception, comme représen-
té par les flèches formées de triangles pleins 15, les signaux de commande circulant dans les lignes 29 i 1, 29 i 1
sont commutés (ou complimentés) dans un état logique pla-
çant les transistors à effet de champ 50 a et 50 b dans un état non conducteur et plaçant les transistors à effet
de champ 50 b et 50 c dans un état conducteur Les extré-
mités 60 a 2, 60 b 1 et 60 c 2 des lignes de transmission Àc/4 a, 60 b et 60 c, qui sont accouplées aux électrodes de drain 45 b et 45 c des transistors à effet de champ 50 b et 50 d sont par conséquent raccordées à la masse et les autres extrémités 60 a 1 et 60 b 2 et 60 c 1 des lignes de transmission 60 a, 60 b et 60 c présentent des impédances correspondant à des circuits ouverts Ainsi un signal à micro-ondes provenant de l'élément d'antenne 26 i est envoyé à la sortie de l'amplificateur de réception 24
comme cela a été explicité en liaison avec la figure 2.
Le signal reçu est ensuite transmis par l'intermédiaire de la ligne de transmission 60 d à l'élément déphaseur actif 40 Le signal présent sur la sortie du déphaseur actif 40 est par conséquent envoyé au système radar l
par l'intermédiaire des lignes de transmission 60 e et 60 f.
En se référant maintenant à la figure 4, une autre forme de réalisation d'un émetteur-récepteur, ici l'émetteur-récepteur 12 i" convenant pour être utilisé dans le réseau d'antennes commanddes en phase 10 de la figure 1, est représenté comme étant accouplé à une partie du réseau d'alimentation 14 par l'intermédiaire de la ligne de
transmission 33 i et à l'élément d'antenne 26 i par l'in- termédiaire de la ligne de transmission 35 i, comme re-
présenté L'élément émetteur-récepteur 12 i" comporte des commutateurs d'émission-réception T/R 18 a et 18 c, un amplificateur d'émission 24 et un amplificateur de réception 28 Ici, cependant, il est prévu un déphaseur
actif 44 à deux canaux Le déphaseur actif 44 à deux ca-
naux comporte plusieurs étages déphaseurs branchés en
cascade, à savoir ici les étages 44 a-44 d d'un type qui se-
ra décrit ultérieurement en détail en référence aux figures 10-12 Le commutateur d'émission/réception T/R 18 a comporte une borne commune 20 a raccordée au réseau d'alimentation 14 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33 i Les bornes de branchement 19 a et 21 a
du commutateur d'émission/réception T/R 18 a sont raccor-
dées respectivement à l'entrée 47 a d'un premier canal 47 et à la sortie 49 b d'un second canal 49 du déphaseur à deux canaux 44, comme cela est indiqué La sortie 47 b
du premier canal 47 est raccordée à l'entrée de l'ampli-
ficateur d'émission 24 par l'intermédiaire de la ligne
de trannsission 32 b La sortie de l'amplificateur de ré-
ception 28 est accouplée à l'entrée 49 a du second canal
49 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32 e.
Le raccordement de l'émetteur-récepteur 12 i" à l'élément d'antenne 26 i (figure 1) est réalisé comme cela a été
précédemment expliqué.
Pendant le mode d'émission, comme représenté,
par les flèches 13 formées d'un triangle évidé, en répon-
se à des signaux de commande complémentaires présents
dans les lignes 29 if, 29 i 1, un signal à micro-ondes en-
voyé à une borne commune 20 a à partir du système radar
11 est envoyé à la borne de branchement 19 a Un tel si-
gnal provenant de la borne de branchement 19 a est en-
voyé à l'entrée 47 a du déphaseur à deux canaux 44 Le signal est déphasé et est envoyé à l'amplificateur d'
émission 24 et à l'antenne 26, comme cela a été précé-
demment décrit Pendant le mode de réception, comme re-
présenté par les flèches formées de triangles pleins 25,
en réponse aux compléments des signaux de commande pré-
cédents présents dans les lignes 29 i 1, 29 i, le signal à micro-ondes envoyé à la borne commune 20 c à partir de l'antenne 26 i est envoyé à la borne de branchement 21 c et par conséquent à l'amplificateur de réception 28 Le
signal présent à la sortie de l'amplificateur de récep-
tion 28 est envoyé à l'entrée 49 a du déphaseur 44 Le signal déphasé est alors envoyé par l'intermédiaire du
commutateur d'émission/réception T/R 18 a au système ra-
dar 11, comme cela a été décrit précédemment. En se référant maintenant à la figure 5, on voit qu'un déphaseur commandé numériquement 40-, à un
canal, convenant pour être utilisé dans l'élément émet-
teur-récepteur 12 i (figure 2) et dans l'élément émetteur-
récepteur 12 i' (figure 3) comporte plusieurs étages 40 a-
d branchés en cascade, et pour lesquels les parties identiques de chaque étage sont repérées par les mêmes,
chiffres de référence.
A titre d'exemple, l'un de ces étages 40 a-40 d,
ici l'étage 40 a, est décrit de façon détaillée en liai-
son avec les figures 7-8 En se référant maintenant à la figure 6, on voit que l'étage 40 a du déphaseur est formé sur un substrat ici un substrat 41 en Ga As ayant un
plan de mise à la msse 43, comme représenté En se réfé-
rant également aux figures 7, 8, on voit que l'étage a du déphaseur comporte une ligne de transmission à micro-ondes 512, possédant ici une impédance de 50 ohms, accouplée à un circuit 513 d'adaptation de l'impédance
d'entrée La ligne de transmission 512 est ici alimen-
tée par un signal à micro-ondes en provenant de la li-
gne de transmission 32 b (figure 2) Le circuit 513 d'adap-
tation de l'impédance d'entrée est ici utilisé pour adap-
ter l'impédance d'entrée de l'étage 40 a du déphaseur à l'impédance caractéristique de la ligne de transmission 512 Le circuit 513 d'adaptation de l'impédance d'entrée comporte ici une première section de ligne de transmission 514 possédant une réactance qui est essentiellement de
nature inductive, accouplée en shunt à la section de li-
gne de transmission d'entrée 512 par l'intermédiaire d'une plaque de base 526 c d'un condensateur 526 La plaque de
base 526 c du condensateur 526 est accouplée à une extré-
mité de la section de ligne de transmission 514 bran-
chée en shunt La plaque supérieure 518 a d'un second condensateur 518 branché en série est accouplée à une ligne 516 et la plaque de base du condensateur 518 est accouplée à la masse par l'intermédiaire d'un trou 518 b
comme représenté Le plot de mise à la masse 522 est ac-
couplé à la masse par l'intermédiaire d'un trou de con-
nexion 522 a Comme représenté sur la figure 6 B, le con-
densateur 526 est formé sur la surfaoedu substrat 41 et comporte ici une plaque supérieure 526 qui est accouplée par l'intermédiaire d'un pont à air 526 d à l'élément conducteur en forme de bande d'une ligne de transmission 528 Au-dessous de cette plaque supérieure est alignée une plaque de base ou plaque inférieure 526 c constituée par un dépôt d'or par évaporation, qui a été effectué sur le substrat 41 La plaque suptrieure 526 a et la plaque de base 526 c son séparées par une couche 526 b de nitrure
de silicium (Si 3 N 4) possédant une épaisseur de 500 nm.
La plaque de base 526 c comporte un doigt 526 e (figure 6) qui est utilisé pour raccorder le second élément de circuit, ici la section de ligne de transmission 514, au condensateur 526 Le raccordement est réalisé au moyen d'un contact métal sur métal qui assure la liaison à la plaque de base 526 c Une seconde section de ligne de transmission 516, possédant ici une réactance qui est principalement inductive, est accouplée en shunt entre
les condensateurs 518 et 526 Le raccordement du conden-
sateur 518 à la section d'inductance 516 fournit l'élé-
ment 520 d'application de la polarisation à l'électrode
de grille Le circuit 513 d'adaptation d'entrée compor-
te en outre la troisième section de ligne de tranmission
528 qui possède ici également une réactance qui est es-
sentiellement inductive est qui est raccordée entre la liaison du condensateur 526 à la section de ligne de transmission en shunt 516, et la jonction d'entrée
commune 532 L'étage déphaseur 40 a comporte en ou-
tre un commutateur 530 à transistors à effet de champ, comprenant deux transistors à effet de champ possédant deux grilsoe-de commande, 530 a, 530 b, comme cela est re- présenté Les transistors à effet de champ 530 a et 530 b comprennent des premières électrodes de grille 532 a-532 b
accouplés à la jonction commune 532, des secondes élec-
trodes de grille 534 a-534 b, des électrodes de drain
séparées 536 a, 536 b et des électrodes de source sépa-
rées 538 a, 538 b Les transistors à effet de champ 530 a
530 b sont ici branchés selon une configuration de mon-
tage en source commune (mise à la masse) Les transis-
tors à effet de champ 530 a, 530 b sont fabriqués de tel-
le manière que les gains et les phases délivrés par cha-
cun d'eux aux signaux envoyés à l'électrode de grille et transmis à l'électrode de drain sont essentiellement
identiques En d'autres termes I 521 Ia, à savoir la frac-
tion de puissance envoyée à l'électrode de drain 536 a du transistor 530 a à partir du signal présent sur l'électrode de grille 532 a est essentiellement égal à I 5211 b, à savoir la fraction de puissance disponible sur l'électrode de drain 536 b du transistor à effet de champ 530 b, enprovenanoe d'un signal d'entrée
envoyé à l'électrode de grille 532 b du transistor à ef-
fet de champ 530 b De façon similaire i 521 la = 5211 b, c'est-à-dire que les phases des puissances instantanées délivrées aux deux électrodes de drain des transistors
à effet de champ 530 a, 530 b sont essentiellement iden-
tiques Les électrodes de grille de commande 534 a, 534 b délivrent des signaux de commande dans les lignes 29 i 2 a
29 i 2 a (figure 2) Ces signaux de commande sont utili-
sés pour commander la transmission d'un signal d'entrée
envoyé à l'électrode de grille 532 a, 532 b aux drains cor-
respondants 536 a, 536 b des transistors à effet de champ 530 a, 530 b Les composantes à haute fréquence contenues dans les signaux circulant dans les lignes de commande
29 i 2 a, 29 i 2 a sont court-circuitées à la masse par l'in-
termédiaire de condensateurs 527 a, 527 b Les électrodes de drain 536 a, 536 b sont raccordées électriquement à des circuits identiques 545 a, 545 b d'adaptation d'impédance, comme cela est représenté Le circuit d'adaptation 545 a (figure 8) comporte ici une première section de ligne de transmission 548 a branc-ée en série entre 1 ' électrode de drain 536 a et un ccndensateur de couplage 552 a Une
seconde section de licne de transmission 549 a est bran-
chée en shunt avec la jcnc:ion de la première section
de ligne de transnission 548 a, la plaque de base du con-
densateur 552 a, et une plaque supérieure d'un condensa-
teur 544 de blocage de la composante continue La pla-
que de base du condensateur 544 de blocage de la compo-
sante continue est raccordée à la masse par l'intermé-
diaire d'un trou de connexion 544 a (figure 6) Le cir-
cuit 545 b d'adaptation d'fmpédance est réalisé d'une manière similaire sur le substrat 41 (figure 6) pour l'électrode de drain 536 b Le circuit 545 b d'adaptation
d'impédance comporte une section de ligne de transmis-
sion 548 b, un condensateur de couplage 552 b, et une se-
conde section de ligne de Transmission 549 b accouplée à l'électrode de drain 536 b de la même manière que les éléments correspondants du circuit 545 a d'adaptation d'impédance Le raccord ccrmun des sections de ligne de transmission 549 a-549 b et du condensateur 544 de blocage de la cormposante continue fournit l'élément
546 d'alimentation de polarisation pour les électro-
des de drain 536 a et 536 b Comme représenté sur la fi-
gure 6 A, l'élément 542 d'alimentation de polarisation est ici isolé de la section de ligne de transmission
548 b par un recouvrement claqué classique à fente d'air.
En général de tels recouvrements sont utilisés ici dans toutes les formes de réalisation en vue d'isoler les
unes des autres de telles voies de signaux s'entre-
croisant Les plaques supérieures des condensateurs
de couplage 552 a-552 b des circuits 545 a, 545 b d'adap-
tation d'impédance sont réaliséesd'un seul tenant avec les éléments conducteurs en forme de bande des lignes respectives de transmission 554 a et 553 La
ligne de transmission 554 a possède une longueur élec-
trique qui applique un déphasage 01 + A O a à un signal
d'entrée, qui lui est envoyé, et la ligne de transmis-
sion 553 possède une longueur électrique qui applique
un déphasage 01 à un signal d'entrée, qui lui est ap-
pliqué Un tel couple de ligns de transmission 554 a, 553 comme représenté sur la figure 9 a et décrit de façon plus détaillée ci-après fournit un trajet de
transmission appliquant un incrément de déphasage uni-
que A O Chaque seconde extrémité de la section de li-
gne de transmission 554 a, 553 est accouplée à une bor-
ne d'entrée correspondante 565, 567 d'un coupleur clas-
sique à trois bornes, qui accouple l'énergie provenant de deux bornes d'entrée et délivre l'énergie accouplée, à une borne de sortie, par l'intermédiaire de bras de raccordement 562, 564 Un tel coupleur est décrit dans un article intitulé "I Oupleurs monolithique au Ga As de
Lange et Wilkinson" de Raymond C Waterman Jr et con-
sorts, dans le document IEEE Transactions on Electron Devices, Vol ED-28, NO 2, Février 1981 La sortie de ce coupleur à trois bornes est reliée électriquement à une borne de sortie 570 Les condensateur 518, 526, 544,
552 a, 552 b, 527 a et 527 b sont ici réalisés de façon si-
milaire à ce qui a été explicité pour le condensateur 526.
En cours de fonctionnement, un signal d'en-
trée envoyé à la ligne de transmission 512 est trans-
mis à chaque électrode de grille 532 a, 532 b Un tel si-
gnal est envoyé à l'une des électrodes de drain 536 a, 5367 D, de façon sélective, conformément aux signaux de
commande envoyés dans la ligne 29 i 2 a, 29 i 2 a aux élec-
trodes de grille de commande 534 a, 534 b Si le si-
gnal d'entrée en réponse à de tels signaux de comman-
de présents dans les lignes 29 i 2 a, 29 i 2 a est trans-
mis à l'électrode de drain 536 a, la phase d'un tel si-
gnal est décalée d'une quantité 01 + A O a par la ligne
de transmission 554 a.
Inversement, le trajet électrique partant de l'électrode de drain 536 b et aboutissant au coupleur 560 fournit une longueur de trajet correspondant à un déphasage égal à 01 Donc} si en réponse aux signaux de commande présents dans les lignes 29 i 2 a, 29 i 2 a, le signal d'entrée est envoyé à l'électrode de drain 536 b, la phase d'un tel signal à la sortie 570 est décalée
d'une quantité 01 par la ligne de transmission 553 Ain-
si, un déphasage d'un signal d'entrée ayant pour va-
leur 01 ou 01 + A O a au niveau de la sortie 570 est sé-
lectionné en réponse aux signaux de commande présents dans les lignes 29 i 2 a, 29 i 2 a Plusieurs étages de ce type sont interconnectés en cascade de manière à former le déphaseur 40 (figure 5) Chaque étage comporte deux voies ou trajets qui correspondent au déphasage d'un signal d'entrée, d'une valeur de 01 dans un trajet et d'une valeur 01 + O Ai dans le second trajet, i représentant
le numéro de l'étage Pour quatre étages branchés en cas-
cade, le déphase A O i pour chaque étage est ici Aa = 180 ,
A O b = 90 et A O c = 45 et A O d = 22,5 .
En se référant à nouveau à la figure 5, sur laquelle des parties identiques dans chaque étage sont désignées par les mêmes chiffres de référence, on voit que le déphaseur actif non réciproque 40 utilisé pour
produire sur une borne 570 d un signal de sortie possé-
dant un déphasage prédéterminé par rapport à un si gnal d'entrée présent ans la ligne de transmission 512, comporte quatre étages ^p Dhaseurs branchés en cascade
a-40 d, comme represerne Chaque étage déphaseur 40 a-
d réalisé conformeéent aux figures 6-8, applique de façon sélective un déphasage unique à un signal d'en- trée, ledit déphasage ézant égal à A O a = 180 , A O b = 90 ,
A O c = 45 et A Od = 22,_- Chaque étage de déphasage com-
porte une longueur urzo-e de ligne de transmission entre le circuit 545 a d'adapt=zion de sortie et le coupleur 560 à trois bornes Chaque Longueur de ligne de transmission, en combinaison avec la Longueur de la ligne de tranmission 553, confère à chaque ézage une différence de longueur de
trajet, propre correspondant au déphasage propre En répon-
se à des signaux de co ande présents dans les lignes 29 i 2 a-
29 i 2 d et 29 i 2 a-29 i 2 d, les étages déphaseurs 40 a-40 d appli-
quent des combinaisons sélectives d'incréments de déphasa-
ge de O ou 180 , 0 ou 90 , O ou 45 et O ou 22,5 ,les signaux de commande deskits étages envoyés par les lignes 29 i à 29 i 2 d et 9 i 2 a 29 i 2 d étant représentés par A à 292 a 92 de 292 a = 2 d
D et A à D respectivement Le déphasage O d'un signal d'en-
trée par le déphaseur 40 peut être représenté par l'équa-
tion logique suivante: 0 = (A( O + A O a) + A ( 01)) + (B( 01 + Ab) + B( 01))
+ (C( 01 + Ac O) + c ( 01)) + (D( 01 + a 2 d) + ()-
Le déphaseur 40 est par conséquent utilisé pour modifier la phase d'un signal envoyé à la ligne de transmission
512 de l'étage 40 a, en La faisant passer de O à 360 se-
lon ici des incréments de déphasage de 22,5 .
En se référant aux figures 9 A-9 D, on voit que les sections de ligne de transmission 553 et 554-554 d
utilisées pour produires des déphasages incrémentaux uni-
ques pour les étages respectifs 40 c-40 d du déphaseur 40 b
représenté sur la figure 5, comportent des parties iden-
tiques représentées par les mêmes chiffres de référence.
Les lignes de transmisslon 553 et 554 a-554 d sont accou-
plées aux bornes d'entrée 565, 567 du coupleur 560 à
trois bornes, comprenant une résistance de chargea pel-
licule mince 562 et des bras de dérivation 564, 566, et
à une partie des réseaux 545 a-545 b d'adaptation d'impé-
dance, comme cela est représenté Les lignes de trans-
mission 554 a-554 d sont formées sur le substrat semi-iso-
lant 41 respectivement par des conducteurs en forme de
bande 555 a-555 d et 557 et par le plan de mise à la mas-
se 43 qui est séparé par un diélectrique, ici le sub-
:0 strat semi-isolant 41 Les conducteurs en forme de ban-
des 555 a-555 d et 557 sont agencés de manière à fournir les lignes de transmission correspondantes 554 a-554 d et 553 possédant chacune une impédance caractéristique de ohms Les lignes de transmission 554 a-554 d possèdent :5 chacune une longueur électrique égale à une fraction précise correspondante de la longueur d'onde Àc/2 n, par rapport à la section de ligne transmission 553, Àc étant c la longueur de la fréquence (fc) nominale ou de bande c
centrale de fonctionnement pour le déphaseur actif, tan-
dis que N est le nombre total d'étages Ainsi la section de ligne de transmission 554 a possède uni trajet d'une longueur (A O a) égal à Xc/2 parrapport à la section de
ligne de transmission 553 De façon similaire les lon-
gueurs des trajets pour les segments 554 b-554 d port à la ligne de transmission 553 sont À /4, À /8 c c et ÀC/16 Ainsi les lignes de transmission 554 a-554 d, en liaison avec la section de ligne de transmission 553, présentent ici des différences de longueursde trajet correspondant à un déphasage de 180 , 90 , 45 et 22,5
d'un signal appliqué par rapport à la phase d'un tel si-
gnal. En se référant maintenant à la figure 10, on voit qu'un déphaseur à deux canaux 44, comportant des canaux 47 et 49 et convenant pour être utilisé dans l'émetteur-récepteur 12 i" représenté sur la figure 4, comporte quatre étages déphaseurs à i bit (étages P S)
44 a-44 d interconnectés en cascade, comme cela est repré-
senté Les étages déphaseurs à deux canaux 44 a-44 d sont ici identiques, hormis en ce qui concerne les différences de longueurs de trajet (incrément de dép-asage) (A O)
constituant les réseauxdéphaseurs de chaque étage Cha-
que canal du déphaseur à deux canaux fournit l'un des deux trajets des signaux, un tel trajet étant choisi en réponse auxsignau Kde commande envoyés dans les lignes 29 i 2 29 i 2 d et 29 i 2 a-29 i 2 d De tels trajets fournissent soit un déphage 01 ' soit un déphasage 01 + A 01, i étant le numéro de l'étage L'incrément de déphasage (A O i) pour chacun des quatre étages 44 a-44 d représentés sur la figure 10 est A Oa = 180 , A O b = 90 Xc = 45 et A O d = 22,5 pour les étages respectifs 44 a44 d, comme
cela a été expliqué en référence aux figures 9 a-9 d.
En se référant maintenant à la figure 11, on y voit représenté à titre d'exemple l'un de ces étages
déphaseurs, à savoir ici l'étage déphaseur 44 a L'éta-
ge déphaseur 44 a comportedes transistors à effet de
champ 530 a-530 d comportant chacun un couple d'électro-
des de grille 532 a-532 d et 534 a-534 d, une électrode de
drain 536 a-536 d et une électrode de source commune 538.
Les transistors à effet de champ 530 a-530 d sont ici réa-
lises sous la forme d'un commutateur bipolaires à deux positicns 530 à transistors à effet de champ, d'un type décrit dans le brevet déposé aux Etats Unis d'Amérique sous le no 4 313 126,le 21 Mai 1979 par le déposant de la présente demande Chacun des transistors à effet de champ 530 a-530 d est ici branché selon une configuration
de montage en source commune (mise à la masse) comme re-
présenté Chaque transistor à effet de champ 530 a-530 d est formé sur le substrat 41 à proximité immédiate des autres transistors à effet de champ 530 a-530 d, comme
cela est représenté Les transistors à effet de champ 530 a-
530 d sont réalisés de telle manière que les gains et les
phases appliqué à= un signal d'entrée sont essentielle-
ment identiques comme cela est expliqué en liaison avec
les figures 6-7.
Le premier canal 47 du déphaseur comporte une ligne de transmission à micro-ondes 512, accouplée ici
à-l'émetteur-récepteur 12 i" (figure 4) par l'intermédiai-
re de la ligne de transmission 32 a fournissant une entrée
des signaux pour l'étage déphaseur 44 a La ligne de trans-
mission à micro-ondes 512 est raccordée électriquement à
un circuit 513 a d'adaptation d'impédance décrit précé-
demment en référence aux figures 6-8 Le circuit d'adap-
tation 513 est raccordé électriquement à la jonction d'entrée commune 532 Cette jontion d'entrée 532 est accouplée aux électrodes de grille d'entrée 532 a, 532 b des transistors à effet de champ 530 a, 530 b Les signaux envoyés dans les lignes 29 i 2 a, 29 i 2 a en provenance du système radar 11 (figure 1) sont envoyés aux secondes électrodes de grille 534 a, 534 b pour la commande de la
transmission d'un signal d'entrée présent dans les élec-
trodes de grille d'entrée 532 a, 532 b aux électrodes de
* drain correspondantes 536 a, 536 b des transistors à ef-
fet de champ 530 a, 530 b Des composantesà haute fréquen-
ce présentes dans les signaux de comaande envoyés dans les lignes 29 i 2 a, 29 i 2 a sont court-circuitées à la masse
par des condensateurs 526 a, 526 b Un signal d'entrée en-
voyé de façon égale aux électrodes de grille d'entrée
532 a, 532 b est transmis de façon sélective à l'électro-
de de drain correspondante 536 a, 536 b conformément aux signaux de commande présents dans la ligne 29 i 2 a, 29 i 3 a et envoyés aux électrodes de grille de commande
534 a, 534 b L'électrode de drain 537 c est raccordée élec-
triquement à un réseau 545 a d'adaptation d'impédance, comme cela a été décrit en liaison avec les figures 5-7.
L'électrode Se drain 536 b est, de façon s:milaire, raccor-
dée électriquement aux réseaux 545 b d'ada Ptation d'impé-
dance, comme cela est représenté Le réseau 545 a d'adap-
tation d'impédance est accouplé ici à la Ligne de trans-
mission à micro-ondes 554 a De façon similaire le réseau 545 b d'adaptation d'impédance est accouplé à la ligne de transmission à microondes 553 Chaque seconde extrémité des lignes de transmission 553 et 554 a est accouplée aux couples de bornes d'entrée 565, 567 du coupleur classique
560 à trois bornes.
Le second canal 49 de l'étage déphaseur numé-
rique 44 a comporte une ligne de transmission à micro-on-
des 512 ' accouplée l'émetteur-récepteur 12 i" (figure 4)
par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32 g (fi-
gure 2) de manière à former l'entrée des signaux pour le canal 49 La ligne de transmission à micro-ondes 512 ' est raccordée électriquement à un circuit d'adaptation d'impédance 513 ' comme cela a été précédemment décrit en rapport avec les figures 5-7 Un second circuit
d'adaptation 513 ' est raccordé électriquement à une jonc-
tion commune 532 ' Cette jonction commune 532 ' est raccor-
dée électriquement aux électrodes de grille d'entrée 532 c, 532 d des transistors à effet de champ 530 c, 530 d Les grilles de commande 534 c, 534 d des transistors à effet de champ 530 c, 530 d sont raccordées électriquement aux
plots des électrodes de grille 524 et 527 respectivement.
Les grilles de commande 534 c, 534 d reçoivent les signaux
présents dans les lignes 29 i 2 a, 29 i 2 a provenant du systè-
me radar 11 (figure 1),servant à commander la transmission
d'un signal d'entrée présent sur les électrodes de gril-
les d'entrée 532 c, 532 d, en direction des électrodes de drain 536 c, 536 d des transistors à effet de champ 530 a, 530 b Les électrodes de drain 536 c-536 d sont raccordées
électriquement aux réseaux d'adaptation d'impédance 545 c-
545 d, comme cela a été décrit en référence aux figures
6-8 Les lignes de transmission 553 ' et 544 a' sont bran-
chées entre les réseaux 545 c-545 d d'adaptation d'impé-
dance et le coupleur 560 ' à trois bornes Le coupleur 560 ' à trois bornes est raccordé électriquement à la borne de sortie 570 '. La différence totale de longueur de trajet de la connexion reliant l'électrode de drain 536 a au
coupleur à trois bornes 560, pour le canal 47, est en-
suite sélectionnée de manière à produire un déphasage
correspondant égal à 01 + Amai comme cela a été expli-
qué en référence aux figures 9-A-9 D La différence to-
tale de la longueur de trajet de la connexion reliant l'électrode de drain 536 b au coupleur à trois bornes pour le canal 47 est sélectionnée de manière à fournir un déphasage correspondant égal à 01 ' Ainsi la phase d'un signal appliqué aux électrodes de grille 532 a, 532 b est décalée d'une valeur 01 + A O a ou 01 de façon sélective en fonction des signaux de commande envoyés aux électrodes de grilles de commande 534 a, 534 b De la
même manière les lignes de tranmission 553 ', 554 a' four-
nissent des longueurs de trajet pour le canal 49 entre les drains 536 c, 536 d, correspondant à 01 + A O a ou 01 ' En se référant à nouveau à la figure 10, on voit que le déphaseur à deux canaux 44 comportant les canaux 47 et 49 possède des étages 44 a-44 d dont chacun applique un déphasage unique à un signal envoyé Chaque canal fournit des combinaisons sélectives d'incréments de déphasage '%a 180 , A O b = 90 , Ac = 45 et A O d = 22,5
en réponse aux signaux de commande présents dans les li-
gnes 29 i 2 a-29 i 2 d, 29 i 2 a -9 i 2 d En se référant maintenant à la figure 12, on voit que l'étage déphaseur 44 a est formé sur un substrat
isolant 41 possédant un plan de liaison à la masse 43 si-
tué sur l'une de ses faces, comme cela est représenté.
Une connexion de masse de faible inductance 537 est ici
252244-6
réalisée à travers la région 538 de l'électrode de sour-
ce Des condensateurs à plaques parallèles tels Que 526
sont formés sur le substrat 41, comme cela a été précédem-
ment décrit en référence à la figure 6 B Les trajets en-
trecroisés de transmission de signaux sont isolés l'un de l'autre par des recouvrements plaqués classicues à fente d'air, comme cela a été décrit en référence à la figure 6 A. En se référant également à la figure 8, on voit que le gain total net pour chaque déphaseur à qua-
tre bits 40 et 40 ' est égal à environ 8 décibels (d B), soit approximativement 2 d B par étage Chaque étage contribue à fournir une perte de 3 d B par suite de la
subdivision du signal d'entrée et une perte supplémen-
taire de 3 d B en raison de la recombinaison de l'éner-
gie au niveau du coupleur à trois bornes 560 Les per-
tes totales dues aux pertes parasites et aux réseaux
d'adaptation sont inférieures à 1 d B Toute enautori-
sent un désaccord substantiel, un gain d'environ 8 d B est réalisable d'une manière générale au moyen d'un transistor à effet de champ à deux grilles fonctionnant dans la bande X par exemple Ainsi on réalise un gain net d'environ 2 d B par étage ou d'environ 8 d B pour les
déphaseurs des 9 A à 9 D et de la figure 12 Etant don-
né que seuls quatre transistors à effet de champ, à sa-
voir un par étage, fonctionnent à un instant donné pour chaque déphaseur 40, 44, la consommation d'énergie en courant continu sera quatre fois celle nécessaire pour
un transistor à effet de champ.
En se référant maintenant à la figure 13,on voit qu'une autre forme de réalisation d'un déphaseur commandé numériquement à 4 bits 40 ', convenant pour être
utilisé dans les émetteurs-récepteurs 12 i et 12 i' (figu-
re 2 et figure 3), comporte un premier étage 40 a' possé-
dant un commutateur unipolaire à quatre positions (SP 4 T) à transistors effet de champ et un second étage 40 b'
comportant un commutateur unidirecticnnel à quatre posi-
tions (SP 4 T) 1-70 à transistors à effet de champ, comme représenté Le S commutateurs SP 4 T à transistors à effet de champ 1330 et 1370 sont ici d'un type décrit dans le brevet déposé aux Etats Unis d'Amériquesous le N 4 313 126,
mentionné précédemment Chaque étage 40 a', 40 b' est for-
mé sur un subszrat (non représenté) possédant un plan de
mise à la masse (non représenté).
Le premier étage 40 a' du déphaseur numérique à 4 bits 40 ' comporte des transistors à effet de champ 1330 a-1330 b, ccmme cela est représenté Les transistors
à effet de champ 1330 a-1330 b sont réalisés de telle ma-
nière que les gains et les phases appliqués à un signal d'entrée sont essentiellement identiques comme cela a été expliqué en rapport avec les figures 5-7 Chaque transistor à effet de champ 1330 a-1330 d comporte une grille d'entrée 1332 a-1332 d, une grille de commande 1334 a-1334 d, des électrodes de drain 1336 a-1336 d et une région de source 1338 Les transistors à effet de champ 1330 a-1330 d sont ici branchés selon une configuration de
montage en source commune (mise à la masse) Une conne-
xion de masse de faible inductance est ici réalisée en-
tre l'électrode de source 1338 et le plan de raccorde-
ment à la masse 43 (non représenté) d'une manière clas-
sique au moyen d'un trou de connexion.
Une ligne de tranmission à micro-ondes 512, comportant ici une impédance de 50 olms, est accouplée à un circuit 5:3 d'adaptation d'impédance; comme cela a été précéder ent expliqué en liaison avec les figures 4-6 Le circuit d'adaptation d'impédance est accouplé aux électrodes de grille d'entrée 1332 a-1332 d Les drains 1336 a-1336 d sont raccordés électriquement à des réseaux identiques d'adaptation d'impédance 545 a545 d
du type déjà décrit en rapport avec la figure 8 Les ré-
seaux d'adaptation d'impédance 545 a-545 d sont accouplés chacun à une ligne de transmission 1320 possédant une caractéristique d'impédance Z 0 de 50 ohms La ligne de transmission 1320 se termine, au niveau d'une de ses extrémités, par une résistance 1322, possédant ici une
valeur égale à 50 ohms, c'est-à-dire l'impédance carac-
téristique de la ligne de transmission 1320 La résistan-
ce 1322 est branchée en shunt entre la ligne de transmis-
sion 1320 et la masse L'électrode de drain 1336 d est raccordée électriquement à l'extrémité de la ligne de
transmission 1320 par l'intermédiaire du réseau d'adap-
tation d'impédance 545 d Le drain 1336 c des transistors à effet de champ 1330 c est raccordé électriquement à la ligne de transmission 1320 par l'intermédiaire du réseau d'adaptation d'impédance 545 c définissant une section de ligne de transmission 1326, et l'électrode de drain 1336 b
du transistor à effet de champ 1330 b est raccordée élec-
triquement à la ligne de transmission 1320 par l'intermé-
diaire du réseau d'adaptation d'impédance 545 b définis-
santune section de ligne de transmission 1324, tandis que l'électrode de drain 1336 a du transistor à effet de champ
1330 a est raccordée électriquement à la ligne de transmis-
sion 1320, par l'intermédiaire du réseau d'adaptation d'im-
pédance 545 a, définissant une section de ligne de trans-
mission 1322 Ici toutes les sections des lignes de trans-
mission 1322-1326 possèdent la même longueur électrique et par conséquent chaque section décale d'une quantité égale la phase d'un signal appliqué Le déphasage total d'un signal de sortie par rapport à la phase du signal d'entrée envoyé par l'intermédiaire de la ligne de
transmission 512 est égal à la somme des déphasages ap-
pliqués par chacune des sections de la ligne de transmis-
sion 1322, 1324 et 1326 possédant des longueurs électri-
ques identiques et dont le signal de sortie est transmis de l'une des électrodes de drain 1336 a-1336 d jusqu'à la
borne de sortie 1331.
Lors du fonctionnement, un signal d'entrée est
accouplé et découplé de façon sélective entre les élec-
trodes de grille 1332 a-1332 d et l'électrode de drain correspondante 1336 a-1336 d, conformément aux signaux de commande envoyés aux électrodesde grille de commande
1334 a-1334 d, dans les lignes 29 i 2 a-29 i 2 d, et ce moyen-
nant une modification appropriée du système radar 11 (figure 1) Des signaux présents dans les lignes de commande 29 i 2 a-29 i 2 d sont ici des signaux de commande
logiques L'un de ces signaux dans les lignes 29 i 2 a -
2 a 29 i 2 d est choisi comme étant dans un état "branché ou passant", tandis que les autres signaux dans les lignes
29 i 2 a-29 i 2 d sont placés dans un état "débranché ou blo-
qué",ce qui place uniquement l'un des transistors à effet de champ 1330 a1330 d dans un état conducteur et
le reste des autres transistors à effet de champ 1330 a-
1330 d dans un état non conducteur De façon similaire le signal de sortie délivré par le premier étage est accouplé ou découplé de façon sélective entre les élec trodes de grille 1372 a-1372 d et l'électrode de drain
correspondant 1376 a-1376 d en réponse aux signaux de com-
mande envoyés aux électrodes de grille de commande 1374 a-
1374 d, par l'intermédiaire des lignes 29 i 2 e-29 i 2 h, comme
cela est représenté.
En réponse à un signal de commande envoyé à l'une des électrodes de grille de commande 1334 a-1334 d,
le transistor correspondant faisant partie des transis-
tors à effet de champ 1330 a-1330 d est placé dans un état conducteur en transmettant le signal d'entrée présent sur l'électrode de grille d'entrée d'un tel transistor à effet de champ à l'électrode de drain correspondante
de ce transistor Les autres transistors parmi les tran-
sistors à effet de champ 1330 a-1330 d sont maintenus dans
un état non conducteur par les signaux de commande envo-
yés aux autres grilles restantes faisant partie des gril-
les de commande 1334 a-1334 d Ainsi un signal envoyé à la ligne de transmission 1320 à partir de l'électrode de drain 1336 a possédera un déphasage net égal à 3 A O par rapport à la phase d'un signal d'entrée appliqué à l'élec- trode de drain 1336 a, étant donné que le signal transmis par l'électrode de drain 1336 a traverse les trois sections
de déphasage 1322, 1324 et 1326 de la ligne de transmis-
sion 1320 avant d'arriver sur la borne de sortie 1330.
De façon analogue, un signal appliqué à partir de l'élec-
trode de drain 1336 b à la ligne de transmission 1320 pos-
sédera un déphasage net égal à 2 L 0, tandis qu'un signal
appliqué à partir de l'électrode de drain 1331 c à la li-
gne de transmission 1320 possédera un déphasage incrémen-
tal égal à A O, et qu'un signal appliqué à partir de l'électrode de drain 1336 d à la ligne de transmission
1320 possédera un déphasage incrémental de O par rap-
port au signal présent sur l'électrode de drain 1336 d.
Ainsi par suite de l'application sélective des signaux de commande envoyés aux grilles de commande 1334 a-1334 d, il est possible d'obtenir un déphasage incrémental
égal à 3 L 0, 2 A O, A O ou O Grâce au choix de la lon-
gueur électrique de chaque déphasage incrémental (A 0) du premier étage égal à 22,50, le déphasage total fourni
par le premier étage peut aller jusqu'à 67,50 Ce dépha-
sage fourni par le réseau d'adaptation 545 a-545 d est le même pour chaque circuit d'adaptation de l'électrode de
drain et par conséquent n'affecte par le déphasage dif-
férentiel produit.
La sortie du premier étage 40 a' est raccordée électriquement à l'entrée du second étage 40 b', comme cela est représenté Le second étage 40 b' du déphaseur numérique à 4 bits 40 ' est identique au premier étage a' hormis en ce qui concerne la longueur électrique de la ligne de transmission 1320 ' De façon analogue,
comme cela est décrit pour le premier étage 40 a', le se-
cond étage du déphaseur numérique à 4 bits 40 ' comporte
des électrodes de drain, ici 1376 a-1376 b,raccordées élec-
triquement à une partie d'une ligne de transmission 1320.
Le déphasage incrémental de la ligne de transmission 1320 ' est ici réglé à 90 Ainsi on peut obtenir un déphasage total de 270 à la sortie 1331 ' du second étage 40 b' Ce
dernier en combinaison avec le premier étage 40 a', four-
nissant un déphasage disponible total de 67,5 , consti-
tue le déphaseur numérique à 4 bits 40 ' possédant une ca-
pacité de déphasag de 360 , par incréments de 22,5 .
En se référant maintenant à la figure 14, on voit qu'une section de déphasage commandéenumériquement
, convenant pour être utilisée dans l'émetteur-récep-
teur 12 i (figure 2) en remplacement des commutateurs d'émission/réception T/R 18 b, 18 d et du déphaseur 40, et pour être utiliséedans l'émetteur-récepteur 12 i" (figure
4) en remplacement du déphaseur 44, contient le dépha-
seur à canal unique 40 ' de la figure 13 et des transis-
tor à effet de champ 1410 a-1410 b Chaque transistor à
effet de champ 1410 a-1410 d possède une électrode de gril-
le de transmission de signal 1412 a-1412 d, une électrode de grille de commande 1414 a-1414 d, des électrodes de drain 1416 a-1416 d et des électrodes de source 1418 a-1418 d, comme cela est représenté Les transistors à effet de champ 1410 a-1410 d sont branchés selon une configuration
de montage en source commune (mise à la masse) Les élec-
trodes de grille de transmission de signaux 1412 a-1412 b des transistors à effet de champ 1410 a, 1410 b sont ici accouplés aux lignes de transmission de données 32 a et
32 g de l'émetteur-récepteur 12 i (figure 2), par l'inter-
médiaire d'un couple de circuits d'adaptation d'impédan-
ce 513, comme cela a été décrit en référence à la figure Chaque électrode de drain 1416 a-1416 b est accouplée
au déphaseur 40 ' par l'intermédiaire de la ligne de trans-
mission 1420 La sortie du déphaseur 40 ' est accouplée aux électrodes de grille d'entrée 1412 c, 1412 c des
transistors à effet de champ 1410 c, 1410 d, par l'inter-
médiaire de la ligne de transmission 1422 et d'un cir-
cuit d'adaptation d'impédance 1413 Les électrodes de
drain 1416 c, 1416 d sont accouplées aux lignes de trans-
mission 32 h et 32 g de l'émetteur-récepteur 12 i (figure
2) Lors du fonctionnement, l'un des deux signaux d'en-
trée envoyés aux électrodes de grille de transmission de signaux 1412 a, 1412 b des canaux d'entrée 1430, f 432 est accouplée de façon sélective aux électrodes de drain
correspondantes 1416 a, 1416 b en réponse aux signaux en-
voyés aux électrodes de grille de commande 1414 a, 1414 b dans les lignes 29 i 1, 29 i 1 Un tel signal accouplé de
façon sélective est envoyé au déphaseur 40 ' et la pha-
se d'un tel signal est décalée en réponse aux signaux
de commande 29 i 2 a-29 i 2 h cocomme cela a été décrit précé-
demment L'un des deux canaux de sortie 1434, 1436 est sélectionné par des signaux présents dans les lignes
29 i 1, 29 i 1 envoyées aux grilles de commande 1414 c, 1414 d.
Le signal déphasé est envoyé aux électrodes de grille d'entrée 1412 c, 1412 d des transistors à effet de champ 1410 c, 1410 d Le signal déphasé envoyé à chacune des
électrodes de grille d'entrée 1412 d, 1412 d est trans-
mis à l'une des électrodes de drain 1416 c, 1416 d en ré-
ponse aux signaux de commande présents dans la ligne 29 i 1, 29 i 1 et envoyés aux grilles de commande 1414 c, 1414 d, comme cela a été expliqué précédemment Le signal présent sur l'électrode choisie parmi les électrodes de
drain 1416 c, 1416 d est transmis à la ligne de transmis-
sion 32 h pendant le mode de réception ou à la ligne de transmission 32 d de l'émetteur-récepteur 12 i (figure
2) pendant le mode dlémission.
En supposant que la consommation d'énergie
pour chaque transistor à effet de champ est de un milli-
watt, la consommation d'énergie du déphaseur 50 est de quatre milliwatts, étant donné que quatre transistors à
effet de champ sont simultanément conducteurs Deux tran-
sistors à effet de champ et quatre commutateurs à action réciproque sont conducteurs et un transistor à effet de champ dans chacun des étages 40 a' et 40 b' (figure 13)
est conducteur pendant le fonctionnement du-déphaseur.
Le gain total net pour la section de déphasage 50 est égal à environ 4 d B Ceci suppose une perte de 6 d B due
à la subdivision du signal d'entrée entre les quatre ca-
naux, les transistors à effet de champ 1330 a-1330 d de l'étage déphaseur 40 a"(figure 13) et une perte de 6 d B due à la subdivision du signal d'entrée-pour l'étage b' (figure 13) En outre, il existe une perte de 3 d B
dans chaque étage ( 40 a', 40 b'), qui peut être attri-
buée aux résistances de terminaison 1322 des lignes 1320 et 13201 (figure 13), et il existe une perte de
1 d B par étage, qui est due aux parasites et auxcir-
cuitsd'adaptation Ces pertes sont partiellement com-
pensées par un minimum de gain de 8 d B de chaque tran-
sistor à effet de champ,ce qui fournit une perte nette
égale au maximum à 2 d B par étage En outre les commu-
tateurs à transistors FET 1410 a 1410 d fournissent
un gain de 16 d B ( 8 d B par commutateur, deux commuta-
teurs étant actifs à la fois) Ce gain est réduit cepen-
dant de 3 d B par suite de la subdivision du signal entre les deux canaux des transistors à effet de champ 1410 a, 1410 d, et de 1 d B par suite des parasites et des circuits d'adaptation Ainsi le gain net pour le déphaseur 50 est
d'environ 4 d B -
En se référant maintenant avec la figure 15, on voit qu'une autre forme de réalisation d'un déphaseur " convenant pour être utilisé dans l'émetteur-récepteur 12 i (figure 2) et 12 i' (figure 3), comporte un premier étage déphaseur 40 a", un second étage déphaseur 40 b" et
un troisième étage déphaseur 40 c" interconnectés en cas-
cade, comme représenté Chaque étage déphaseur 40 a", b" et 40 c" est similaire à l'étage déphaseur commandé
numériquement 40 a décrit en liaison avec les figures 6-8.
L'étage déphaseur 40 a" est ici utilisé cependant pour
réaliser un déphasage continu variable entre O et 90 .
L'étage déphaseur 40 b' est utilisé pour produire un dé-
phasage égal à O = O ou un déphasage égal à O = 90 , et l'étage déphaseur 40 c" est utilisé pour produire un déphasage égal à O = 0 ou O = 180 L'interconnexion en cascade des étages déphaseurs 40 a", 40 b" et 40 c" fournit le déphaseur 40 ", qui est capable de modifier de façon continue la phase d'un signal d'entrée dans
une gamme de O à 360 .
En se référant également aux figures 16 et 17, on voit, à titre d'exemple, que l'un des étages a"-40 c", ici l'étage 40 a", est formé sur le substrat 41 possédant un plan de mise à la masse 43 L'étage déphaseur 40 a" est accouplé à la ligne de transmission 40 b de l'émetteur-récepteur 12 i (figure 2) L'étage déphaseur 40 a" comporte une ligne de transmission 512 branchée entre le réseau d'adaptation d'entrée 513, comme cela a été expliqué en liaison avec la figure 5,
et la ligne de transmission 32 b de l'éraetteur-récep-
teur 12 i (figure 2) Le réseau d'adaptation 513 est accouplé aux électrodes de grille d'entrée 532 a, 532 b d'un couple de transistors à effet de champ 530 a, 530 b, comme cela est représenté Les transistors à effet de champ 530 a-530 b contiennent en outre des électrodes de grille de commande 534 a-534 b, des électrodes de source 538 a, 538 b, et des électrodes de drain 536 a-536 b Les transistors à effet de champ 530 a530 b sont réalisés de telle manière que les gains et les phases appliqués à un signal d'entrée envoyé aux électrodes de grille d'entrée 532 a, 532 b sont essentiellement identiques au niveau des électrodes de drain 536 a, 536 b, comme cela
a été expliqué en liaison avec la figure 6 Les transis-
tors à effet de champ 530 a-530 b sont ici branchés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse), comme cela est représenté Les électrodes de
grille de commande 534 a-534 b sont alimentées par les si-
gnaux de commande de niveau de tension circulant dans les lignes de commande 29 i 3 a-29 i 3 b' Le système radar
(figure 2) envoie les signaux de commande dans les li-
gnes 29 i 3 a' 29 i 3 b (non représentées sur la figure 2).
Les niveaux de tels signaux dans les lignes de comman-
de 29 i 3 a' 29 i 3 b sont utilisés pour commander le point de fonctionnement de chaque transistor à effet de champ et par conséquent l'amplitude des signaux transmis aux électrodes de drain 536 a, 536 b Les électrodes de drain
536 a, 536 b sont raccordées électriquement au condensa-
teur 544 et aux réseaux d'adaptation d'impédance 545 a, 545 b, comme cela a été décrit en référence aux figures
6-8 Dans la forme de réalisation préférée de l'inven-
tion, les réseaux d'adaptation d'impédance 545 a-545 b
sont raccordés électriquement à un coupleur en quadra-
ture classique à quatre bornes 1560 Un tel coupleur
est décrit dans un article intitulé "Coupleurs monoli-
thiques au Ga As dhé lange et Wilkinson" par Raymond C Wa-
terman, Jr et consorts, dans IEEE Transactions on Elec-
tron Devices, Vol ED 28, N O 2, Février 1981 Un coupleur
en quadrature est ici utilisé pour transmettre des si-
gnaux d'entrée présents à chaque entrée du coupleur, en quadrature, à la sortie En d'autres termes la phase du signal d'entrée fournie par l'électrode de drain 536 b telle qu'elle est accoupl à la sortie 1570 du coupleur retardera de 900 la phase du signal d'entrée provenant de l'électrode de drain 536 a telle qu'elle est accouplée
à la sortie 1570 du coupleur.
Ainsi, contrairement aux formes de réalisation précédentes de l'invention, lorsque les signaux envoyés aux électrodes de' grille de commande 534 a534 b sont des couples complémentaires de signaux de commande,ces
signauxétant délivrés pour placer un transistor à ef-
fet de champ dans un état bloqué ou dans un état conduc- teur, les signaux envoyés dans les lignes 29 i 3 a, 29 i 3 b aux électrodes de grille de commande 534 a, 534 b sont ici des niveaux de tension pouvant être sélectionnés entre le niveau de pincement et le niveau "conducteur" à
* zéro volt d'un tel transistor à effet de champ.
Un signal de tension de sortie V 0, tel que mesuré sur l'électrode de drain, résultant d'un
signal d'entrée V envoyé à l'électrode de grille d'en-
i jt j (_t+) trée es représenté par Vi = A ee, et VO = BA e () pour les formes de réalisation décrites en référence aux figures 5-14, B étant le gain et i étant la phase appliquée au signal d'entrée par le transistor à effet de champ Cependant, si les signaux de commande présents dans les lignes 29 i 3 a, 29 i 3 b et envoyés aux grilles de commande 534 a-534 b fournissent des signaux de niveau de tension qui modifient le point de fonctionnement du transistor à effet de champ entre l'état bloqué et l'état conducteur, les transistors à effet de champ
530 a, 530 b ne fonctionnement plus en tant quecommuta-
teur et,au lieu de cela les transistors à effet de champ 530 a, 530 b, fonctionnent en tant qu'amplificateurs à gain variable Lorsque la tension de sortie V (A) du o transistor à effet de champ 530 a est une fonction de la tension de grille de commande V(g) envoyée à la grille de commande 530 a, la partie de la tension de sortie Vot présente à la sortie du coupleur 1560 et tirée de la tension Vo(A) est donnée par:
Vo = BAA Oe J(<t + + An) o BA est le gain du transis-
tor à effet de champ 530 a en fonction de la tension de grille de commande, A O N est le déphasage correspondant à la longueur de trajet entre l'électrode de drain du
nième transistor à effet de champ et la sortie du cou-
pleur 1560 La tension de sortie du transistor à effet de champ 530 a et du transistor à effet de champ-530 b peut être représentée sous la forme: V (A); V (B) avec (A) * o 3 (Wt + Vo(A) = BA Ae(wt + VO V = BB = + A) Etant donné que le coupleur en quadrature 460 combine les deux signaux d'entrée V (A) et V (B) en o o quadrature, la tension de sortie au niveau du coupleur 1560 peut être représentée sous la forme: Vo T = Vo _ j Vo(B) ou
(A) (BV
OT o VT =BA Ae J (wt + + AA) + BBA ej(wt ++ O B) ou o T Ao O Bo O Vo T = A O ej(t + + AA) EBA +B Be i/23 ce qui peut être reproduit de façon simplifiée par: Vo T = Ao Be o T o dans laquelle B' = (BA 2 + BB 2 et tg a = B/BA
(A B" 2 ett = /A.
Par conséquent, la phase d'un signal d'entrée Vi (figure ) est décalée conformément au rapport des amplitudes V (A), V (B) d'un tel signal d'entrée, telles qu'elles o o sont envoyées aux électrodes de drain 536 a, 536 b et qui sont accouplées en quadrature pour fournir le signal Vot (figure 15) au niveau de la sortie du coupleur en qua-'
drature 1560.
Ainsi en sélectionnant les valeurs relatives
de B 1 et B 2,-on peut obtenir n'importe quelle phase en-
tre O et u/2 Etant donné que seul le rapport de Bl et B 2 détermine la phaselil est possible de maintenir B' et
par conséquent l'ensemble du gain de l'étage 40 a" essen-
tiellement constants.
Ceci est réalisé au moyen d'un réglage séparé des
valeurs de B 1 et B 2 Ceci fc-ur it une souplesse supplémen-
taire de commande de l'amplizude ainsi que du réglage de
la phase.
A titre d'exemple, pour un incrément de dépha-
sage minimum égal à 1/16, les valeurs de 31 et -e 32 '
qui fournissent l'ensemble des huit incréments de déphasa-
ge entre O et r/2 avec une a zlitude essentiellement cons-
tante B', sont indiquées dans le tableau donné ci-après.
TABLEAl
Déphasage b 1
O 1,000 O
7/16 0,981 0,195
r/8 0,924 0,383 3 r/16 0,832 0,556
7/4 0,707 0,707
Â/16 0,556 0,832
3 n/8 0,383 0,924
7 7/16 0,195 0,981
7/2 O 1,000
avec: bl B' = Bl b 2 B' = B 2 L'incrément de déphasage minimum fourni par l'étage déphaseur 40 a" fournissant un déphasage variable
est limité uniquement par le degré de commande de la ten-
sion appliquée aux électrodes de grille de commande 534 a-
534 b du transistor à effet de champ 530 a-530 b ou de l'éta-
ge déphaseur 40 a".
L'étage déphaseur 40 a" est interconnecté en
cascade avec l'étage déphaseur 40 b" comme cela est re-
présenté L'étage déphaseur O 40 b" est identique à l'éta-
ge déphaseur 40 a" La seule différence entre les étages a" et 40 b" réside dans la technique de production du
déphasage Un déphasage de O ou de 90 fourni par l'éta-
ge déphaseur 40 b" est déterminé par la commande de celui
des transistors à effet de champ 530 a-530 b, qui est pola-
risé dans l'état passant ou conducteur, comme cela a été Z.
décrit pré:éeemnent, en liaison avec les figures 6-8.
L'e-age déphaseur 40 c" est semblable à l'éta-
ge déphaseur 40 a" hormis en ce qui concerne l'insertion d'une différence -e longueur de trajet supplémentaire de 90 , fournre par exemple par une section de ligne de transmission _ 54 b (figure 9 b) branche entre le réseau
d'adaptation i'impédance 545 a et le coupleur 1560.
En se référant maintenant aux figures 18 et 19, on y voit représernté un commutateur bidirectionnel 18 a possédant une première borne de dérivation 19 a raccordée à la licne de transmission 32 a (figure 2), une seconde
borne de dér:vaticn 21 a raccordée à la ligne de transmis-
sion 32 a (figure 2) et une borne commune 20 a raccordée à la ligne de transmission 33 i (figure 2) Le commutateur bidirectionnel 18 a est formé sur le substrat 41, dont le
plan de racccrdement à la masse 43 est réalisé sur la sur-
face intérieure du substrat 41, comme cela est représenté.
Les transistcrs à effet de champ 50 a-50 b sont formés sur une partie du substrat 41 Dans la forme de réalisation
préférée, les transistors à effet de champ 50 a, 50 b com-
prennent plusieurs cellules à transistor à effet de champ, dont chacune comporte un composant réactif (C") accouplé entre l'électrode de drain et l'électrode de source de chaque cellule, comme cela est représenté sur la figure 20 Ici un transistor à effet de champ 50 a est disposé de manière à interconnecter les électrodes de drain des
différentes cellules des transistors à effet de champ.
Un tel réseau possède une impédance caractéristique éga-
le à l'impédance caractéristique des sections de ligne de transmission 55 a, 58 b, à savoir ici la valeur de 50 ohms Le réseau est constitué de la manière suivante: une loncueur (d) -d'un conducteur en forme de microbande
59 possédant une inductance répartie par unité de lon-
gueur (L) et une capacité répartie par unité de lon-
gueur (C_) est choisie de telle manière que, lorsque cette loncueur de conducteur est raccordée entre les cellules des différents transistors à efft de champ, elle
fournit un réseau possédant l'impédance caractéristi-
que prédéterminée fournie par: Z O = (LL(CL+ 2 (C"/d)) /2.
Le commutateur bidirectionnel comporte en outre deux lignes de transmission 58 a-58 b dont chacune possède une longueur électrique essentiellement égale à un quart de la longueur d'onde ( c/4), Àc étant lalongueur d'onde de la fréquence de fonctionnement nominale du
circuit La première électrode de drain 54 a du transis-
tor à effet de champ 50 a est branchée entre la premiè-
ré borne de dérivation 50 a et une extrémité de la li-
gne de transmission 58 a La ligne de transmission 50 a est branchée entre la borne de dérivation 19 a et la
borne commune 20 a Une électrode de drain 54 b du se-
cond transistor à effet de champ 50 b est branchée en-
tre la seconde borne de dérivation 21 a et une extré-
mité de la ligne de transmission 58 b L'autre extrémi-
té de la ligne de transmission 58 b est raccordée à la borne commune 20 a Les sources 56 a-56 b des transistors à effet de champ 50 a-50 b sont raccordées électriquement
à la masse Les électrodes de grille 52 a-52 b des tran-
sistors à effet de champ 50 a-50 b sont raccordées élec-
triquement aux lignes de commande 29 il, 29 il, et trans-
mettent des signaux complémentaires dans de telles lignes.
Le commutateur d'émission/réception T/R 18 a est
utilisé pour transmettre un signal circulant dans la li-
gne de transmission 33 i de l'émetteur-récepteur 12 i (fi-
gure 2), envoyé à la borne commune 20 a,à l'une des bornes de dérivation 19 a ou 21 a conformément à deux signaux de commande complémentaires présents dans les lignes 29 il, 29 i 1 et envoyé aux électrodes de grilles 52 a, 52 b Le commutateur d'émission/réception T/R 18 a transmet un signal d'entrée depuis la borne commune 20 a à la borne
de dérivation, de la manière suivante: le signal de com-
mande dans la ligne 29 i 1 est envoyé à l'électrode de grille 52 a du transistor à effet de champ 50 a en plaçant
ce dernier dans un état non conducteur; de façon corres-
pondante, le signal de commande envoyé dans la ligne 29 i est appliqué à l'électrode de grille 52 b du transistor à effet de champ 50 b, ce qui place ce transistor dans l' état conducteur; par suite de la mise de ce transistor
àdeffet de champ 50 b à l'état conducteur, un court-cir-
cuit OD (voie de faible impédance reliée à la masse) est établi à l'extrémité 58 b' de la ligne de transmission 58 b accouplée à l'électrode de drain 54 b; à une distance d'un quart de la longueur d'onde par rapport à ce point
(au niveau de la seconde extrémité de la ligne de trans-
mission 58 b), le court-circuit sur la première extrémité
apparaît sous la forme d'un circuit ouvert (impédan-
ce élevéc pour un signal à micro-ondespossédant une lon-
gueur d'onde essentiellement similaire à la longueur d'on-
de de la fréquence de bande centrale correspondante de
fonctionnement pour le commutateur bidirectionnel 18 a.
La ligne de transmission 58 a et le circuit ouvert éta-
bli par le passage à l'état non conducteur du transis-
tor à effet de champ 50 a, apparaissent sous la forme d'une ligne de transmission à 50 ohms au niveau du côté
de la borne commune 58 a' de la ligne de transmission 58 a.
Par conséquent un signal présent sur la borne commune 20 a
est transmis à la borne de dérivation 19 a De façon simi-
laire, par modification de l'état du couple complémentai-
re de signaux de commande dans les lignes 29 i 1,29 il, il est possible de transmettre à la borne de dérivation 21 a
un signal à micro-ondes présent sur la borne commune 20 a.
Dans ce qui précède on a décrit des formes de
réalisation préférées de la présente invention et il ap-
paraitra évident auxspécialistes de la technique qu'il est possible d'obtenir d'autres formes de réalisation
mettant en oeuvre les concepts de la présente invention.
C'est pourquoi la présente invention est considérée com-
me n'étant en aucune manière limitée aux formes de réa-
lisation décrites, et que toutesvariantesou modifica-
tions,qui peuvent y être apportées, entrent dans le ca-
dre de la présente invention.
Claims (4)
1 Déphaseur, utilisable notamment dans un
système d'antenne formé d'un réseau d'antennes comman-
dées en phase, caractérisé en ce qu'il corporte des moyens ( 560) pour combiner en quadrature un couple de si- gnaux envoyé à des bornes d'entrée desdits moyens, deux transistors ( 530; 530 a,530 b) comportant chacun une première électrode de commande ( 532 a,532 b), une
seconde électrode de commande ( 534 a,534 b) et une élec-
trode de sortie ( 536 a,536 b), que la première électro-
de de commande ( 532 a,532 b) de chaque transistor est alimentée par un signal d'entrée, que la seconde électrode de commande ( 534 a,534 b) de chaque transistor est alimentée par un signal de commande de niveau de tension, et que l'électrode de sortie ( 536 a,536 b) de
chaque transistor est reliée électriquement aux bor-
nes d'entrée des moyens de combinaison ( 560) de ma-
nière à délivrer à une sortie ( 570) desdits moyens de
combinaison, un signal de sortie possédant un dépha-
sage prédéterminé par rapport à la phase du signal d'entrée. 2 Déphaseur, utilisable notamment dans un système d'antenne formé d'un réseau d'antennes comeandées en
phase, caractérisé en ce qu'il comporte deux transis-
tors ( 530 a,530 b) dont chacun comporte une première
électrode de commande ( 532 a,532 b), une seconde électro-
de de commande ( 534 a,534 b) et une électrode de sortie
( 536 a,536 b), des moyens ( 560) servant à combiner en qua-
drature un couple de signaux envoyé à des bornes d'en-
trée, qui leur sont envoyés, et qui sont disposés sur
un substrat ( 41), que la première électrode de com-
mande ( 532 a, 532 b) de chaque transistor est alimentée
par un signal d'entrée, que la seconde électrode de com-
mande ( 534 a,534 b) de chaque transistor est alimentée par
un signal de commande niveau de tension servant à comman-
der le gain fourni par le signal circulant entre la pre-
mière électrode de commande et l'électrode de sortie ( 536 a,536 b), et que l'électrode de sortie de chaque
transistor est reliée électriquement aux moyens de com-
binaison ( 560) pour délivrer un signal à une sortie
( 570) desdits moyens de comirbinaison, oe signal de sortie pos-
sédant un déphasage prédéterminé par rapport à la pha-
se du signal d'entrée envoyé à la borne d'entrée, le-
dit déphasage étant déterminé par le rapport desgains fournispar les signaux présents sur les électrodes de
sortie ( 536 a,536 b) desdits transistors qui sont combi-
nés en quadrature par les moyens de combinaison.
3 Déphaseur selon la revendication 2, dans lequel les transistors ( 530 a, 530 b) sont formés sur un
substrat ( 41), caractérisé en ce qu'il comporte en ou-
tre deux couples de lignes de transmission à micro-on-
des ( 553,554 a) formées sur le substrat ( 41), que cha-
que électrode de sortie ( 536 a,536 b) de chaque transis-
tor est reliéeélectriquement à une extrémité de ces
lignes de transmission ( 553,554 a), et que chaque secon-
de extrémité de ces lignes de transmission est rac-
cordée électriquement à une borne de sortie commune ( 570), les longueurs des lignes de transmission ( 553,554 a) étant choisies de manière à combiner en quadrature les
signaux envoyés à la première extrémité desdits lignes.
4 Déphaseur selon la revendication 2, carac-
térisé en ce que chaque électrode de sortie ( 536 a,536 b) du couple de transistors( 530) est reliée électriquement
à une borne d'entrée correspondante d'un coupleur en qua-
drature ( 560).
Déphaseur selon la revendication 2, caracté-
risé en ce que le transistor ( 530; 530 a,530 b) est un tran-
sistor à effet de champ à deux grilles.
6 Déphaseur, utilisable notamment dans un sys-
tème d'antenne formé d'un réseau d'antennes comandées en phase, caractérisé en ce qu'il comporte un étage déphaseur à phase variable ( 40 a") comportant deux transistors ( 530 a, 530 b) dont chacun possède deux électrodes de commande ( 532 a,534 a,532 b,534 b) et une électrode de sortie ( 536 a, 536 b), que l'un des couples des électrodes de commande desdits transistors est accouplé à une entrée commune ( 512), que la seconde électrode de commande ( 534 a-534 b) est alimentée par un signal de commande de niveau de
tension et que l'électrode de sortie ( 536 a,536 b) de cha-
que transistor est raccordée électriquement à des moyens
( 1560) servant à combiner un couple de signaux en quadra-
ture afin de délivrer un signal de sortie au niveau d'une
sortie ( 1570) desdits moyens, ledit signal de sortie pos-
sédant un déphasage compris entre 0 et 90 par rapport au signal d'entrée envoyé à la borne commune ( 512),et que ledit déphaseur comporte en outre plusieurs étages déphaseurs ( 40 b",40 c") interconnectés en cascade en vue de produire un signal de sortie possédant un déphasage
compris entre 0 et 270 , par incrénentsdiscrets, par rap-
port à un signal d'entrée, et que l'étage déphaseur à dépha-
sage variable ( 40 a") et l'ensemble des étages déphaseurs
( 40 b",40 c") sont en outre interconnectés de manière à pro-
duire un signal de sortie possédant un déphasage, qui est
variable entre O et 360 , par rapport à un signal d'en-
trée envoyé à un premier ( 40 a") de ces étages.
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|---|---|---|---|
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Publications (1)
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Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3508745A1 (de) * | 1985-03-12 | 1986-09-18 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Einstellbarer analogphasenschieber |
| US4652883A (en) * | 1985-05-06 | 1987-03-24 | Itt Corporation | Radar signal phase shifter |
| US5166648A (en) * | 1988-01-29 | 1992-11-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Digital phase shifter apparatus |
| US4994773A (en) * | 1988-10-13 | 1991-02-19 | Chen Tzu H | Digitally controlled monolithic active phase shifter apparatus having a cascode configuration |
| US4931753A (en) * | 1989-01-17 | 1990-06-05 | Ford Aerospace Corporation | Coplanar waveguide time delay shifter |
| JPH07101801B2 (ja) * | 1989-08-09 | 1995-11-01 | 三菱電機株式会社 | ローデットライン形移相器 |
| US5045731A (en) * | 1989-10-27 | 1991-09-03 | Avantek, Inc. | Ultraminiature 180 degree phase shifter |
| US6545563B1 (en) | 1990-07-16 | 2003-04-08 | Raytheon Company | Digitally controlled monolithic microwave integrated circuits |
| US5818385A (en) * | 1994-06-10 | 1998-10-06 | Bartholomew; Darin E. | Antenna system and method |
| CA2202457A1 (fr) * | 1997-04-11 | 1998-10-11 | Telecommunications Research Laboratories | Dephaseur hyperfrequence incluant une etape a dephasage reflechissant et une etape de multiplication de frequence |
| JP3374804B2 (ja) * | 1999-09-30 | 2003-02-10 | 日本電気株式会社 | 移相器およびその製造方法 |
| CA2291551A1 (fr) | 1999-11-26 | 2001-05-26 | Telecommunications Research Laboratories | Modulateur des phases de micro-ondes |
| US6674341B2 (en) * | 2001-01-09 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Phase shifter and multibit phase shifter |
| US6806792B2 (en) * | 2001-04-30 | 2004-10-19 | The Johns Hopkins University | Broadband, four-bit, MMIC phase shifter |
| US7173503B1 (en) * | 2004-07-29 | 2007-02-06 | Lockheed Martin Corporation | Multibit phase shifter with active and passive phase bits, and active phase bit therefor |
| US8238017B2 (en) * | 2009-12-18 | 2012-08-07 | Alcatel Lucent | Photonic match filter |
| DE102013014561A1 (de) * | 2012-09-03 | 2014-03-27 | Mando Corporation | Antennenvorrichtung und radarvorrichtung zur verbesserung des antennenwirkungsgrads |
| US10153238B2 (en) * | 2014-08-20 | 2018-12-11 | Samsung Display Co., Ltd. | Electrical channel including pattern voids |
| US11520028B2 (en) * | 2018-01-10 | 2022-12-06 | Richwave Technology Corp. | Occupancy detection using multiple antenna motion sensing |
| US10886612B2 (en) * | 2018-09-17 | 2021-01-05 | Qualcomm Incorporated | Bi-directional active phase shifting |
| US11316489B2 (en) | 2019-08-30 | 2022-04-26 | Qualcomm Incorporated | Bidirectional variable gain amplification |
| US10784636B1 (en) | 2019-10-14 | 2020-09-22 | Qualcomm Incorporated | Asymmetrical quadrature hybrid coupler |
| CN113612465B (zh) * | 2021-07-12 | 2024-06-07 | 南京理工大学 | 一种高频宽带双向高精度无源移相器 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3789329A (en) * | 1972-05-17 | 1974-01-29 | Martin Marietta Corp | Eight bit digital phase shifter utilizing plurality of switchable low pass filters |
| US4161705A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-17 | International Telephone And Telegraph Corporation | Low level controllable radio frequency phase shifter |
| US4297641A (en) * | 1979-09-28 | 1981-10-27 | Rca Corporation | Serrodyning system employing an adjustable phase shifting circuit |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3516024A (en) * | 1968-12-30 | 1970-06-02 | Texas Instruments Inc | Interdigitated strip line coupler |
| US3781772A (en) * | 1972-02-25 | 1973-12-25 | Matsushita Electric Works Ltd | Ultrasonic detection apparatus |
| US3952262A (en) * | 1974-04-01 | 1976-04-20 | Hughes Aircraft Company | Balanced signal processing circuit |
| US4398161A (en) * | 1981-04-13 | 1983-08-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Phase-shifting amplifier |
-
1982
- 1982-03-01 US US06/353,116 patent/US4458219A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-02-28 GB GB08305508A patent/GB2115631B/en not_active Expired
- 1983-03-01 JP JP58033691A patent/JPS58162101A/ja active Granted
- 1983-03-01 FR FR8303335A patent/FR2522446A1/fr not_active Withdrawn
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3789329A (en) * | 1972-05-17 | 1974-01-29 | Martin Marietta Corp | Eight bit digital phase shifter utilizing plurality of switchable low pass filters |
| US4161705A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-17 | International Telephone And Telegraph Corporation | Low level controllable radio frequency phase shifter |
| US4297641A (en) * | 1979-09-28 | 1981-10-27 | Rca Corporation | Serrodyning system employing an adjustable phase shifting circuit |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| IEEE MTT-S INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST, 15-19 juin 1981, pages 436-438, IEEE, Piscataway, US; Y. GAZIT et al.: "A continuously variable KU-band phase/amplitude control module" * |
| R.C.A. REVIEW, vol. 42, no. 4, décembre 1981, pages 596-616, Princeton, New Jersey, US; M. KUMAR: "Dual-gate FET phase shifter" * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2115631A (en) | 1983-09-07 |
| JPH0238001B2 (fr) | 1990-08-28 |
| JPS58162101A (ja) | 1983-09-26 |
| GB8305508D0 (en) | 1983-03-30 |
| GB2115631B (en) | 1985-08-29 |
| US4458219A (en) | 1984-07-03 |
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