FR2522453A1 - Dephaseur, notamment dephaseur commande numeriquement a n bits, utilisable dans des circuits a micro-ondes - Google Patents
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Abstract
CE DEPHASEUR COMPORTE PLUSIEURS TRANSISTORS 530, 530A, 530B COMPORTANT DES PREMIERES ELECTRODES DE COMMANDE 532A, 532B, DES SECONDES ELECTRODES DE COMMANDE 534A, 534B ET DES ELECTRODES DE SORTIE 536A, 536B ET DES MOYENS D'ACCOUPLEMENT 545A, 545B, 553, 554A, 560, RELIANT LESDITES ELECTRODES DE SORTIE A UNE BORNE DE SORTIE 570 POUR PRODUIRE, EN FONCTION DE SIGNAUX DE COMMANDE APPLIQUES AUX SECONDES ELECTRODES DE COMMANDE, UN SIGNAL DE SORTIE AYANT UN DEPHASAGE PREDETERMINE PAR RAPPORT A UN SIGNAL ENVOYE A UNE ENTREE. APPLICATION NOTAMMENT AUX DEPHASEURS UTILISES DANS DES CIRCUITS DE TRANSMISSION DE SIGNAUX RADARS.
Description
La présente invention concerne des circuits hyperfréquence ou à micro-ondes et plus particulièrement un circuit déphaseur servant à modifier la phase d'un signal appliqué.
Comme cela est connu dans la technique, on utilise souvent un déphaseur par exemple dans des systèmes de roseau d'antennes owmEnd8es en phase.pour osmEnder la phase d'un signal à micro-ondés utilisé pour engendrer une partie d'un diagramme de rayonnement désiré.
Une technique de réalisation d'un déphaseur, à savoir ce qu'on appelle un déphaseur à ferrite, consiste à utiliserune barre de matériau ferromagnétique disposée coaxialement avec une section d'un guide d'ondes. Une bobine est dispoSée autour du guide d'ondes et produit un champ magnétique, lorsqu'elle est alimentée par un courant électrique. Le champ magnétique provoque des variationsde;-la perméabilité de la barre,entrainant une variation de la constante de propagation de l'énergie à micro-ondes. La variation résultante de la constante de propagation produit un déphasage d'un signal à micro-ondes appliqué. En outre,le déphaseur à ferrite nécessite l'utilisation d'étages de commande pour réaliser la commande du courant électrique produisant le champ magnétique.Une autre technique de réalisation d'un déphaseur met en oeuvre des commutateurs à diodes p - i - n. Le.déphaseur p - i - n de ligne à commutation comporte deux commutateurs unipolaires à deux positions à diodes p - i - n (commutateurs SPDT) pour chaque bit et deux longueurs de ligne branchées entre les deux commutateurs unipolaires SPDT
La solution de l'art antérieur telle qu'indiquée ci-dessus à titre d'exemple utilise en général des technique passives pour former le déphasage désiré
Ces solutions présentent plusieurs inconvénients incluant ce qui suit: une perte du signal à micro-ondes due à la dissipation du signal dans l'élément passif du déphaseur, et le fait qu'urepuissance relativement importante de commutation est requise pour réaliser la commutation des éléments passifs qui fournissent le déphasage désiré. En outre les solutions indiquées ci-dessus, en particulier les solutions du type ferromagnétique, présentent des temps relativement longs de commutation, de façon typique de l'ordre de quelques centaines de micro-secondes.
La solution de l'art antérieur telle qu'indiquée ci-dessus à titre d'exemple utilise en général des technique passives pour former le déphasage désiré
Ces solutions présentent plusieurs inconvénients incluant ce qui suit: une perte du signal à micro-ondes due à la dissipation du signal dans l'élément passif du déphaseur, et le fait qu'urepuissance relativement importante de commutation est requise pour réaliser la commutation des éléments passifs qui fournissent le déphasage désiré. En outre les solutions indiquées ci-dessus, en particulier les solutions du type ferromagnétique, présentent des temps relativement longs de commutation, de façon typique de l'ordre de quelques centaines de micro-secondes.
De tels longs temps de commutation sont indésirables pour un balayage rapide du réseau. En outre les solutions indiquées ci-dessus sont difficiles à réaliser en utilisant les techniques des circuits intégrés monolithiques à micro-ondes.
Conformément à la présente invention, un déphaseur formé sur un substrat comporte plusieurs transistors ménagés sur ce substrat et dont chacun possède deux électrodes de commande, une électrode de sortie et une électrode de référence. Dans la forme de réalisation préférée, on utilise un transistor à effet de champ (FET) possédant deux électrodes de grille, une électrode de drain et une électrode de source. Chacun de l'ensemble des transistors à effet de champ FET est branché selon un montage en source commune (mise à la masse). L'une des électrodes de grille de chacun de l'ensemble desdits transistors à effet de champ est accouplée à une entrée commune des signaux. Les secondes électrodes de grille de l'ensemble desdits transistors à effet de champ sont alimentées par des signaux de commande utilisés pour commander la conduction des transistors à effet de champ respectifs.Plusieurs lignes de transmission formées sur le substrat sont branchées électriquement entre une électrode correspondante faisant partie des électrodes de drain et une borne com mune. Les longueurs respectives de chaque section de ligne de transmission entre les électrodes de drain et leur raccordement à la jonction commune, sont sélectionnées de manière à fournir une différence de trajet de longueur électrique correspondant à un incrément de déphasage choisi (b0). Dans un tel agencement un déphaseur commandé numériquement est réalisé sous la forme d'un circuit intégré monolithique à micro-ondes, ce qui fournit un coût réduit, une consommation d'énergie réduite, une fiabilité et une reproductibilité améliorées et, grâce à l'utilisation d'un dispositif actif tel qu'un transistor à effet de champ, un déphaseur possédant une valeur substantielle de gain et des vitesses élevées de commutation. En outre, les circuits de déphasage réalisés sous la forme de circuits intégrés monolithiques à micro-ondes conformément à la présente invention fournissent des circuits modulaires, dans lesquelsune modification de la phase d'un signal appliqué modifie uniquement le déphasage du signal sans affecter sensiblement le gain ou le rapport d'amplitudes de tensions d'ondes stationnaires du dépha seur.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après faite en référence aux dessins annexés,sur lesquels:
la figure 1 est un schéma-bloc d'ensemble d'un système radar accouplé à un système à roseau d'antennes commandées en phase par l'intermédiaire de plusieurs éléments émetteurs-récepteurs
la figure 2 est un schéma-bloc d'un élément de l'ensemble des éléments émetteurs-récepteurs représentés sur la figure 1;
la figure 3 est un schéma-bloc de l'élément émet teur;récepteur utilisant un commutateur à cinq bornes;
la figure 4 est un schéma-bloc d'un émetteur-récepteur utilisant un déphaseur à deux canaux;
la figure 5 est un schéma-bloc d'undéphaseur non réciproque à quatre bits;;
la figure 6 est une vue schématique d'un étage, réalisant un incrément de déphasagede 1800, d'un déphaseur non réciproque à 4 bits utilisé dans l'un des éléments émetteurs-récepteurs;
la figure 6A est une vue en perspective d'un conducteur de polarisation et d'une ligne de sortie isolée l'un par rapport à l'autre, avec un recouvrement plaqué laissant subsister une fente d'air;
la figure 6B est une vue en coupe transversale d'un condensateur à plaques parallèles formé sur le substrat;
la figure 7 est un schéma-bloc de l'étage déphaseur représenté sur la figure 5;
la figure 8 est un schéma détaillé de l'étage déphaseur représenté sur la figure 5;;
les figures 9A à 9D sont des vues en plan de couples de lignes de transmission fournissant les différences de longueurs de trajets électriques utilisées pour réaliser un déphaseur à quatre bits;
la figure 10 est un schéma-bloc d'un déphaseur à deux canaux à 4 bits;
la figure ll est un schéma détaillé d'un étage d'un déphaseur réciproque;
la figure 12 est une vue schématique de l'étage d'un déphaseur à deux canaux représenté sur la figure ll;
la figure 13 est un schéma détaillé d'une autre forme de réalisation d'un déphaseur non réciproque à 4 bits;
la figure 14 est un schéma-bloc du déphaseur non réciproque de la figure 13, comprenant des commutateurs réciproques;
la figure 15 est un schéma détaillé d'un déphaseur à phase variable utilisant un coupleur en quadrature;
la figure 16 est une vue en plan du déphaseur à phase variable représenté sur la figure 15;;
la figure 17 est un schéma-bloc d'un étage du déphaseur à phase variable à n bits représenté sur la figure 16;
la figure 18 est une vue schématique d'un commutateur bidirectionnel à trois bornes;
la figure 19 est un schéma du commutateur bidirectionnel représenté sur la figure 18; et
la figure 20 est un schéma d'un transistor à effet de champ FET préféré utilisé dans le commutateurbidirectionnel de la figure 18.
la figure 1 est un schéma-bloc d'ensemble d'un système radar accouplé à un système à roseau d'antennes commandées en phase par l'intermédiaire de plusieurs éléments émetteurs-récepteurs
la figure 2 est un schéma-bloc d'un élément de l'ensemble des éléments émetteurs-récepteurs représentés sur la figure 1;
la figure 3 est un schéma-bloc de l'élément émet teur;récepteur utilisant un commutateur à cinq bornes;
la figure 4 est un schéma-bloc d'un émetteur-récepteur utilisant un déphaseur à deux canaux;
la figure 5 est un schéma-bloc d'undéphaseur non réciproque à quatre bits;;
la figure 6 est une vue schématique d'un étage, réalisant un incrément de déphasagede 1800, d'un déphaseur non réciproque à 4 bits utilisé dans l'un des éléments émetteurs-récepteurs;
la figure 6A est une vue en perspective d'un conducteur de polarisation et d'une ligne de sortie isolée l'un par rapport à l'autre, avec un recouvrement plaqué laissant subsister une fente d'air;
la figure 6B est une vue en coupe transversale d'un condensateur à plaques parallèles formé sur le substrat;
la figure 7 est un schéma-bloc de l'étage déphaseur représenté sur la figure 5;
la figure 8 est un schéma détaillé de l'étage déphaseur représenté sur la figure 5;;
les figures 9A à 9D sont des vues en plan de couples de lignes de transmission fournissant les différences de longueurs de trajets électriques utilisées pour réaliser un déphaseur à quatre bits;
la figure 10 est un schéma-bloc d'un déphaseur à deux canaux à 4 bits;
la figure ll est un schéma détaillé d'un étage d'un déphaseur réciproque;
la figure 12 est une vue schématique de l'étage d'un déphaseur à deux canaux représenté sur la figure ll;
la figure 13 est un schéma détaillé d'une autre forme de réalisation d'un déphaseur non réciproque à 4 bits;
la figure 14 est un schéma-bloc du déphaseur non réciproque de la figure 13, comprenant des commutateurs réciproques;
la figure 15 est un schéma détaillé d'un déphaseur à phase variable utilisant un coupleur en quadrature;
la figure 16 est une vue en plan du déphaseur à phase variable représenté sur la figure 15;;
la figure 17 est un schéma-bloc d'un étage du déphaseur à phase variable à n bits représenté sur la figure 16;
la figure 18 est une vue schématique d'un commutateur bidirectionnel à trois bornes;
la figure 19 est un schéma du commutateur bidirectionnel représenté sur la figure 18; et
la figure 20 est un schéma d'un transistor à effet de champ FET préféré utilisé dans le commutateurbidirectionnel de la figure 18.
On va décrire ci-après la forme de réalisation préférée de l'invention.
En se référant à la Fig.l, on voit qu'un réseau 10 d'antennes commandes en phase est accouplé a un système radar li par un réseau d'alimentation 14, de la manière représentée.Le réseau d'antennes onmandees en phase 10 comporte plusieurs, ici n, éléments émetteurs/récepteurs identiques 12a-12n accouplés à un ensemble analogue d'éléments d'antenne correspondants 16a-26n, comme cela est représenté. Le réseau d'alimentation 14, ici un réseau d'ali mentation en parallèle, fournit un trajet de transmission pour un signal à micro-ondes transmis du système radar 11 au roseau d'antennes 10 , en vue d'être transmis à une cible (non représentée), et un trajet servant à la réception de signaux d'échos provenant de la cible (non représentée) et transmettant ces signaux au système radar 11.Plusieurs bus de commande 29a-29n, 29a-29n, partent du système radar 11. Les signaux circulant dans de tels bus 29a-29n, 29a-29n sont utilisés pour commander les éléments émetteun-récepteur 12a-12n du réseau d'antennes 1O. Le signal à micro-ondes provenant du réseau d'alimentation 14 est envoyé à chacun des éléments émetteurorécepteurs 12a-12n, comme cela est indiqué par des flèches en forme de triangle évidé 13.La partie du signal à micro-ondes envoyée à chacun des éléments émet teursvrécepteuzs 12a - 12n est alors envoyée à un élément correspondant faisant partie des éléments d'antenne 26a26n.De façon similaire une partie du signal d'écho à micro-ondes provenant de la cible est envoya à chacun des éléments d'antenne 26a-26n, aux éléments émetteunvrécep- teurs correspondant: 12a-12n, et au réseau d'alimentation 14 comme cela est indiqué par des flèches repérées par des triangles pleins 15, en vue d'être traitée par le système radar 11.Les signaux de commande circulant dans les bus 29a-29n, 29a-29n pendant le mode d'émission permettent aux éléments émetteulsscepteus 26a-26n de produire des faisceaux collimatés et dirigés d'énergie à micro-ondes émise, et des signaux de commande circulant dans de tels bus pendant le mode de réception permettent à de tels éléments émetteus-récepteus 26a-26n de produire des faisceaux collimatés et dirigés d'énergie à micro-ondes reçue.
En se référant maintenant à la figure 2, on voit qu'un élément représentatif faisant partie des éléments émetteuls-récepteurs 12a-12n, ici un élément émetteur-ré cepteur 12i, est accouplé par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 33i à une partie du réseau d'alimentation 14 et à un élément d'antenne 26i, par l'intermédiairedrune ligne de transmission 35i, comme représenté. L'élément émetteur-récepteur 12i comporte ici des lignes de transmission à 50 ohms 32a à 32h, quatre commutateurs d'émission/ réception (T/R) 18a-18d, dont chacun possède une borne commune 20a-20d, deux bornes de branchement 19a-19d et 21a-21d et une entrée de commande 22a-22d.-Chacune des entrées de commande 22a-22d est alimentée par deux lignes de commande 29i1, 29i1 de bus 29i, 29i.Les commutateurs d'émission/réception T/R 18a-18d sont ici d'un type qui sera expliqué ultérieurement en liaison avec les figures 18-19. Cependant,il suffit de dire ici que des signaux complémentaires, binaires ou logiques sont envoyés aux lignes de commande 29il, 29i1, respectivement, et que de tels signaux logiques sont utilisés pour commander le couplage électrique entre la borne commune et les bornes de branchement.Ainsi par exemple, dans le cas de l'utilisation de l'un des commutateurs d'émission/réception T/R 18a-18d, à savoir ici le commutateur 18a, un tel commutateur 18a possède une borne commune 20a raccordée à une borne de branchement 18a en réponse à un premier couple d'états logiques de signaux de commande envoyés aux lignes 29i1,29il, c'est-à-dire un 1 logique dans la ligne 29i1 et un 0 logique dans la ligne 29net une telle borne commune 20a est reliée à une borne de branchement 21a en réponse au couple complémentaire d' états logiques des signaux de commande envoyés à la ligne 29i 29i1, c'est-à-dire un 0 logique dans la ligne 29i1 et'un 1 logique dans la ligne 29il. La borne commune 20a du commutateur d'émission/réception.T/R 18a est accouplée au réseau d'alimentation 14 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33i, comme représenté . Les bornes de branchement 19a et 21a du commutateur d'émis sion/réception T/R 18a sont accouplées aux bornes de branchement 19d et 21b par l'intermédiaire de lignes de transmission respectives 32a et 32h La borne de branchement 19b du commutateur d'émission/réception
T/R 18b est accouplée à une entrée d'un amplificateur d'émission 24, par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32d. L'amplificateur d'émissicn24 est oonstitué par un substrat semi-isolant, ici un substrat en arseniure de gallium (GaAs). La sortie de l'amplificateur d'émission 24 est accouplée à la borne de branchement 19c du commutateur d'émission/réception T/R 18c, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32e.La borne commune 20c du commutateur d'émission/réception
T/R 18c est accouplée à l'élément d'antenre26i par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 35i. La borne de branchement 21c du commutateur d'émission/réception T/R 18c est accouplée à une entrée de l'amplificateur de réception 28 par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32f. L'amplificateur de réception 28, ici un amplificateur à faible bruit, e s t formé sur un substrat semi-isolant (ici du GaAs). La sortie de l'amplificateur de réception 28 est accouplée à la borne de branchement 21d du commutateur d'émission/réception lSd, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32g. La borne commune 20d du commutateur d'émission/réception T/R 18d est accouplée à l'entrée d'un déphaseur actif 40, ici un déphaseur actif non réciproque possédant plusieurs étages (non représentés et qui sont décrits de façon détaillée en rapport avec les figures 5,6 et 7), par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32b. Cependant, il suffit de direici que chaque étage du déphaseur actif comporte un transistor à effet champ polarisé de façon convenable pour appliquer un certain gain au signal à haute fréquence le traversant. Les signaux de commande prévus pour le déphaseur actif 40 sont envoyés à ce dernier par l'inter médiaire des lignes 29i2,29i2 du-bus 29i. La sortie du déphaseur actif 40 est accouplée à la borne commune 23b du commutateur d'émission/réception T/R 18b, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32c.
T/R 18b est accouplée à une entrée d'un amplificateur d'émission 24, par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32d. L'amplificateur d'émissicn24 est oonstitué par un substrat semi-isolant, ici un substrat en arseniure de gallium (GaAs). La sortie de l'amplificateur d'émission 24 est accouplée à la borne de branchement 19c du commutateur d'émission/réception T/R 18c, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32e.La borne commune 20c du commutateur d'émission/réception
T/R 18c est accouplée à l'élément d'antenre26i par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 35i. La borne de branchement 21c du commutateur d'émission/réception T/R 18c est accouplée à une entrée de l'amplificateur de réception 28 par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32f. L'amplificateur de réception 28, ici un amplificateur à faible bruit, e s t formé sur un substrat semi-isolant (ici du GaAs). La sortie de l'amplificateur de réception 28 est accouplée à la borne de branchement 21d du commutateur d'émission/réception lSd, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32g. La borne commune 20d du commutateur d'émission/réception T/R 18d est accouplée à l'entrée d'un déphaseur actif 40, ici un déphaseur actif non réciproque possédant plusieurs étages (non représentés et qui sont décrits de façon détaillée en rapport avec les figures 5,6 et 7), par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32b. Cependant, il suffit de direici que chaque étage du déphaseur actif comporte un transistor à effet champ polarisé de façon convenable pour appliquer un certain gain au signal à haute fréquence le traversant. Les signaux de commande prévus pour le déphaseur actif 40 sont envoyés à ce dernier par l'inter médiaire des lignes 29i2,29i2 du-bus 29i. La sortie du déphaseur actif 40 est accouplée à la borne commune 23b du commutateur d'émission/réception T/R 18b, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32c.
Pendant un mode d'émission, l'élément récepteur 12i transmet un signal hyperfréquence ou à micro-ondes depuis le système radar 11 à l'élément d'antenne 26i.
U n. t r a j e t servant à l'6 mi s s i 9 n. d'un-si- gnal provenant du système radar 11 par l'intermédiaire du réseau d'alimentation 14 jusqu'à l'élément d'antenne 26i est illustré sur la figure 2 par une flèche 13 formée d'un triangle évidé, comme représenté. Dans le mode d'émission ,, les signaux de commande circulant dans la ligne 29i1, 29i1 sont utilisés pour accoupler chacune des bornes communes 20a-20d aux bornes correspondantes de branchement 19a-19d des commutateurs respectifs d'émission/réception T/R 18a-18d. Ainsi, une partie du signal à micro-ondes est transmis du système radar 11 à l'entrée du déphaseur actif 40.Le déphaseur actif 40 e: s t utilisé pour modifier le déphasage du signal à micro-ondes appliqué, d'une valeur prédéterminée confor mément aussignaux de commande circulant dans les bus 29i2 29i2 et qui sont envoyés à une entrée de commande 42 du déphaseur actif 40. Le signal déphasé à micro-ondes est ensuite envoyé à l'entrée de l'amplificateur d'émission 24.
Le signal présent sur la sortie de l'amplificateur d'émission 24 est envoyé à l'élément d'antenne 26i.
Pendant le mode de réception1 une partie d'un signal d'écho reçu est envoyée depuis l'élément d'antenne 26i au système radar 11. Un trajet de- transmission servant à envoyer le signal d'écho reçu depuis l'élé- ment d'antenne 26i jusqu'au système radar 11 est illustré sur la figure 2 par des flèches en forme de triangles pleins 15, comme cela est représenté. Pendant le mode de réception, les états logiques complémentaires des signaux de commande circulant préalablement dans les lignes 29i1-29il sont maintenant envoyés aux lignes 29i1, 29i1, et de tels signaux sont utilisés pour accoupler chacune des bornes communes 20a-20d aux bornes de branchement 21a-21d des commutateurs d'émission/réception
T/R respectifs 18a-18d.Ainsi le signal d'écho est envoyé depuis l'élément d'antenne 26i à l'amplificateur de réception 28. Le signal présent sur la sortie de l'amplificateur de réception 28 est envoyé à l'entrée de l'élément déphaseur actif 40. Le signal traversant le déphaseur est à nouveau déphasé conformément aux signaux de commande envoyé dans les bus de transmission 29i2-29i2.
T/R respectifs 18a-18d.Ainsi le signal d'écho est envoyé depuis l'élément d'antenne 26i à l'amplificateur de réception 28. Le signal présent sur la sortie de l'amplificateur de réception 28 est envoyé à l'entrée de l'élément déphaseur actif 40. Le signal traversant le déphaseur est à nouveau déphasé conformément aux signaux de commande envoyé dans les bus de transmission 29i2-29i2.
Le signal déphasé produit à la sortie de l'élément déphaseur actif 40 est ensuite envoyé au système radar 11 par I'intermédiaire du réseau d'alimentation 14. Ainsi on notera que le signal à micro-ondes est envoyé par l'intermédiaire du déphaseur actif 40 suivant les memes directions à la fois pour le mode d'émission et pour le mode de réception. Ainsi, en se référant à nouveau à la figure 1, d'une manière similaire chacun des différents éléments émetteurs-récepteurs 12a-12n est utilisé pour transmettre une partie du signal à micro-ondes entre le système radar 11 et ledit ensemble d'éléments d'antenne 26a-26n, par l'intermédiaire du réseau d'alimentation 14, de manière à produire en combinaison un faisceau collimaté et dirigé (non représenté) pendant le mode d'émission et le mode de réception.
En se référant maintenant à la figure 3, on voit qu'une autre forme de réalisation d'un élément émetteurrécepteur 12i' convenant pour être utilisée dans le réseau d'antennes 10 de la figure l est représenté accouplé à une partie du réseau d'alimentation 14 et à l'élé- ment d'antenne 26i. L'élément émetteur-récepteur 12i' comporte ici un commutateur 310 à cinq bornes, le déphaseur actif 40, l'amplificateur d'émission 24, l'amplificateur de réception 28 et le commutateur d'émission/réception
T/R à trois bornes 18c, comme représenté. Le commutateur 310 à cinq bornes est formé sur un substrat (non représenté) ici de l'arseniure de gallium (GaAs) semi-isolant ayant un plan de mise à la masse (non représenté) avec un plaquage d'or formé sur la surface inférieure du substrat.Dans des régions actives de parties de la surface supérieure du substrat semi-isolant se trouvent disposés des transistors à effet de champ 50a-50d, à savoir
d e s transistors à effet de champ à base de GaAs comportant chacun des électrodes de grille 52a-52d (figure 3), une électrode de drain 54a-54d et une électrode de source 56a-56d.Les électrodes de grille 52a-52d des transistors à effet de champ 50a,50d, sont raccordées à la ligne de commande 29i1, et les électrodes de grille 52a52c des transistors à effet de champ 50b, 50c sont raccordées à un ligne de commande 29i1, comme cela est représenté. Les transistors à effet de champ sont rac cordés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse). Le commutateur d'émission/réception T/R 310 comporte en outre des lignes de transmission 60a-60f.Chaque ligne de transmission 60a-60f possède une longueur électrique correspondant à un quart de la longueur d'onde (oc/4), Ac repésentant la longueur d'onde de la fréquence de bande centrale nominale ou de fonctionnement correspondante (fc) du circuit. Le réseau d'alimentation 14 est raccordé électriquement à une pre mière extrémité de la ligne de transmission Bic/4 60al et à une première extrémité 60f1 de la ligne de transmission Xc/4 60f, par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33i. L'électrode de drain 54c du transistor à effet de champ 50c est raccordée électriquement à une seconde ex trémité 60a2 de la ligne de transmission Ac/4 60a. Une première extrémité 60b1 de la ligne de transmission Suc/4 60b est raccordée électriquement à la seconde extrémité 60a2 de la ligne de transmission 60a et à l'électrode de de drain 54c. Une seconde extrémité 60b2 de la ligne de transmission Ac/4 60b est raccordée électriquement à la borne d'entrée du déphaseur actif 40, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32b et à une première ex trémité60dl de la ligne de transmission Ac/4 60d. La seconde extrémité 60d2 de la ligne de transmission 60d est raccordée électriquement à la sortie de l'amplificateur de réception 28 et à l'électrode de drain 54d du transistor à effet de champ 50d.Une seconde extrémité 60f2 de la ligne de transmission Ac/4 60f est raccordée électriquement à une première extrémité 60el de la ligne de transmission Ac/4 60e et à l'électrode de drain 54a du transistor à effet de champ 50a. Une seconde extrémité 60e2 de la ligne de transmission Ac/4 60e est accouplée à la sortie du déphaseur actif 40 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32d et à une première extrémité 60C1 de la ligne de transmission Ac/4 60c. Une seconde extrémité 60c2 de la ligne de transmission Ac/4 60c est accouplée à l'entrée de l'amplificateur d'émission 24 et à l'électrode de drain 54b du transistor à effet de champ 50b.Les raccordement de de l'amplificateur d'émis- sion 24 et de l'amplificateur de réception 28 au commutateur d'émission/réception T/R 18d sont les mêmes, com me- cela a été explicité en liaison avec la figure 2.
T/R à trois bornes 18c, comme représenté. Le commutateur 310 à cinq bornes est formé sur un substrat (non représenté) ici de l'arseniure de gallium (GaAs) semi-isolant ayant un plan de mise à la masse (non représenté) avec un plaquage d'or formé sur la surface inférieure du substrat.Dans des régions actives de parties de la surface supérieure du substrat semi-isolant se trouvent disposés des transistors à effet de champ 50a-50d, à savoir
d e s transistors à effet de champ à base de GaAs comportant chacun des électrodes de grille 52a-52d (figure 3), une électrode de drain 54a-54d et une électrode de source 56a-56d.Les électrodes de grille 52a-52d des transistors à effet de champ 50a,50d, sont raccordées à la ligne de commande 29i1, et les électrodes de grille 52a52c des transistors à effet de champ 50b, 50c sont raccordées à un ligne de commande 29i1, comme cela est représenté. Les transistors à effet de champ sont rac cordés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse). Le commutateur d'émission/réception T/R 310 comporte en outre des lignes de transmission 60a-60f.Chaque ligne de transmission 60a-60f possède une longueur électrique correspondant à un quart de la longueur d'onde (oc/4), Ac repésentant la longueur d'onde de la fréquence de bande centrale nominale ou de fonctionnement correspondante (fc) du circuit. Le réseau d'alimentation 14 est raccordé électriquement à une pre mière extrémité de la ligne de transmission Bic/4 60al et à une première extrémité 60f1 de la ligne de transmission Xc/4 60f, par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33i. L'électrode de drain 54c du transistor à effet de champ 50c est raccordée électriquement à une seconde ex trémité 60a2 de la ligne de transmission Ac/4 60a. Une première extrémité 60b1 de la ligne de transmission Suc/4 60b est raccordée électriquement à la seconde extrémité 60a2 de la ligne de transmission 60a et à l'électrode de de drain 54c. Une seconde extrémité 60b2 de la ligne de transmission Ac/4 60b est raccordée électriquement à la borne d'entrée du déphaseur actif 40, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission 32b et à une première ex trémité60dl de la ligne de transmission Ac/4 60d. La seconde extrémité 60d2 de la ligne de transmission 60d est raccordée électriquement à la sortie de l'amplificateur de réception 28 et à l'électrode de drain 54d du transistor à effet de champ 50d.Une seconde extrémité 60f2 de la ligne de transmission Ac/4 60f est raccordée électriquement à une première extrémité 60el de la ligne de transmission Ac/4 60e et à l'électrode de drain 54a du transistor à effet de champ 50a. Une seconde extrémité 60e2 de la ligne de transmission Ac/4 60e est accouplée à la sortie du déphaseur actif 40 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32d et à une première extrémité 60C1 de la ligne de transmission Ac/4 60c. Une seconde extrémité 60c2 de la ligne de transmission Ac/4 60c est accouplée à l'entrée de l'amplificateur d'émission 24 et à l'électrode de drain 54b du transistor à effet de champ 50b.Les raccordement de de l'amplificateur d'émis- sion 24 et de l'amplificateur de réception 28 au commutateur d'émission/réception T/R 18d sont les mêmes, com me- cela a été explicité en liaison avec la figure 2.
Pendant le mode d'émission, comme représenté par les flèches 13 formées de triangles évidés, un signal de commande logique circulant dans la ligne 29il du bus 29i est envoyé aux électrodes de grille 52, 52d du transistor à effet de champ 50a, 50b et le complément d'un tel signal de commande logique est envoyé (par l'intermédiaire de la ligne 29il du bus 29i) aux grilles 52b, 52c des transistors à effet de champ 50b, 50c. En réponse à de tels signaux, les transistors à effet de champ 50a, 50d sont placés à l'état conducteur et les transistors à effet de champ 50b et 50c sont placés à l'état non conducteur.Les lignes de transmission #o/4 60d, 60e et 60f ont leurs extrémités 60d2, 60el et 60f2 raccordées électriquement aux transistors à effet de champ 50a et 50b, comme cela a été précédemment décrit. Lorsque les transistors à effet de champ 50a, 50d sont placés à l'état conducteur, un court-circuit (voie ou trajet de faible impédance à la masse, repérée par # ) est établi aux extrémités 60d2, 60el et 60f2 des lignes de transmission 60d-60f accouplées aux transistors à effet de champ 50a, 50d.A une distance correspondant à un quart de la longueur d'onde à partir de ces emplacements (sur la seconde extrémité 60dl, 60e2 et 60fl de chaque ligne de transmission 60d-60f), les court-circuits aux extrémités 60d2, 60e1, 60f2 apparaissent sous la forme de circuits ouverts (voies ou trajets d'impédance élevi reliés à la masse et repérés par # ) sur les extrémités 60dl, 60e2, 60f1, pour un signal à micro-ondes possédant une longueur d'onde sensiblement égale à la longueur d'onde de la fréquence nominale ou de bande centrale de fonctionnement correspondante, pour l'émetteur-récepteur. Ainsi aucun trajet de transmission de signaux n'est établi pendant le mode d'émission par l'intermédiaire de la ligne 60f et d'énergie émise passe par les lignes 60a et 60b.En outre étant donné que l'éxtrémité 60dl apparaît sous la forme d'un circuit ouvert # , l'énergie transmise circule de- puis la ligne 60b en passant par la ligne 32b, par le déphaseur 40 et par la ligne 32c. Etant donné que l'extrémité 60e2 apparat sous la forme d'un circuit ouvert Q9, , énergie transmise puis déphasée circule en passant
par la ligne 60c, l'amplificateur d'émission 22, le com
mutateur d'émission/réception T/R/18 d jusqu'à l'antenne
26i, comme cela a été décrit précédemment-en liaison avec
la figure 2.
par la ligne 60c, l'amplificateur d'émission 22, le com
mutateur d'émission/réception T/R/18 d jusqu'à l'antenne
26i, comme cela a été décrit précédemment-en liaison avec
la figure 2.
Pendant le mode de réception , comme représen té par les flèches formées de triangles pleins 15, les signaux de commande circulant dans les lignes 29il, 29il sont commutés (ou complémentés) dans un état logique pla çant les transistors à effet de champ 50a et 50b dans un état non conducteur et plaçant les transistors à effet de champ 50b et 50c dans un état conducteur.Les extrémités 60a2, 60bl et 60c2 des lignes de transmission Tac/4 60a, 60b et 60c, qui sont accouplées aux électrodes de drain 45b et 45c des transistors à effet de champ 50b et 50d sont par conséquent raccordées à la masse et les autres extrémités 60al et 60b2 et 60c1 des lignes de transmission 60a, 60b et 60c présentent des impédances correspondant à des circuits ouverts. Ainsi un signal à micro-ondes provenant de l'élément d'antenne 26i est envoyé à la sortie de l'amplificateur de réception 24 comme cela a été explicité en liaison avec la figure 2.
Le signal reçu est ensuite transmis par l'intermédiaire de la ligne de transmission 60d à l'élément déphaseur actif 40. Le signal présent sur la sortie du déphaseur actif 40 est par conséquent envoyé au système radar 11 par l'intermédiaire des lignes de transmission 60e et 60f.
En se référant maintenant à la figure 4, une autre forme de réalisation d'un émetteur-récepteur, ici l'émetteur-récepteur 12i" convenant pour être utilisé dans le réseau d'antennes comwadEes en phase 10 de la figure 1, est représenté comme étant accouplé à une partie du réseau d'alimentation 14 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33i et à l'élément d'antenne 26i par l'intermédiaire de la ligne de transmission 35i, comme représenté. L'élément émetteur-récepteur 2i" comporte des commutateurs d'émission-réception T/R 18a et 18c, un amplificateur d'émission 24 et un amplificateur de réception 28. Ici, cependant, il est prévu un déphaseur actif 44 à deux canaux.Le déphaseur actif 44 à deux canaux comporte plusieurs étages déphaseurs branchés en cascade, à savoir ici les étages 44a-44d d'un type qui sera décrit ultérieurement en détail en référence aux figures 10-12. Le commutateur d'émission/réception T/R 18a comporte une borne commune 20a raccordée au réseau d'alimentation 14 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 33i. Les bornes de branchement 19a et 21a du commutateur d'émission/réception T/R 18a sont raccordées respectivement à l'entrée 47a d'un premier canal 47 et à la sortie 49b d'un second canal 49 du déphaseur à deux canaux 44, comme cela est indiqué. La sortie 47b du premier canal 47 est raccordée à l'entrée de l'amplificateur d'émission 24 par l'intermédiaire de la ligne de tranmission 32b.La sortie de l'amplificateur de réception 28 est accouplée à l'entrée 49a du second canal 49 par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32e.
Le raccordement de l'émetteur-récepteur 12i" à l'élément d'antenne 26i (figure 1) est réalisé comme cela a été précédemment expliqué.
Pendant le mode d'émission, comme représenté par les flèches 13 formées d'un triangle évidé, en réponse à des signaux de commande complémentaires présents dans les lignes 29il, 29il, un signal à micro-ondes envoyé à une borne commune 20a à partir du système radar 11 est envoyé à la borne de branchement 19a. Un tel signal provenant de la borne de branchement 19a est envoyé à l'entrée 47a du déphaseur à deux canaux 44. Le signal est déphasé et est envoyé à l'amplificateur d' émission 24 et à l'antenne 26, comme cela a été précédemment décrit. Pendant le mode de réception, comme représenté par les flèches formées de triangles pleins 25, en réponse aux compléments des signaux de commande précédents présents dans les lignes 29il, 29i, le signal à micro-ondes envoyé à la borne commune 20c à partir de l'antenne 26i est envoyé à la borne de branchement 21c et par conséquent à l'amplificateur de réception 28. Le signal présent à la sortie de l'amplificateur de réception 28 est envoyé à l'entrée 49a du déphaseur 44. Le signal déphasé est alors envoyé par l'intermédiaire du commutateur d'émission/réception T/R 18a au système radar 11, comme cela a été décrit précédemment.
En se référant maintenant à la figure 5, on voit qu'un déphaseur commandé numériquement 40, à un canal, convenant pour être utilisé dans l'élément émetteur-récepteur 12i (figure 2) et dans l'élément émetteurrécepteur 12i' (figure 3) comporte plusieurs étages 40a40d branchés en cascade, et pour lesquels les parties identiques de chaque étage- sont repérées par les mêmes chiffres de référence.
A titre d'exemple, l'un de ces étages 40a-40d, ici étage 40a, est décrit de façon détaillée en liaison avec les figures 7-8. En se référant maintenant à la figure 6, on voit que l'étage 40a du déphaseur est formé sur un substrat ici un substrat 41 en GaAs ayant un plan de mise à lamasse43, comme représenté. En se référant également aux figures 7, 8, on voit que l'étage 40a du déphaseur comporte une ligne de transmission à micro-ondes 512, possédant ici une impédance de 50 ohms, accouplée à un circuit 513 d'adaptation de l'impédance d'entrée. La ligne de transmission 512 est ici alimentée par un signal à micro-ondes en provenant de la ligne de transmission 32b (figure 2).Le circuit 513 d'adaptation de l'impédance d'entrée est ici utilisé pour adapter l'impédance d'entrée de l'étage 40a du déphaseur à l'impédance caractéristique de la ligne de transmission 512. Le circuit 513 d'adaptation de l'impédance d'entrée comporte ici une première section de ligne de transmission 514 possédant une réactance qui est essentiellement de nature inductive, accouplée en shunt à la section de ligne de transmission d'entrée 512 par l'intermédiaire d'une plaque de base 526c d'un condensateur 526. La plaque de base 526c du condensateur 526 est accouplée à une extremité de la section de ligne de transmission 514 branchée en shunt. La plaque supérieure 518a d'un second condensateur 518 branché en série est accouplée à une ligne 516 et la plaque de base du condensateur 518 est accouplée à la masse par l'intermédiaire d'un trou 518b comme représenté.Le plot de mise à la masse 522 est accouplé à la masse par l'intermédiaire d'un trou de connexion 522a. Comme représenté sur la figure 6B, le condensateur 526 est formé sur la surfaczdu substrat 41 et comporte ici une plaque supérieure 526 qui est accouplée par l'intermédiaire d'un pont a air 526 d à l'élément conducteur en forme de bande d'une ligne de transmission 528. Au-dessous de cette plaque supérieure est alignée une plaque de base ou plaque inférieure 526c constituée par un dépôt d'or par évaporation, qui a été effectué sur le substrat 41.La plae superieure 526a et la plaque de base 526c son séparées par une couche 526b de nitrure de silicium (Si3N4) possédant une épaisseur de 500 nm.
La plaque de base 526c comporte un doigt 526e (figure 6) qui est utilisé pour raccorder le second élément de circuit, ici la section de ligne de transmission 514, au condensateur 526. Le raccordement est réalisé au moyen d'un contact métal sur métal qui assure la liaison à la plaque de base 526c. Une seconde section de ligne de transmission 516, possédant ici une réactance qui est principalement inductive, est accouplée en shunt entre les condensateurs 518 et 526. Le raccordement du condensateur 518 à la section d'inductance 516 fournit l'élément 520 d'application de la polarisation à l'électrode de grille.Le circuit 513 d'adaptation d'entrée comporte en outre la troisième section de ligne de tranmission 528'qui possède ici également une réactance qui est essentiellement inductive est qui est raccordée entre la liaison du condensateur 526 à la section de ligne de transmission en shunt 516, et la jonction d'entrée commune 532. L'étage déphaseur 40a comporte en outre un commutateur 530 à transistors à effet de champ, comprenant deux transistors à effet de champ possédant deux grilissde commande, 530a, 530b, comme cela est représenté. Les transistors à effet de champ 530a et 530b comprennent des premières électrodes de grille 532a-532b accouplés à la jonction commune 532, des secondes électrodes de grille 534a-534b, des électrodes de drain séparées 536a, 536b et des électrodes de source séparées 538a, 538b.Les transistors à effet de champ 530a 530b sont ici branchés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse). Les transi s- tors à effet de champ 530a, 530b sont fabriqués de telle manière que les gains et les phases délivrés par chacun d'eux aux signaux envoyés à l'électrode de grille et transmis à l'électrode de drain sont essentiellement identiques. En d'autres termes 1S211a1 à savoir la fraction de puissance envoyée à l'électrode de drain 536a du transistor 530a à partir du signal présent sur l'électrode de grille 532a est essentiellement égal à jS2llb' à savoir la fraction de puissance disponible sur l'électrode de drain 536b du transistor à effet de champ 530b , en provenance d'un signal d'entrée envoyé à l'électrode de grille 532b du transistor à effet de champ 530b.De façon similaire S21la = S21lb, c'est-à-dire que les phases des puissances instantanées délivrées aux deux électrodes de drain des transistors à effet de champ 530a, 530b sont essentiellement identiques. Les électrodes de grille de commande 534a, 534b délivrent des signaux de commande dans les lignes 29ira 29i2a (figure 2). Ces signaux de commande sont utilisés pour commander la transmission d'un signal d'entrée envoyé à l'électrode de grille 532a, 532b aux drains correspondants536a, 536b des transistors à effet de champ 530a, 530b. Les composantes à haute fréquence contenues dans les signaux circulant dans les lignes de commande 29i2a, 29i 2a sont court-circuitées à la masse par l'intermédiaire de condensateurs 527a, 527b.Les électrodes de drain 536a, 536b sont raccordées électriquement à des circuits identiques 545a, 545b d'adaptation d'impédance, comme cela est représenté. Le circuit d'adaptation 545a (figure 8) comporte ici une première section de ligne de transmission 548a branchée en série entre 1' électroae de drain 536a et un condensateur de couplage 552a. Une seconde section de ligne de transmission 549a est branchée en shunt avec la jonction de la première section de ligne de transmission 548a, la plaque de base du condensateur 552a, et une plaque supérieure d'un condensateur 544 de blocage de la composante continue. La plaque de base du condensateur 544 de blocage de la composante continue est raccordée à la masse par l'intermédiaire d'un trou de connexion 544a (figure 6).Le circuit 545b d'adaptation d'impédance est réalisé d'une manière similaire sur le substrat 41 (figure 6) pour l'électrode de drain 536b. Le circuit 545b d'adaptation d'impédance comporte une section de ligne de transmission 548b, un condensateur de couplage 552b, et une seconde section de ligne de transmission 549b accouplée à l'électrode de drain 536b de la meme manière que les éléments correspondants du circuit 545a d'adaptation d'impédance. Le raccord commun des sections de ligne de transmission 549a-549b et du condensateur 544 de blocage de la composante continue fournit l'élément 546 d'alimentation de polarisation pour les électrodes de drain 536a et 536b. Comme représenté sur la figure 6A, l'élément 542 d'alimentation de polarisation est ici isolé de la section de ligne de transmission 548b par un recouvrement plaqué classique à fente d'air.
En général de tels recouvrements sont utilisés ici dans toutes les formes de réalisation en vue d'isoler les unes des autres de telles voies de signaux s'entrecroisant. Les plaques supérieures des condensateurs de couplage 552a-552b des circuits 545a, 545b d'adaptation d'impédance sont réalisées d'un seul tenant avec les éléments conducteurs en forme de bande des lignes respectives de transmission 554a et 553. La ligne de transmission 554a possède une longueur électrique qui applique un déphasage Xl + a à.un signal d'entrée, qui lui est envoyé, et la ligne de transmission 553 possède une longueur électrique qui applique un déphasage 01 à un signal d'entrée, qui lui est appliqué.Un tel couple de ligne de transmission 554a, 553 comme représenté sur la figure 9a et décrit de façon plus détaillée ci-apres fournit un trajet de transmission appliquant un incrément de déphasage unique Q0å- Chaque seconde extrémité de la section de ligne de transmission 554a, 553 est accouplée à une borne d'entrée correspondante 565, 567 d'un coupleur classique à trois bornes, qui accouple l'énergie provenant de deux bornes d'entrée et délivre l'énergie accouplée, à une borne de sortie, par l'intermédiaire de bras de raccordement 562, 564. Un tel coupleur est décrit dans un article intitulé coupleurs monolithiques au GaAs de
Lange et Wilkinson de Raymond C. Waterman Jr. et consorts, dans le document IEEE Transactions on Electron
Devices, Vol.ED-28, NO 2, Février 1981. La sortie de ce coupleur à trois bornes est reliée électriquement à une borne de sortie 570. Les condensateua 518, 526, 544, 552a, 552b, 527a et 527b sont ici réalisés de façon similaire à ce qui a été explicité pour le condensateur 526.
Lange et Wilkinson de Raymond C. Waterman Jr. et consorts, dans le document IEEE Transactions on Electron
Devices, Vol.ED-28, NO 2, Février 1981. La sortie de ce coupleur à trois bornes est reliée électriquement à une borne de sortie 570. Les condensateua 518, 526, 544, 552a, 552b, 527a et 527b sont ici réalisés de façon similaire à ce qui a été explicité pour le condensateur 526.
En cours de fonctionnement, un signal d'entrée envoyé à la ligne de transmission 512 est transmis à chaque électrode de grille 532a, 532b. Un tel si gnal est envoyé à l'une des électrodes de drain 536a, 536b, de façon sélective, conformémentaux signaux de commande envoyés dans la ligne 29i2a, 29i2a aux électrodes de grille de commande 534a, 534b. Si le signal d'entrée en réponse à de tels signaux de commande présents dans les lignez 29i2a, 29i2a est transmis à l'électrode de drain 536a, la phase d'un tel signal est décalée d'une quantité l + Aa par la ligne de transmission 554a.
Inversement, le trajet électrique partant de l'électrode de drain 536b et aboutissant au coupleur 560 fournit une longueur de trajet correspondant à un déphasage égal à 1 Donc/ si en réponse aux signaux de commande présents dans les lignes 29i2a, 29i2a' le signal d'entrée est envoyé à l'électrode de drain 536b, la phase d'un tel signal à la sortie 570 est décalée d'une quantité 1 par la ligne de transmission 553. Ainsi, un déphasage d'un signal d'entrée ayant pour valeur 1 ou 1 + a au niveau de la sortie 570 est sélectionné en réponse aux signaux de commande présents dans les lignes 29i2a, 29i 2a Plusieurs étages de ce type sont interconnectés en cascade de manière à former le déphaseur 40 (figure 5).Chaque étage comporte deux voies ou trajets qui correspondent au déphasage d'un signal d'entrée, d'une valeur de #1 dans un trajet et d'une valeur 1 + hi dans le second trajet, i représentant le numéro de l'étage. Pour quatre étages branchés en cas cade, le déphase Ai pour chaque étage est ici ##a = 180 ,
a ##b =90 et Ac = 450 et ##d = 22,50.
a ##b =90 et Ac = 450 et ##d = 22,50.
En se référant à nouveau à la figure 5, sur laquelle des parties identiques dans chaque étage sont désignées par les mêmes chiffres de référence, on voit que le déphaseur actif non réciproque 40 utilisé pour produire sur une borne 570d un signal de sortie possédant un déphasage prédéterminé par rapport a un si- gnal d'entrée présent dans la ligne de transmission 512, comporte quatre étages déphaseurs branchés en cascade 40a-40d, comme représenté. Chaque étage déphaseur 40a40d réalisé conformément aux figures 6-8, applique de façon sélective un déphasage unique à un signal d'entrée, ledit déphasage étant égal à ##a = 180 , ##b = 90 , ##c = 45 et ##d = 22,5 .Chaque étage de déphasage comporte une longueur unique de ligne de transmission entre le circuit 545a d'adaptation de sortie et le coupleur 560 à trois bornes. Chaque longueur de ligne de transmission, en combinaison avec la longueur de la ligne de tranmission 553, confère à chaque étage une différence de longueur de trajet propre correspondant au déphasage propre.En réponse à des signaux de commande présents dans les lignes 29i2a- 29i2d et 29i2a-29i2d' les étages déphaseurs 40a-40d appli- quent des combinaisons sélectives d'incréments de déphasage de 0 ou 1800, 0 ou 900, 0 ou 450 et 0 ou 22,50,les signaux de commande desdits étages envoyés par les lignes 29i 2a~à 29i 2d et 29i2a à 29i2d étant représentés par A à
D et A à D respectivement. Le déphasage d'un signal d'entrée par le déphaseur 40 peut être représenté par l'équa- tion logique suivante: = [(A(# + ##a) +A + A (#1)) )+ (B(#1 + ##b) ++ B(#1)) + (C(#1 + ##c) + C (#1)) + (D(#1 + ##a) + D(#1)].
D et A à D respectivement. Le déphasage d'un signal d'entrée par le déphaseur 40 peut être représenté par l'équa- tion logique suivante: = [(A(# + ##a) +A + A (#1)) )+ (B(#1 + ##b) ++ B(#1)) + (C(#1 + ##c) + C (#1)) + (D(#1 + ##a) + D(#1)].
Le déphaseur 40 est par conséquent utilisé pour modifier la phase d'un signal envoyé à la ligne de transmission 512 de l'étage 40a, en la faisant passer de 0 à 3600 selon ici des incréments de déphasage de 22,50.
En se référant aux figures 9A-9D, on voit que les sections de ligne de transmission 5-53 et 554-554d utilisées pour produires des déphasages incrémentaux uniques pour les étages respectifs 40c-40d du déphaseur 40b représenté sur la figure 5, comportent des parties identiques représentées par les mêmes chiffres de référence.
Les lignes de transmission 553 et 554a-554d sont accou plées aux bornes d'entrée 565, 567 du coupleur 560 à trois bornes, comprenant une résistance de charge à pel limule mine 562 et des bras de dérivation 564, 566, et à une partie des réseaux 545a-545b d'adaptation d'impédance, comme cela est représenté. Les lignes de transmission 554a-554d sont formées sur le substrat semi-isolant 41 respectivement par des conducteurs en forme de bande 555a-555d et 557 et par le plan de mise à la masse 43 qui est séparé par un diélectrique, ici le substrat semi-isolant 41. Les conducteurs en forme de bandes 555a-555d et 557 sont agencés de manière à fournir les lignes de transmission correspondantes 554a-554d et 553 possédant chacune une impédance caractéristique de 50 ohms.Les lignes de transmission 554a-554d possèdent chacune une longueur électrique égale à une fraction précise correspondante de la longueur d'onde Ac/2n, par rapport à la section de ligne transmission 553, À étant
c la longueur de la fréquence (fc) nominale ou de bande centrale de fonctionnement pour le déphaseur actif, tandis que n est le nombre total d'étages. Ainsi la section de ligne de transmission 554a possède up trajet d'une longueur (Aa) égal à Ac/2 par rapport à la section de ligne de transmission 553. De façon similaire les lon gu-rs des trajets pour les segments 554b-554d port a la ligne de transmission 553 sont Ac/4 lc/8 et Oc/16. Ainsi les lignes de transmission 554a-554d en liaison avec la section de ligne de transmission 553, présentent ici des différences de longueurs de trajet correspondant à un déphasage de 180 , 90 , 450 et 22,50 d'un signal appliqué par rapport à la phase d'un tel signal.
c la longueur de la fréquence (fc) nominale ou de bande centrale de fonctionnement pour le déphaseur actif, tandis que n est le nombre total d'étages. Ainsi la section de ligne de transmission 554a possède up trajet d'une longueur (Aa) égal à Ac/2 par rapport à la section de ligne de transmission 553. De façon similaire les lon gu-rs des trajets pour les segments 554b-554d port a la ligne de transmission 553 sont Ac/4 lc/8 et Oc/16. Ainsi les lignes de transmission 554a-554d en liaison avec la section de ligne de transmission 553, présentent ici des différences de longueurs de trajet correspondant à un déphasage de 180 , 90 , 450 et 22,50 d'un signal appliqué par rapport à la phase d'un tel signal.
En se référant maintenant à la figure 10, on voit qu'un déphaseur à deux canaux 44, comportant des canaux 47 et 49 et convenant pour être utilisé dans l'émetteur-récepteur 12i" représenté sur la figure 4, comporte quatre étages déphaseurs à 1 bit (étages P.S.) 44a-44d interconnectés en cascade, comme cela est représenté. Les étages déphaseurs à deux canaux 44a-44d sont ici identiques, hormis en ce qui concerne les différences de longueurs de trajet (incrément de déphasage) (E constituant les réseauxdéphaseurs de chaque étage.Chaque canal du déphaseur à deux canaux fournit l'un des deux trajets des signaux, un tel trajet étant choisi en réponse aux signaux de commande envoyés dans les lignes 29i2 29i2d et 29i2a-29i2d De tels trajets fournissent
2d soit un déphage , soit un déphasage 1 + A01 i étant le numéro de l'étage. L'incrément de déphasage iA pour chacun des quatre étages 44a-44d représentés sur la figure 10 est A0a = 1800, A0b = 900, c = 450 et = =22,50 pour les étages respectifs 44a-44d, comme cela a été expliqué en référence aux figures 9a-9d.
2d soit un déphage , soit un déphasage 1 + A01 i étant le numéro de l'étage. L'incrément de déphasage iA pour chacun des quatre étages 44a-44d représentés sur la figure 10 est A0a = 1800, A0b = 900, c = 450 et = =22,50 pour les étages respectifs 44a-44d, comme cela a été expliqué en référence aux figures 9a-9d.
En se référant maintenant à la figure 11, on y voit représenté à titre d'exemple l'un de ces étages déphaseurs, à savoir ici l'étage déphaseur 44a. L'étage déphaseur 44a comporte des transistors à effet de champ 530a-530d comportant chacun un couple d'électrodes de grille 532a-532d et 534a-534d, une électrode de drain 536a-536d et une électrode de source commune 538.
Les transistors à effet de champ 530a-530d sont ici réa- lisés sous la forme d'un commutateur bipolaires à deux
positions 530 à transistors à effet de champ, d'un type décrit dans le brevet déposé aux Etats Unis d'Amérique sous le ne 4 313 126,le 21 Mai 1979 par le déposant de la présente demande. Chacun des transistors à effet de champ 530a-530d est ici branché selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse) comme représenté. Chaque transistor à effet de champ 530a-530d est formé sur le substrat 41 à proximité immédiate des autres transistors à effet de champ 530a-530d, comme cela est représenté.Les transistors à effet de champ 530a 530d sont réalisés de telle manière que les gains et les phases appliqués à un signal d'entrée sont essentiellement identiques comme cela est expliqué en liaison avec les figures 6-7.
positions 530 à transistors à effet de champ, d'un type décrit dans le brevet déposé aux Etats Unis d'Amérique sous le ne 4 313 126,le 21 Mai 1979 par le déposant de la présente demande. Chacun des transistors à effet de champ 530a-530d est ici branché selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse) comme représenté. Chaque transistor à effet de champ 530a-530d est formé sur le substrat 41 à proximité immédiate des autres transistors à effet de champ 530a-530d, comme cela est représenté.Les transistors à effet de champ 530a 530d sont réalisés de telle manière que les gains et les phases appliqués à un signal d'entrée sont essentiellement identiques comme cela est expliqué en liaison avec les figures 6-7.
Le premier canal 47 du déphaseur comporte une ligne de transmission à micro-ondes 512, accouplée ici à l'émetteur-récepteur 12i" (figure 4) par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32a fournissant une entrée des signaux pour l'étage déphaseur 44a. La ligne de transmission à micro-ondes 512 est raccordée électriquement à un circuit 513a d'adaptation d'impédance décrit précédemment en référence aux figures 6-8. Le circuit d'adaptation 513 est raccordé électriquement à la jonction d'entrée commune 532. Cette jontion d'entrée 532 est accouplée aux électrodes de grille d'entrée 532a, 532b des transistors à effet de champ 530a, 530b.Les signaux envoyés dans les lignes 29i2a, 29i en provenance du
2a' 2a système radar 11 (figure 1) sont envoyés aux secondes électrodes de grille 534a, 534b ourla commande de la transmission d'un signal d'entrée présent dans les électrodes de grille d'entrée 532a, 532b aux électrodes de drain correspondantes 536a, 536b des-transistors à effet de champ 530a, 530b. Des composantes à haute fréquence présentes dans les signaux de comrnande envoyés dans les lignes 29i2a, 29i2a sont court-circuitées à la masse par des condensateurs 526a, 526b.Un signal d'entrée envoyé de façon égale aux électrodes de grille d'entrée 532a, 532b est transmis de façon sélective à l'électrode de drain correspondante 536a, 536b conformément aux signaux de commande présents dans la ligne 29i2a, 29ira et envoyés aux électrodes de grille de commande 534a, 534b. L'électrode de drain 537c est raccordée électriquement à un réseau 545a d'adaptation d'impédance, comme cela a été décrit en liaison avec les figures 5-7.
2a' 2a système radar 11 (figure 1) sont envoyés aux secondes électrodes de grille 534a, 534b ourla commande de la transmission d'un signal d'entrée présent dans les électrodes de grille d'entrée 532a, 532b aux électrodes de drain correspondantes 536a, 536b des-transistors à effet de champ 530a, 530b. Des composantes à haute fréquence présentes dans les signaux de comrnande envoyés dans les lignes 29i2a, 29i2a sont court-circuitées à la masse par des condensateurs 526a, 526b.Un signal d'entrée envoyé de façon égale aux électrodes de grille d'entrée 532a, 532b est transmis de façon sélective à l'électrode de drain correspondante 536a, 536b conformément aux signaux de commande présents dans la ligne 29i2a, 29ira et envoyés aux électrodes de grille de commande 534a, 534b. L'électrode de drain 537c est raccordée électriquement à un réseau 545a d'adaptation d'impédance, comme cela a été décrit en liaison avec les figures 5-7.
L'électrode de drain 536b est, de façon similaire, raccordée électriquement aux réseaux 545b d'adaptation d'impédance, comme cela est représenté. Le réseau 545a d'adaptation d'impédance est accouplé ici à la ligne de transmission à micro-ondes 554a. De façon similaire le réseau 545b d'adaptation d'impédance est accouplé à la ligne de transmission à micro-ondes 553. Chaque seconde extrémité des lignes de transmission 553 et 554a est accouplée aux couples de bornes d'entrée 565, 567 du coupleur classique 560 à trois bornes.
Le second canal 49 de l'étage déphaseur numérique 44a comporte une ligne de transmission à micro-ondes 512' accouplée à l'émetteur-récepteur 12i" (figure 4) par l'intermédiaire de la ligne de transmission 32g (figure 2) de manière à former l'entrée des signaux pour le canal 49. La ligne de transmission à micro-ondes 512' est raccordée électriquement à un circuit d'adaptation d'impédance 513' comme cela a été précédemment décrit en rapport avec les figures 5-7. Un second circuit d'adaptation 513' est raccordé électriquement à une jonction commune 532'. Cette jonction commune 532' est raccordée électriquement aux électrodes de grille d'entrée 532c, 532d des transistors à effet de champ 530c, 530d. Les grilles de commande 534c, 534d des transistors à effet de champ 530c, 530d sont raccordées électriquement aux plots des électrodes de grille 524 et 527 respectivement.
Les grilles de commande 534c, 534d reçoivent les signaux présents dans les lignes 29i2a, 29i 2a provenant du système radar 11 (figure 1)1 servant à commander la transmission d'un signal d'entrée présent sur les électrodes de grilles d'entrée 532c, 532d, en direction des électrodes de drain 536c, 536d des transistors à effet de champ 530a, 530b. Les électrodes de drain 536c-536d sont raccordées électriquement aux réseaux d'adaptation d'impédance 545c545d, comme cela a été décrit en référence aux figures 6-8.Les lignes de transmission 553' et 544a' sont branchées entre les réseaux 545c-545d d'adaptation d'impédance et le coupleur 560' à trois bornes. Le coupleur 560' à trois bornes est raccordé électriquement à la borne de sortie 570'.
La différence totale de longueur de trajet de la connexion reliant l'électrode de drain 536a au coupleur à trois bornes 560, pour le canal 47, est ensuite sélectionnée de manière à produire un déphasage correspondant égal à 1 + Aa comme cela a été expliqué en référence aux figures 9-Pr9D. La différence totale de la longueur de trajet de la connexion reliant l'électrode de drain 536b au coupleur à trois bornes pour le canal 47 est sélectionnée de manière à fournir un déphasage correspondant égal à . Ainsi la phase d'un signal appliqué aux électrodes de grille 532a, 532b est décalée d'une valeur 1 + a ou 1 de façon sélective en fonction des signaux de commande envoyés aux électrodes de grilles de commande 534a, 534b.De la même manière les lignes de tranmission 553', 554a' fournissent des longueurs de trajet pour le canal 49 entre les drains 536c, 536d, correspondant à 1 + ##a Aa OU
En se référant à nouveau à la figure 10, on voit que le déphaseur à deux canaux 44 comportant les canaux 47 et49 possède des étages 44a-44d dont chacun applique un déphasage unique à un signal envoyé. Chaque canal fournit des combinaisons sélectives d'incréments de déphasage a 1800, Ab = 900, c = 450 et ##a = 22,50 en réponse aux signaux de commande présents dans les lignes 29i2a - 29i2d, 29i2a - 29i2d.
En se référant à nouveau à la figure 10, on voit que le déphaseur à deux canaux 44 comportant les canaux 47 et49 possède des étages 44a-44d dont chacun applique un déphasage unique à un signal envoyé. Chaque canal fournit des combinaisons sélectives d'incréments de déphasage a 1800, Ab = 900, c = 450 et ##a = 22,50 en réponse aux signaux de commande présents dans les lignes 29i2a - 29i2d, 29i2a - 29i2d.
En se référant maintenant à la figure 12, on voit que l'étage déphaseur 44a est formé sur un substrat isolant 41 possédant un plan de liaison à la masse 43 situé sur l'une de ses faces , comme cela est représenté.
Une connexion de masse de faible inductance 537 est ici réalisée à travers la région 538 de l'électrode de source. Des condensateurs à plaques parallèles tels que 526 sont formés sur le substrat 41, comme cela a été précédemment décrit en référence à la figure 6B. Les trajets entrecroisés de transmission de signaux sont isolés l'un de l'autre par des recouvrements plaqués classiques à fente d'air, comme cela a été décrit en référence à la figure 6A.
En se référant également à la figure 8, on voit que le gain total net pour chaque déphaseur à quatre bits40 et 40' est égal à environ 8 décibels (dB), soit approximativement 2 dB par étage. Chaque étage contribue à fournir une perte de 3 dB par suite de la subdivision du signal d'entrée et une perte supplémentaire de 3 dB en raison de la recombinaison de l'énergie au niveau du coupleur à trois bornes 560. Les pertes totales dues aux pertes parasites et aux réseaux d'adaptation sont inférieures à 1 dB. Toute enautorisant un désaccord substantiel, un gain d'environ 8 dB est réalisable d'une manière générale au moyen d'un transistor à effet de champ à deux grilles fonctionnant dans la bande par exemple. Ainsi on réalise un gain net d'environ 2 dB par étage ou d'environ 8 dB pour les déphaseurs des 9 A a 9 D et de la figure 12.Etant donné que seuls quatre transistors à effet de champ, à savoir un par étage, fonctionnent à un instant donné pour chaque déphaseur 40, 44, la consommation d'énergie en courant continu sera quatre fois celle nécessaire pour un transistor à effet de champ.
En se référant maintenant à la figure 13,on voit qu'une autre forme de réalisation d'un déphaseur commandé numériquement à 4 bits 40', convenant pour être utilisé dans les émetteurs-récepteurs 12i et 121' (figure 2 et figure 3), comporte un premier étage 40a' possédant un commutateur unipolaire à quatre positions (SP4T) à transistors à effet de champ et un second étage 40b' comportant un commutateur unidirectionnel à quatre positions (SP4T) 1370 à transistors à effet de champ, comme représenté. Les commutateurs SP4T à transistors à effet de champ 1330 et 1370 sont ici d'un type décrit dans le brevet déposé aux Etats Unis d'Amérique sous le N6 4 313 126, mentionné précédemment. Chaque étage 40a', 40b' est formé sur un substrat (non représenté) possédant un plan de mise à la masse (non représenté).
Le premier étage 40a' du déphaseur numérique à 4 bits 40' comporte des transistors à effet de champ 1330a-1330b, comme cela est représenté. Les transistors à effet de champ 1330a-1330b sont réalisés de telle mani ère que les gains et les phases appliqués à un signal d'entrée sont essentiellement identiques comme cela a été expliqué en rapport avec les figures 5-7. Chaque transistor à effet de champ 1330a-1330d comporte une grille d'entrée 1332a-1332d, une grille de commande 1334a-1334d, des électrodes de drain 1336a-1336d et une région de source 1338. Les transistors à effet de champ 1330a-1330d sont ici branchés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse).Une connexion de masse de faible inductance est ici réalisée entre l'électrode de source 1338 et le plan de raccordement à la masse 43 (non représenté) d'une manière classique au moyen d'un trou de connexion.
Une ligne de tranmission à micro-ondes 512, comportant ici une impédance de 50 ohms, est accouplée à un circuit 513 d'adaptation d'impédance; comme cela a été précédemment expliqué en liaison avec les figures 4-6. Le circuit d'adaptation d'impédance est accouplé aux électrodes de grille d'entrée 1332a-1332d. Les drains 1336a-1336d sont raccordés électriquement à des réseaux identiques d'adaptation d'impédance 545a-545d du type déjà décrit en rapport avec la figure 8. Les ré seaux d'adaptation d'impédance 545a-545d sont accouplés chacun à une ligne de transmission 1320 possédant une caractéristique d'impédance ZO de 50 ohms.La ligne de transmission 1320 se termine, au niveau d'une de ses extrémités, par une résistance 1322, possédant ici une valeur égale à 50 ohms, c'est-à-dire l'impédance caractéristique de la ligne de transmission 1320. La résistance 1322 est branchée en shunt entre la ligne de transmission 1320 et la masse. L'électrode de drain 1336d est raccordée électriquement à l'extrémité de la ligne de transmission 1320 par l'intermédiaire du réseau d'adaptation d'impédance 545d.Le drain 1336c des transistors à effet de champ 1330c est raccordé électriquement à la ligne de transmission 1320 par l'intermédiaire du réseau d'adaptation d'impédance 545c définissant une section de ligne de transmission 1326, et l'électrode de drain 1336b du transistor à effet de champ 1330b est raccordée électriquement à la ligne de transmission 1320 par l'intermédiaire du réseau d'adaptation d'impédance 545b définissantune section de ligne de transmission 1324, tandis que l'électrode de drain 1336a du transistor à effet de champ 1330a est raccordée électriquement à la ligne de transmission 1320, par l'intermédiaire du réseau d'adaptation d'impédance 545a, définissant une section de ligne de transmission 1322. Ici toutes les sections des lignes de transmission 1322-1326 possèdent la meme longueur électrique et par conséquent chaque section décale d'une quantité égale la phase d'un signal appliqué. Le déphasage total d'un signal de sortie par rapport à la phase du signal d'entrée envoyé par l'intermédiaire de la ligne de transmission 512 est égal à la somme des déphasages appliqués par chacune des sections de la ligne de transmission 1322, 1324 et 1326 possédant des longueurs électriques identiques et dont le signal de sortie est transmis de l'une des électrodes de drain 1336a-1336d jusqu'à la borne de sortie 1331.
Lors du fonctionnement, un signal d'entrée est accouplé et découplé de façon sélective entre les électrodes de grille 1332a-1332d et l'électrode de drain correspondante 1336a-1336d, conformément aux signaux de commande envoyés aux électrodes de grille de commande 1334a-1334d, dans les lignes 29i 29i2d, et ce moyennant une modification appropriée du système radar 11 (figure 1). Des signaux présents dans les lignes de commande 29i 29i2d sont ici des signaux de commande logiques.L'un de ces signaux dans les lignes 29i 2a 29i2d est choisi comme étant dans un état branché ou passant1,1 tandis que les autres signaux dans les lignes 29i2a-29i2d sont placés dans un état "débranché ou bloqué",ce qui place uniquement l'un des transistors à effet de champ 1330a-1330d dans un état conducteur et le reste des autres transistors à effet de champ 1330a1330d dans un état non conducteur.De façon similaire le signal de sortie délivré par le premier étage est accouplé ou découplé de façon sélective entre les électrodes de grille 1372a-1372d et l'électrode de drain correspondant 1376a-1376d en réponse aux signaux de commande envoyés aux électrodes de grille de commande 1374a1374d, par l'intermédiaire des lignes 29i2e-29i2h, comme cela est représenté.
En réponse à un signal de commande envoyé à l'une des électrodes de grille de commande 1334a-1334d, le transistor correspondant faisant partie des transi s- tors à effet de champ 1330a-1330d est placé dans un état conducteur en transmettant le signal d'entrée présent sur l'électrode de grille d'entrée d'un tel transistor à effet de champ à l'électrode de drain correspondante de ce transistor. Les autres transistors parmi les transistors à effet de champ 1330a-1330d sont maintenus dans un état non conducteur par les signaux de commande envo yés aux autres grilles restantes faisant partie des grilles de commande 1334a-1334d.Ainsi un signal envoyé à la ligne de transmission 1320 à partir de l'électrode de drain 1336a possèdera un déphasage net égal à 3 a par rapport à la phase d'un signal d'entrée appliqué à l'électrode de drain 1336a, étant donné que le signal transmis par l'électrode de drain 1336a traverse les trois sections de déphasage 1322, 1324 et 1326 de la ligne de transmission 1320 avant d'arriver sur la borne de sortie 1330.
De façon analogue, un signal appliqué à partir de l'électrode de drain 1336b à la ligne de transmission 1320 possédera un déphasage net égal à 2 a, tandis qu'un signal appliqué à partir de l'électrode de drain 1331c à la ligne de transmission 1320 possèdera un déphasage incrémental égal à a , et qu'un signal appliqué à partir de l'électrode de drain 1336d à la ligne de transmission 1320 possèdera un déphasage incrémental de 0 par rapport au signal présent sur l'électrode de drain 1336d.
Ainsi par suite de l'application sélective des signaux de commande envoyés aux grilles de commande 1334a-1334d, il est possible d'obtenir un déphasage incrémental égal à 3 a, 2 a , a ou OC. Grâce au choix de la longueur électrique de chaque déphasage incrémental (A) du premier étage égal à 22,5 , le déphasage total fourni par le premier étage peut aller jusqu'à 67,5 . Ce déphasage fourni par le réseau d'adaptation 545a-545d est le même pour chaque circuit d'adaptation de l'électrode de drain et par conséquent n'affecte par le déphasage différentiel produit.
La sortie du premier étage 40a' est raccordée électriquement à l'entrée du second étage 40b', comme cela est représenté. Le second étage 40b' du déphaseur numérique à 4 bits 40' est identique au premier étage 40a' hormis en ce qui concerne la longueur électrique de la ligne de transmission 1320'. De façon analogue, comme cela est décrit pour le premier étage 40a', le second étage du déphaseur numérique à 4 bits 40' comporte des électrodes de drain, ici 1376a-1376b,raccordées électriquement à une partie d'une ligne de transmission 1320.
Le déphasage incrémental de la ligne de transmission 1320' est ici réglé à 90 . Ainsi on peut obtenir un déphasage total de 27O0à la sortie 1331' du second étage 40b'. Ce dernier en combinaison avec le premier étage 40a', fournissant un déphasage disponible total de 67,5 , constitue le déphaseur numérique à 4 bits 40' possédant une capacité de déphasaa de 360 , par incréments de 22,5 .
En se référant maintenant à la figure 14, on voit qu'une section de déphasage commandée numériquement 50, convenant pour être utilisée dans l'émetteur-récepteur 12i (figure 2) en remplacement des commutateurs d'émission/réception T/R 18b, 18d et du déphaseur 40, et pour être utiliséedans ltémetteur-récepteur l2i" (figure 4 ) en remplacement du déphaseur 44, contient le déphaseur à canal unique 40' de la figure 13 et des transistor à effet de champ 1410a-1410b. Chaque transistor à effet de champ 1410a-1410d possède une électrode de grille de transmission de signal 1412a-1412d, une électrode de grille de commande 1414a-1414d, des électrodes de drain 1416a-1416d et des électrodes de source 1418a-1418d, comme cela est représenté.Les transistors à effet de champ 1410a-1410d sont branchés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse). Les électrodes de grille de transmission de signaux 1412a-1412b des transistors à effet de champ 1410a, 1410b sont ici accouplés aux lignes de transmission de données 32a et 32g de l'émetteur-récepteur 12i (figure 2), par l'intermédiaire d'un couple de circuits d'adaptation d'impédance 513, comme cela a été décrit en référence à la figure 5. Chaque électrode de drain 1416a-1416b est accouplée au déphaseur 40' par l'intermédiaire de la ligne de trans mission 1420.La sortie du déphaseur 40' est accouplée aux électrodes de grille d'entrée 1412c, 1412c des transistors à effet de champ 1410c, 1410d, par l'intermédiaire de la ligne de transmission 1422 et d'un circuit d'adaptation d'impédance 1413. Les électrodes de drain 1416c, 1416d sont accouplées aux lignes de transmission 32h et 32g de l'émetteur-récepteur 12i (figure 2). Lors du fonctionnement, l'un des deux signaux d'entrée envoyés aux électrodes de grille de transmission de signaux 1412a, 1412b des canaux d'entrée 1430, 1432 est accouplée de façon sélective aux électrodes de drain correspondantes 1416a, 1416b en réponse aux signaux envoyés aux électrodes de grille de commande 1414a, 1414b dans les lignes 29i1, 29i1.Un tel signal accouplé de façon sélective est envoyé au déphaseur 40' et la phase d'un tel signal est décalée en réponse aux signaux de commande 29i2a-29i2h, comme cela a été décrit précédemment. L'un des deux canaux de sortie 1434, 1436 est sélectionné par des signaux présents dans les lignes 29i1, 29i1 envoyées aux grilles de commande 1414c, 1414d.
Le signal déphasé est envoyé aux électrodes de grille d'entrée 1412c, 1412d des transistors à effet de champ 1410c, 1410d. Le signal déphasé envoyé à chacune des électrodes de grille d'entrée 1412d, 1412d est transmis à l'une des électrodes de drain 1416c, 1416d en réponse aux signaux de commande présents dans la ligne 29i1, 29i1 et envoyés aux grilles de commande 1414c, 1414d, comme cela a été expliqué précédemment. Le signal présent sur l'électrode choisie parmi les électrodes de drain 1416c, 1416d est transmis à la ligne de transmission 32h pendant le mode de réception ou à la ligne de transmission 32d de l'émetteur-récepteur 12i (figure 2) pendant le mode d'émission.
En supposant que la consommation d'énergie pour chaque transistor à effet de champ est de un milli watt, la consommation d'énergie du déphaseur 50 est de quatre milliwatts, étant donné que quatre transistors à effet de champ sont simultanément conducteurs. Deux transistors à effet de champ et quatre commutateurs à action réciproque sont conducteurs et un transistor à effet de champ dans chacun des étages 40a' et 40b' (figure 13) est conducteur pendant le fonctionnement du déphaseur.
Le gain total net pour la section de déphasage 50 est égal à environ 4 dB. Ceci suppose une perte de 6 dB due à la subdivision du signal d'entrée entre les quatre canaux, les transistors à effet de champ 1330a-1330d de ltétage déphaseur-40a"(figure 13) et une perte de 6 dB due à la subdivision du signal d'entrée pour l'étage 40b' (figure 13). En outre1 il existe une perte de 3d B
dans chaque étage (40a', 40b'), qui peut être attribuée aux résistances de terminaison 1322 des lignes 1320 et 1320' (figure 13), et il existe une perte de 1 dB par étage, qui est due aux parasites et auxcircuits d'adaptation. Ces pertes sont partiellement compensées par un minimum de gain de 8 dB de chaque transistor à effet de champ, ce qui fournit une perte nette égale au maximum à 2 dB par étage.En outre les commutateurs à transistors FET 1410a - 1410d fournissent un gain de 16 dB (8 dB par commutateur, deux commutateurs étant actifs à la fois). Ce gain est réduit cependant de 3 dB par suite de la subdivision du signal entre les deux canaux des transistors à effet de champ 1410a, 1410d, et de 1 dB par suite des parasites et des circuits d'adaptation. Ainsi le gain net pour le déphaseur 50 est d'environ 4 dB.
dans chaque étage (40a', 40b'), qui peut être attribuée aux résistances de terminaison 1322 des lignes 1320 et 1320' (figure 13), et il existe une perte de 1 dB par étage, qui est due aux parasites et auxcircuits d'adaptation. Ces pertes sont partiellement compensées par un minimum de gain de 8 dB de chaque transistor à effet de champ, ce qui fournit une perte nette égale au maximum à 2 dB par étage.En outre les commutateurs à transistors FET 1410a - 1410d fournissent un gain de 16 dB (8 dB par commutateur, deux commutateurs étant actifs à la fois). Ce gain est réduit cependant de 3 dB par suite de la subdivision du signal entre les deux canaux des transistors à effet de champ 1410a, 1410d, et de 1 dB par suite des parasites et des circuits d'adaptation. Ainsi le gain net pour le déphaseur 50 est d'environ 4 dB.
En se référant maintenant avec la figure 15, on voit qu'une autre forme de réalisation d'un déphaseur40" convenant pour être utilisé dans l'émetteur-récepteur 12i (figure 2) et 12i' (figure 3), comporte un premier étage déphaseur 40a", un second étage déphaseur 40b" et un troisième étage déphaseur 40c" interconnectés en cascade, comme représenté. Chaque étage déphaseur 40a", 40b" et 40c" est similaire à l'étage déphaseur commandé numériquement 40a décrit en liaison avec les figures 6-8.
L'étage déphaseur 40a" est ici utilisé cependant pour réaliser un déphasage continu variable entre 0 et 900.
L'étage déphaseur 40b' est utilisé pour produire un déphasage égal à 0 = 0 ou un déphasage égal à = 900, et l'étage déphaseur 40c" est utilisé pour produire un déphasage égal à 0 = O ou lZ = 1800. L'interconnexion en cascade des étages déphaseurs 40a", 40b" et 40c" fournit le déphaseur 40", qui est capable de modifier de façon continue la phase d'un signal d'entrée dans une gamme de 0 à 3600.
En se référant également aux figures 16 et 17, on voit, à titre d'exemple, que l'un des étages 40a"-40c", ici l'étage 40a", est formé sur le substrat 41 possédant un plan de mise à la masse 43. L'étage déphaseur 40a" est accouplé à la ligne de transmission 40b de l'émetteur-récepteur 12i (figure 2). L'étage déphaseur 40a" comporte une ligne de transmission 512 branchée entre le réseau d'adaptation d'entrée 513, comme cela a été expliqué en liaison avec la figure 5, et la ligne de transmission 32b de l'émetteur-récep- teur 12i (figure 2) Le réseau d'adaptation 513 est accouplé aux électrodes de grille d'entrée 532a, 532b d'un couple de transistors à effet de champ 530a, 530b, comme cela est représenté.Les transistors à effet de champ 530a-530b contiennent en outre des électrodes de grille de commande 534a-534b, des électrodes de source 538a, 538b, et des électrodes de drain 536a-536b. Les transistors à effet de champ 530a-530b sont réalisés de telle manière que les gains et les phases appliqués à un signal d'entrée envoyé aux électrodes de grille d'entrée 532a, 532b sont essentiellement identiques au niveau des électrodes de drain 536a, 536b, comme cela a été expliqué en liaison avec la figure 6. Les transistors à effet de champ 530a-530b sont ici branchés selon une configuration de montage en source commune (mise à la masse), comme cela est représenté.Les électrodes de grille de commande 534a-534b sont alimentées par les signaux de commande de niveau de tension circulant dans les lignes de commande 29i3a-29i3b. Le système radar (figure 2) envoie les signaux de commande dans les i- gnes 29i3a, 29i 3b (non représentées sur la figure 2).
Les niveaux de tels signaux dans les lignes de commande 29i3a, 29i3b sont utilisés pour commander le point de fonctionnement de chaque transistor à effet de champ et par conséquent l'amplitude des signaux transmis aux électrodes de drain536a, 536b. Les électrodes de drain 536a, 536b sont raccordées électriquement au condensateur 544 et aux réseaux d'adaptation d'impédance 545a, 545b, comme cela a été décrit en référence aux figures 6-8. Dans la forme de réalisation préférée de l'invention, les réseaux d'adaptation d'impédance 545a-545b sont raccordés électriquement à un coupleur en quadrature classique à quatre bornes 1560. Un tel coupleur est décrit dans un article intitulé: '"Coupleurs monolithiques au GaAs de: Lange et WiLdMscn" par Rayrrond C. Waterman, Jr. et consorts, dans IEEE Transactions on Electron Devices, Vol ED 28, NO 2, Février 1981. Un coupleur en quadrature est ici utilisé pour transmettre des signaux d'entrée présents à chaque entrée du coupleur, en quadrature, à la sortie. En d'autres termes la phase du signal d'entrée fournie par l'électrode -de drain 536b telle qu'elle est accouplée à la sortie 1570 du coupleur retardera de 900 la phase du signal d'entrée provenant de l'électrode de drain 536a telle qu'elle est accouplée à la sortie 1570 du coupleur.
Ainsi, contrairement aux formes de réalisation précédentes de l'invention, lorsque les signaux envoyés aux électrodes de grille de commande 534a-534b sont des couples complémentaires de signaux de commande, ces signaux étant délivrés pour placer un transistor à effet de champ dans un état bloqué ou dans un état conducteur, les signaux envoyés dans les lignes 29i3a, 29i 3b aux électrodes de grille de commande 534a, 534b sont ici des niveaux de tension pouvant être sélectionnés entre le niveau de pincement et le niveau "conducteur" à zéro volt d'un tel transistor à effet de champ.
Un signal de tension de sortie V0, tel que mesuré sur l'électrode de drain, résultant d'un signal d'entrée V. envoyé à l'électrode de grille d'entrée et représenté par Vi = A0eJt, et VO = BAoej(wt+#), pour les formes de réalisation décrites en référence aux figures 5-14, B étant le gain et 9 étant la phase appliquée au signal d'entrée par le transistor à effet de champ.Cependant, si les signaux de commande présents dans les lignes 29i3a, 29i 3b et envoyés aux grilles de commande 534a-534b fournissent des signaux de niveau de tension qui modifient le point de fonctionnement du transistor à effet de champ entre l'état bloqué et l'état conducteur, les transistors à effet de champ 530a, 530b ne fonctionnement plus en tant que commuta- teur et, au lieu de cela les transistors à effet de champ 530a, 530b, fonctionnent en tant qu'amplificateurs à gain variable, Lorsque la tension de sortie V (A) du transistor à effet de champ 530a est une fonction de la tension de grille de commande V (g) envoyée à la grille de commande 530a, la partie de la tension de sortie Vot présente à la sortie du coupleur 1560 et tirée de la tension Vo(A) est donnée par: vo = BAAOej(wt + # + ##n), où B A est le gain du transistor à effet de champ 530a en fonction de la tension de grille de commande, An est le déphasage correspondant à la longueur de trajet entre l'électrode de drain du nième transistor à effet de champ et la sortie du coupleur 1560.La tension de sortie du transistor à effet de champ 530a et du transistor à effet de champ 530b peut être représentée sous la forme: V (A) V (B) avec
avec
Vu( ) = BAAoej(wt + #); Vo (B) = BB Aoej(wt + #)
#); V0(B) = BB
Etant donné que le coupleur en quadrature 460 combine les deux signaux d'entrée Vo (A) et V (B) en
o o quadrature, la tension de sortie au niveau du coupleur 1560 peut être représentée sous la forme:
VoT = BAAoej(#t + # + ##a) + BBaoej(#t + # + ##B) ou j <
VoT = BAAoej(wt + # + ##A) + BBAoej(#t + # + ##B) ou
A o Bo
VoT = A ej (wt ++ +A AA) f OBA + BBe j/23elT/23
o ce qui peut être reproduit de façon simplifiée par:: VoT = Ao'B'ej# dans laquelle B' = (BA2 + BB tu 7 et tg O =BB/BA..
avec
Vu( ) = BAAoej(wt + #); Vo (B) = BB Aoej(wt + #)
#); V0(B) = BB
Etant donné que le coupleur en quadrature 460 combine les deux signaux d'entrée Vo (A) et V (B) en
o o quadrature, la tension de sortie au niveau du coupleur 1560 peut être représentée sous la forme:
VoT = BAAoej(#t + # + ##a) + BBaoej(#t + # + ##B) ou j <
VoT = BAAoej(wt + # + ##A) + BBAoej(#t + # + ##B) ou
A o Bo
VoT = A ej (wt ++ +A AA) f OBA + BBe j/23elT/23
o ce qui peut être reproduit de façon simplifiée par:: VoT = Ao'B'ej# dans laquelle B' = (BA2 + BB tu 7 et tg O =BB/BA..
Par conséquent, la phase d'un signal d'entrée V. (figure 15) est décalée conformément au rapport des amplitudes Vo(A), Vo(B) d'un tel signal d'entrée, telles qu'elles sont envoyées aux électrodes de drain 536a, 536b et qui sont accoupléesen quadrature pour fournir le signal Vot (figure 15) au niveau de la sortie du coupleur en quadrature 1560.
Ainsi en sélectionnant les valeurs relatives de B1 et B2, on peut obtenir n'importe quelle phase entre 0 et #/2. Etant donné que seul le rapport de B1 et B2 détermine la phase, il est possible de maintenir B' et par conséquent l'ensemble du gain de l'étage 40a" essentiellement constants.
Ceci. est réalisé au moyen d'un réglage séparé des valeurs de B1 et B2. Ceci fournit une souplesse supplémentaire de commande de l'amplitude ainsi que du réglage de la phase.
A titre d'exemple, pour un incrément de déphasage minimum égal à s/16, les valeur. de 31 et due qui fournissent l'ensenble des huit incréments de déphasage entre O et w/2 avec une amplitude essentiellement constante B', sont indiquées dans le tableau donné ci-après.
TABLEAU
<tb> déphasage <SEP> bl <SEP> <SEP> b2 <SEP>
<tb> <SEP> 0 <SEP> 1,000 <SEP> O
<tb> <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,981 <SEP> 0,195
<tb> <SEP> s/8 <SEP> 0,924 <SEP> 0,383
<tb> <SEP> 3 <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,832 <SEP> 0,556
<tb> <SEP> s/4 <SEP> 0,707 <SEP> 0,707
<tb> <SEP> 5 <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,556 <SEP> 0,832
<tb> <SEP> 3 <SEP> w/8 <SEP> 0,383 <SEP> 0,924
<tb> <SEP> 7 <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,195 <SEP> 0,981
<tb> <SEP> O <SEP> O <SEP> <SEP> 1,000
<tb> avec blB' = B1 b2B' = B2
L'incrément de déphasage minimum fourni par l'étage déphaseur 40a" fournissant un déphasage variable est limité uniquement par le degré de commande de la tension appliquée aux électrodes de grille de commande 534a534b du transistor à effet de champ 530a-530b ou de l'étage déphaseur 40a".
<tb> <SEP> 0 <SEP> 1,000 <SEP> O
<tb> <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,981 <SEP> 0,195
<tb> <SEP> s/8 <SEP> 0,924 <SEP> 0,383
<tb> <SEP> 3 <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,832 <SEP> 0,556
<tb> <SEP> s/4 <SEP> 0,707 <SEP> 0,707
<tb> <SEP> 5 <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,556 <SEP> 0,832
<tb> <SEP> 3 <SEP> w/8 <SEP> 0,383 <SEP> 0,924
<tb> <SEP> 7 <SEP> #/16 <SEP> <SEP> 0,195 <SEP> 0,981
<tb> <SEP> O <SEP> O <SEP> <SEP> 1,000
<tb> avec blB' = B1 b2B' = B2
L'incrément de déphasage minimum fourni par l'étage déphaseur 40a" fournissant un déphasage variable est limité uniquement par le degré de commande de la tension appliquée aux électrodes de grille de commande 534a534b du transistor à effet de champ 530a-530b ou de l'étage déphaseur 40a".
L'étage déphaseur 40a" est interconnecté en cascade avec l'étage déphaseur 40b" comme cela est représenté. L'étage déphaseur 40b" est identique à l'éta- ge déphaseur 40a". La seule différence entre les étages 40a" et 40b" réside dans la technique de production du déphasage. Un déphasage de 0 ou de 90C fourni par l'étage déphaseur 40b" est déterminé par la commande de celui des transistors à effet de champ 530a-530b, qui est polarisé dans l'état passant ou conducteur, comme cela a été décrit précédemment, en liaison avec les figures 6-8.
L'étage déphaseur 40c" est semblable à l'étage déphaseur 40a" hormis en ce qui concerne l'insertion d'une différence de longueur de trajet supplémentaire de 90 , fournie par exemple par une section de ligne de transmission 554b (figure 9b) branche entre le réseau d'adaptation d'impédance 545a et le coupleur 1560.
En se référant maintenant aux figures 18 et 19, on y voit représenté un commutateur bidirectionnel 18a possédant une première borne de dérivation 19a raccordée à la ligne de transmission 32a (figure 2), une seconde borne de dérivation 21a raccordée à la ligne de transmission 32a (figure 2) et une borne commune 20a raccordée à la ligne de transmission 33i (figure 2). Le commutateur bidirectionnel 18a est formé sur le substrat 41, dont le plan de raccordement à la masse 43 est réalisé sur la surface intérieure du substrat 41, comme cela est représenté.
Les transistors à effet de champ 50a-50b sont formés sur une partie du substrat 41. Dans la forme de réalisation préférée, les transistors à effet de champ 50a, 50b comprennent plusieurs cellules à transistor à effet de champ, dont chacune comporte un composant réactif (C1,) accouplé entre l'électrode de drain et l'électrode de source de chaque cellule, comme cela est représenté sur la figure 20. Ici un transistor à effet de champ 50a est disposé de manière à interconnecter les électrodes de drain des différentes cellules des transistors à effet de champ.
Un tel réseau possède une impédance caractéristique égale à l'impédance caractéristique des sections de ligne de transmission 58a, 58b, à savoir ici la valeur de 50 ohms. Le réseau est constitué de la manière suivante: une longueur (d) d'un conducteur en forme de microbande 59 possédant une inductance répartie par unité de longueur (LL) et une capacité répartie par unité de longueur (CL) est choisie de telle manière que, lorsque cette longueur de conducteur est raccordée entre les cellules des différents transistors à effet de champ, elle fournit un réseau possédant l'impédance caractéristi +2(C"/d)))12.
que prédéterminée fournie par: Z0 = (LL(CL+2(C"/d)))1/2 (CL
Le commutateur bidirectionnel comporte en outre deux lignes de transmission 58a-58b dont chacune possède une longueur électrique essentiellement égale à un quart de la longueur d'onde (Ac/4) Ac étant la longueur d'onde de la fréquence de fonctionnement nominale du circuit. La première électrode de drain 54a du transistor à effet de champ 50a est branchée entre la première borne de dérivation 50a et une extrémité de la ligne de transmission 58a. La ligne de transmission 50a est branchée entre la borne de dérivation 19a et la borne commune 20a. Une électrode de drain 54b du second transistor à effet de champ 50b est branchée entre la seconde borne de dérivation 21a et une extrémité de la ligne de transmission 58b.L'autre extrémité de la ligne de transmission 58b est raccordée à la borne commune 20a. Les sources 56a-56b des transistors à effet de champ 50a-50b sont raccordées électriquement à la masse. Les électrodes de grille 52a-52b des transistors à effet de champ 50a-50b sont raccordées électriquement aux lignes de commande 29il, 29il, et transmettent des signaux complémentaires dans de telles lignes.
Le commutateur bidirectionnel comporte en outre deux lignes de transmission 58a-58b dont chacune possède une longueur électrique essentiellement égale à un quart de la longueur d'onde (Ac/4) Ac étant la longueur d'onde de la fréquence de fonctionnement nominale du circuit. La première électrode de drain 54a du transistor à effet de champ 50a est branchée entre la première borne de dérivation 50a et une extrémité de la ligne de transmission 58a. La ligne de transmission 50a est branchée entre la borne de dérivation 19a et la borne commune 20a. Une électrode de drain 54b du second transistor à effet de champ 50b est branchée entre la seconde borne de dérivation 21a et une extrémité de la ligne de transmission 58b.L'autre extrémité de la ligne de transmission 58b est raccordée à la borne commune 20a. Les sources 56a-56b des transistors à effet de champ 50a-50b sont raccordées électriquement à la masse. Les électrodes de grille 52a-52b des transistors à effet de champ 50a-50b sont raccordées électriquement aux lignes de commande 29il, 29il, et transmettent des signaux complémentaires dans de telles lignes.
Le commutateur d'émission/réception T/R 18a est utilisé pour transmettre un signal circulant dans la ligne de transmission 33i de l'émetteur-récepteur 12i (figure 2), envoyé à la borne commune 20a,à l'une des bornes de dérivation 19a ou 21a conformément à deux signaux de commande complémentaires présents dans les lignes 29i1, 29i1 et envoyé aux électrodes de grilles 52a, 52b.Le commutateur d'émission/réception T/R 18a transmet un signal d'entrée depuis la borne commune 20a à la borne de dérivation, de la manière suivante: le signal de com mande dans la ligne 29il est envoyé à l'électrode de grille 52a du transistor à effet de champ 50a en plaçant ce dernier dans un état non conducteur; de façon correspondante, le signal de commande envoyé dans la ligne 29 est appliqué à l'électrode de grille 52b du transistor à effet de champ 50b, ce qui place ce transistor dans 1' état conducteur; par suite de la mise de ce transistor à,effet de champ 50b à l'état conducteur, un court-cir cuit (voie de faible impédance reliée à la masse) est établi à l'extrémité 58b' de la ligne de transmission 58b accouplée à l'électrode de drain 54b; à une distance d'un quart de la longueur d'onde par rapport à ce point (au niveau de la seconde extrémité de la ligne de transmission 58b), le court-circuit sur la première extrémité apparaît sous la forme d'un circuit ouvert Qo [impédan- ce élevéé pour un signal à micro-ondes possédant une longueur d'onde essentiellement similaire à la longueur d'onde de la fréquence de bande centrale correspondante de fonctionnement pour le commutateur bidirectionnel 18a.
La ligne de transmission 58a et le circuit ouvert établi par le passage à l'état non conducteur du transistor à effet de champ 50a, apparaissent sous la forme d'une ligne de transmission à 50 ohms au niveau du côté de la borne commune 58a' de la ligne de transmission 58a.
Par conséquent un signal présent sur la borne commune 20a est transmis à la borne de dérivation 19a. De façon similaire, par modification de l'état du couple complémentaire de signaux de commande dans les lignes 29il,29il, il est possible de transmettre à la borne de dérivation 21a un signal à micro-ondes présent sur la borne commune 20a.
Dans ce qui précède on a décrit des formes de réalisation préférées de la présente invention et il apparaîtra évident auxspécialistes de la technique qu'il est possible d'obtenir d'autres formes de réalisation mettant en oeuvre les concepts de la présente invention.
C'est pourquoi la présente invention est considérée comme n'étant en aucune manière limitée aux formes de réa- lisation décrites, et que toutes variantes ou modifications,qui peuvent y etre apportées, entrent dans le cadre de la présente invention.
Claims (9)
1. Déphaseur, caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs transistors (530;530a,530b) dont chacun comporte une première électrode de commande (532a,532b) une seconde électrode de commande (534a,534b) et une électrode de sortie (536a,536b), que la première électrode (532a,532b) de chaque transistor est accoupléeélectriquement à une borne d'entrée (512), que la seconde électrode de commande (534a,534b) de chaque transistor est alimentée par un signal de commande1 et que le déphaseur comporte en outre des moyens d'accouplement (545, 553,554a,560) raccordant l'électrode de sortie (536a,536b) de chaque dudit ensemble des transistors à une borne de sortie (570) pour produire, en réponse aux signaux de commande, un signal de sortie possédant un déphasage prédéterminé par rapport à un signal d'entrée envoyé à la borne d'entrée.
2. Déphaseur, caractérisé en ce qu'il comporte un substrat (41),.plusieurs transistors (530,530a, 530b) formés sur ce substrat (41) et comportant chacun une première électrode de commande (532 a, 532 b), une seconde électrode de commande (534a,534b) et une électrode de sortie (536a,536b), que la première électrode de commande de chaque transistor est raccordée électriquement à une borne d'entrée (512), que la seconde électrode de commande de chaque transistor à effet de champ est alimentée par un signal de commande et que le déphaseur comporte en outre des moyens d'accouplement (545,553, 554a,560) formés sur le susbrat et raccordant électriquement l'électrode de drain (536a,536b) de chaque transistor à effet de champ à une borne de sortie (570) et servant à produire,en réponse auxsignaux de commande, un signal de sortie possédant un déphasage prédéterminé par rapport à un signal d'entrée envoyé à la borne d'entrée.
3. Déphaseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens d'accouplement comprennent une ligne de transmission à micro-ondes (553,554a) formée sur le substrat.
4. Déphaseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens d'accouplement comprennent en outre plusieurs lignes de transmission à micro-ondes (553,554a) dont chacune possède une extrémité raccordée électriquement à une électrode correspondante des électrodes de sortie (536a,536b) dudit ensemble de transistors et une seconde extrémité raccordée électriquement à la borne de sortie (570).
5. Déphaseur selon la revendication 4, caractérisé en ce que la longueur de chacune des dites lignes de transmission à micro-ondes est choisie de manière à fournir une différence de longueur de trajet électrique correspondant à un incrément de déphasage désiré.
6. Déphaseur caractérisé en ce qu'il comporte deux transistors à effet de champ (530a,530b), dont chacun comporte une électrode de grille de commande (532a, 532b), une électrode de grille d'entrée (534a,534b) et une électrode de drain (536a,536b), que les électrodes de grille d'entrée des deux transistors à effet de champ sont raccordées électriquement à une source commune de signaux (512), que les électrodes de grille de commande des deux transistors à effet de champ sont alimentées par des signaux de commande et qu'il est prévu des moyens d'accouplement (545,553,554a,560) raccordant électriquement les électrodes de drain (536a,536b) de chaque transistor à effet de champ (530a,530b) à une jonctioncommune, en vue de délivrer un signal de sortie possédant un déphasage prédéterminé par rapport à un signal d'entrée envoyé par la source commune de signaux, un tel déphasage étant choisi conformément à un ensemble de signaux de commande envoyés à l'électrode de grille de commande (534a,534b) de chacun des transistors à effet de champ.
7. Déphaseur caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs transistors à effet de champ (530a,530b) comportant chacun une première électrode de grille (532a, 532b), une seconde électrode de grille (534a,534b) et une électrode de drain (536a,536b), que les premières électrodes de grille des différents transistors à effet de champ sont raccordées électriquement à une source commune de signaux d'entrée (530), que les secondes électrodes de grille des différents transistors à effet de champ sont alimentées par des signaux de commande, et qu'il est prévu des moyens d'accouplement (545, 553,554a,563) raccordés électriquement à chaque électrode de drain (536a,536b) de chaque transistor à effet de champ en des emplacements correspondants le long desdits moyens d'accouplement pour produire, en réponse aux signaux de commande, un signal de sortie possédant un déphasage prédéterminé par rapport à un signal d'entrée appliqué à partir de la source commune de signaux d'entrée.
8. Déphaseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens d'accouplement sont constitués par une ligne de transmission à micro-ondes (553,554).
9. Déphaseur commandé numériquement, caractérisé en ce qu'il comporte une borne d'èntrée~-(512), unebor- ne de sortie (1570), une borne de commande (29i,29i), en vue de délivrer au niveau de la borne de sortie un signal déphasé d'une valeur prédéterminée par rapport à la phase d'un signal appliqué à la borne entrée, et qu'il comprend plusieurs étages déphaseurs (40"a, 40"b,4O"c), dont chacun est interconnecté en cascade avec un étage Suivant entre la borne d'entrée et la borne de sortie, et que chaque étage comporte deux tran sistors (530a,530b) et un couple de lignes de transmission (536a,536b) interconnectées électriquement de manière à appliquer de façon sélective un déphasage incrémental à un signal, qui leur est appliqué, en fonction d'un couple de signaux de commande complémentaires envoyés aux transistors (530a,530b).
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US35311782A | 1982-03-01 | 1982-03-01 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2522453A1 true FR2522453A1 (fr) | 1983-09-02 |
Family
ID=23387832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8303337A Withdrawn FR2522453A1 (fr) | 1982-03-01 | 1983-03-01 | Dephaseur, notamment dephaseur commande numeriquement a n bits, utilisable dans des circuits a micro-ondes |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2522453A1 (fr) |
| GB (1) | GB8305507D0 (fr) |
-
1983
- 1983-02-28 GB GB838305507A patent/GB8305507D0/en active Pending
- 1983-03-01 FR FR8303337A patent/FR2522453A1/fr not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8305507D0 (en) | 1983-03-30 |
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|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |