EP0472483A1 - Duplexeur bidirectionnel pour ondes hyperfréquences polarisées réalisable notamment en technologie monolithique sur arséniure de gallium - Google Patents

Duplexeur bidirectionnel pour ondes hyperfréquences polarisées réalisable notamment en technologie monolithique sur arséniure de gallium Download PDF

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EP0472483A1
EP0472483A1 EP91460041A EP91460041A EP0472483A1 EP 0472483 A1 EP0472483 A1 EP 0472483A1 EP 91460041 A EP91460041 A EP 91460041A EP 91460041 A EP91460041 A EP 91460041A EP 0472483 A1 EP0472483 A1 EP 0472483A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
outputs
inputs
duplexer according
phase
bidirectional duplexer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP91460041A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
André Boulouard
Marie-Laure Chares
Michel Le Rouzic
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
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Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom SA filed Critical France Telecom SA
Publication of EP0472483A1 publication Critical patent/EP0472483A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/165—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation
    • H01P1/17—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation

Definitions

  • the field of the invention is that of components for processing polarized microwave signals and more specifically circularly polarized wave duplexers. These components can in particular constitute a stage of a transmitter and / or a receiver of circular polarizations in the microwave domain.
  • the transmitted waves are frequently circularly polarized. Indeed, in this case, the setting of the receiving antennas in the field is indifferent.
  • the reception of a circular polarized wave is carried out using two antennas, one of the antennas being vertically polarized and the other horizontally.
  • the vertical and horizontal components of a wave with straight circular polarization are each received by a separate antenna and can be combined by power coupling to reconstruct the transmitted circular polarized wave at the receiver.
  • the same reasoning can be held for a left circular polarization.
  • the vertical and horizontal components received must have a differential phase difference of 90 degrees exactly to avoid loss of power in the combination.
  • the object of the invention is to provide a duplexer ensuring in particular this function of recombination of the linear components of a received circular wave, and conversely, of decomposition of a circular wave into its linear components on transmission.
  • Recombination devices are known for receiving the circular wave received by two 90 ° antennas. These usually consist of a three-door hybrid structure. Such three-door hybrid structures are for example described in the review "RF Design" of July 1989, pages 56 to 59. This document describes hybrid structures consisting of Wilkinson combiners / dividers in T or ⁇ . Wilkinson combiners / dividers are high-pass or low-pass filters making it possible to carry out either the sum of two signals, or dividing a single signal into two equal signals, according to their direction of use.
  • the same type of hybrid structure can also be used on transmission to decompose the wave to be transmitted into two vertical and horizontal components applied to a set of two antennas with orthogonal polarizations.
  • each of these components cannot operate simultaneously in transmission and in reception.
  • a device which must be able to operate in transmission and reception of circular waves requires two separate signal processing units, cooperating with two separate local oscillators, one serving for reception, and the other for sending signals.
  • the present invention aims in particular to meet this need.
  • a first objective of the present invention is to provide a duplexer structure allowing, when connected to a set of antennas, to operate by transmitting circular polarizations both right and left (with the same structure) at from the vertical and horizontal linear polarizations of a microwave signal.
  • Another object of the present invention is to provide such a structure also allowing reception of circular polarizations both right and left from the vertical and horizontal linear polarizations of the microwave signal.
  • Another object of the present invention is to provide such a structure allowing simultaneous transmission and reception of crossed circular polarizations.
  • Another object of the present invention is to provide such a duplexer having an operating frequency band of approximately 11.7 to 12.5 GHz.
  • An additional objective of the present invention is that such a bidirectional structure is achievable in MMIC technology (monolithic microwave integrated circuit), for example on gallium arsenide, in particular to reduce its bulk and consumption.
  • MMIC technology monolithic microwave integrated circuit
  • a bidirectional duplexer for polarized microwave waves of the type intended to connect a first set of two inputs / outputs to a second set of two inputs / outputs, each input / output of the duplexer being connected to the combination channel of a combiner / divider, the two division channels of each combiner / divider each ensuring the connection with one of the division channels of one of the connected combiners / dividers to a separate input / output from the opposite input / output set, through separate phase shifting means.
  • the combination channel of a combiner / divider is defined as being that on which the sum of the signals applied to the two division channels of the combiner / divider is obtained.
  • the combination channel is the one on which a signal is applied to divide it into two equal signals.
  • the division channels of a combiner / divider are defined as those on which two signals are applied which one wants to summon, that is to say combine, the result of the summation being obtained on the combination channel.
  • the division channels are, conversely, also those on which two equal signals are obtained resulting from the disjunction in two of a signal applied to the combination channel of the combiner / divider, when the latter is used as a divider.
  • the combination / division means are triportes of the Wilkinson type in T or in ⁇ , each phase shifting by + 90 ° or -90 °.
  • Wilkinson type triportes have the particular advantage of being compact and of presenting low standing wave rates.
  • the bidirectional duplexer comprises means for phase adjustment, in T or in ⁇ , each disposed between the combination channels of combiners / dividers and the two inputs / outputs of one of the sets duplexer inputs / outputs.
  • the phase adjustment means have the function of precisely adjusting a 90 ° differential phase shift between the signals leaving or entering the duplexer, in particular to avoid loss of transmission power and crosstalk between the signals.
  • the phase adjustment means comprise field effect transistors mounted in variable capacities.
  • the advantage of this type of arrangement is that the adjustment of the phase of a signal can be controlled by adjusting the gate voltage of the field effect transistors.
  • the duplexer according to the invention thus has an almost zero current consumption continuously, the only consumption coming from the leakage current of the gates of the field effect transistors.
  • the phase shift means provide a phase shift of + ⁇ / 4 or - ⁇ / 4. They can be made up of high-pass or low-pass phase shift cells.
  • the sign (+ or -) of the phase shift of ⁇ / 4 is selectively assigned to each of the phase shift means of the structure so that, each of the inputs / outputs of a first set carrying a distinct linear component (vertical or horizontal) ), the corresponding polarized circular wave is transmitted or received selectively on one or the other of the inputs / outputs of the opposite set, depending on whether the polarization is right or left.
  • the inputs / outputs of the games are adapted to 50 ⁇ .
  • a preferred embodiment of the present invention consists in producing such a duplexer in monolithic technology on gallium arsenide. Such an installation makes it possible to considerably reduce the size of the duplexer according to the invention.
  • one of the sets of two inputs / outputs is connected to a set of antennas with vertical and horizontal polarization and the other of the sets of two inputs / outputs is connected to a transmitting and / or receiving unit.
  • the duplexer according to the invention is preferably used for the transmission and reception of circular polarizations both right and left.
  • the duplexer according to the invention is finally particularly suitable for the simultaneous transmission and reception of crossed circular polarizations.
  • Figure 1 is a block diagram of a duplexer according to the present invention.
  • the duplexer according to the invention has a structure made up of two identical branches each comprising two inputs / outputs RF0, RF1, RF2, RF3. Each input / output RF0, RF1, RF2, RF3 is connected to a combination channel 20,21,22,23 of a combiner / divider 12, 13, 14 and 15. Each combiner / divider 12,13,14,15 has two division paths respectively referenced 24,25,26,27,28,29,30,31.
  • Combiners / dividers 12,13,14 and 15 allow either to divide into two equal signals a signal applied on their combination channels 20,21,22,23, the two equal signals being then presented on the division channels 24,25 , 26,27,28,29,30,31, that is to add two signals presented on the division channels 24,25,26,27,28,29,30,31, the result of the summation then appearing on the channels of combination 20,21,22 and 23.
  • each combiner / divider 12, 13, 14 and 15 are each connected to an input / output of a group of inputs / outputs RF0, RF1; RF2, RF3 and the channels of division 24 to 31 of the combiners / dividers of a group of inputs / outputs RF0, RF1, RF2, RF3 are connected to the division channels of the combiners / dividers connected to the inputs / outputs of the other group of inputs / outputs through phase shift means 16, 17, 18, 19.
  • each means of combining / dividing one of the sets of inputs / outputs performs a summation of a phase shifted signal of + ⁇ / 4 coming from a first input of the other of the sets of inputs / outputs and '' a phase shifted signal of - ⁇ / 4 from a second input from the other of the input / output sets.
  • the inputs / outputs RF0, RF1, RF2 and RF3 each have an impedance of 50 ⁇ at input and output.
  • a preferred embodiment of the present invention consists in connecting the inputs / outputs RF0 and RF1 to antennas, one of the antennas being horizontally polarized and the other vertically.
  • phase adjustment cells 10 and 11 have the function of precisely adjusting a 90 ° differential phase shift between the signals entering or leaving the two branches. This function avoids any crosstalk between the signals sent by the duplexer or coming from the antennas.
  • the combiners / dividers 12, 13, 14 and 15 are advantageously of the Wilkinson type based on T cells each phase-shifting by - 90 ° between 50 and 100 ⁇ . In this way, combiners / dividers adapted to 50 ⁇ at input and output are obtained (according to another embodiment, the combiners / dividers 12, 13, 14 and 15 each phase shift + 90 ° between 50 and 100 ⁇ ).
  • FIGS. 2A, 2B, 3A, 3B, 4A and 4B will make it possible to understand the operation of the duplexer according to the present invention.
  • the inputs / outputs RF0 and RF1 are respectively connected to an antenna with horizontal polarization and with an antenna with vertical polarization.
  • Transmitter modules are connected to the RF2 and RF3 inputs / outputs.
  • FIGS. 2A and 2B show the operation on transmission of the duplexer according to the present invention.
  • the microwave signal crosses the structure of the invention in the direction of the arrows.
  • FIG. 2A represents the operation of the duplexer according to the invention during the emission of a right circular polarization (denoted CD).
  • a right circular polarization signal to be transmitted is applied to the RF2 input / output of the duplexer and is divided into two components by the combiner / divider 14.
  • Channel 28 dephases the signal resulting from the division of an angle of - 45 ° thanks to the phase shifter 19 and channel 29 dephases the other part of the signal by + 45 ° thanks to the phase shifter 17.
  • the two signals are then applied to two separate antennas with vertical (V) and horizontal (H) polarization.
  • FIG. 2B represents the operation of the duplexer according to the invention during the transmission of a left circular polarization signal (denoted CG).
  • a left circular polarization signal to be transmitted is applied to the input / output RF3 of the duplexer.
  • the RF3 input / output is connected to the combiner / divider 15 by the combination channel 23.
  • the applied signal is divided into two channels 30 and 31, the phase shifter 16 of channel 31 phase-shifting the signal by - 45 °, and the phase shifter 18 of channel 30 phase shifting the signal by + 45 °.
  • the resulting signals are applied to two separate antennas with vertical V and horizontal H polarization.
  • the duplexer according to the present invention therefore makes it possible to transmit, depending on the chosen input / output channel, RF2 or RF3, a right or left circular polarization signal.
  • FIGS. 3A and 3B show the operation of the duplexer according to the present invention in reception.
  • the signals received by the two antennas pass through the duplexer according to the invention in the direction indicated by the arrows.
  • the inputs / outputs RF2 and RF3 are connected to processing units making ounces of receivers.
  • FIG. 3A represents the operation of the duplexer in reception of the vertical and horizontal components of a right circular polarization signal and in FIG. 3B in reception of the vertical and horizontal components of a left circular polarization signal.
  • the signals present on the two input channels RF0 and RF1 are respectively with horizontal and vertical polarization.
  • the signals received by the antennas are the vertical and horizontal components of a right circular polarization signal.
  • the signal applied to the input / output RF1 is phase-shifted by + 45 ° by the phase shifter 17, and the signal applied to the input / output RF0 by - 45 ° by the phase shifter 19.
  • the resulting signals are then combined by the combiner / divider 14 to obtain on the RF2 output a right circular polarization signal.
  • the signals received by the antennas are the vertical and horizontal components of a left circular polarization signal.
  • the signal received by the RF0 input / output is divided into two then the signal of a division channel is phase-shifted by + 45 ° by the phase shifter 18.
  • the signal received by the RF1 input / output is also divided into two and a division channel is shifted by - 45 ° by the phase shifter 16.
  • the combiner / divider 15 sums the signals coming out of the phase shifters 16 and 18 and a left circular polarization signal is obtained at the output RF3.
  • the duplexer according to the present invention therefore allows the reception of right or left circular polarization signals. It can be considered as a polarization discriminator because of its structure.
  • FIGS. 4A and 4B show the simultaneous operation on transmission and reception of the duplexer according to the present invention.
  • FIG. 4A represents the simultaneous operation of the duplexer according to the present invention in transmission of a right circular polarization signal (dotted lines) and in reception of a left circular polarization signal (solid line).
  • a right circular polarization signal is applied by a transmitter to the input / output RF2 of the duplexer and divided into two signals by the combiner / divider 14 (FIGS. 1, 2A and 3A), each of the resulting signals being subsequently phase-shifted, one of + 45 ° by the phase shifter 17, the other of - 45 ° by the phase shifter 19, then applied respectively to a vertical and horizontal polarization antenna.
  • the resulting transmitted signal is a right circular polarization signal.
  • the duplexer according to the invention therefore simultaneously allows the transmission of a right circular polarization signal and the reception of the components of a left circular polarization signal.
  • FIG. 4B shows the simultaneous operation of the duplexer according to the present invention in transmitting a left circular polarization signal (dotted lines) and in receiving a right circular polarization signal (line full).
  • the structure of the duplexer according to the present invention therefore makes it possible both to transmit a right circular polarization signal, and to receive a left circular polarization signal, and vice versa.
  • One of the advantages of the present invention is that the transmissions and the receptions can be carried out simultaneously at the same frequency, that is to say that the same local oscillator can be used in transmission and in reception.
  • FIG. 5 is a detailed diagram of a preferred embodiment of the structure of the bidirectional duplexer of the invention.
  • the inputs / outputs RF0, RF1, RF2 and RF3 advantageously have an input impedance of 50 ⁇ .
  • Phase adjustment cells 10 and 11 are arranged between the cross structure of the duplexer and the antennas connected to the inputs / outputs RF0 and RF1.
  • the phase adjustment cells 10 and 11 have a structure in ⁇ and constitute low-pass type filters C1, L1, C1.
  • the present invention proposes to use variable capacities constituted by transistors T1 with field effect including the drain and the source are connected to ground.
  • the transistors T1 have capacities Cgs which vary according to the gate polarizations Vgg1 and Vgg2.
  • the voltages Vgg1 and Vgg2 applied to the gates of the transistors T1 are adjusted manually.
  • Transistors T1 can for example be replaced by reverse polarized varactor diodes, their capacity varying as a function of the voltage applied to their cathode.
  • the combination / division means 12, 13, 14, and 15 are advantageously of the Wilkinson type with three accesses. They are based on T cells (L2, C2, L2) each phase shifting the signal by - 90 ° between 50 and 100 ⁇ , and are thus adapted to 50 ⁇ at input and output.
  • An R2 resistor connects the two division channels of each combiner / divider.
  • the C2 capacities of Wilkinson combiners / dividers have low values and are split for technological convenience.
  • the R2 resistors of Wilkinson's combiners / dividers 12,13,14 and 15 imply a signal transmission loss of 3 dB, but this type of combiner / divider allows on the other hand summation or division of signal power with T.O.S.
  • the Wilkinson combiner / divider also has the advantage of being compact, an important characteristic, in particular in the case where the duplexer according to the present invention has to be produced in monolithic technology, for example on gallium arsenide.
  • Wilkinson's combiners / dividers can also be replaced by reactive 3 dB combiners / dividers, although their size is a little larger. Indeed, these have four accesses and it is therefore necessary to close one access on a resistor. The use of a larger number of elements thereby increases the useful surface necessary for their installation.
  • phase shift modules are T phase shifters of type L4, C4, L4 for phase shift modules - 45 ° (modules 16 and 19) and of type C3, L3, C3 for modules + 45 ° (modules 17 and 18).
  • the capacities C4 of the phase shifters 16 and 19 are also split for technological reasons.
  • the phase shift modules can also be ⁇ modules, include additional components, for example four or five elements, or be replaced by transmission lines of length L / 4 where L is the wavelength of the transmitted signal.
  • One of the advantages of the present invention is that the consumption of the duplexer shown is negligible continuously, the transistors T1 not being biased on the drain. The only continuous consumption comes from the gate leakage current of the field effect transistor T1. Consequently, the heating of the device is negligible continuously.
  • the duplexer according to the invention is advantageously produced in MMIC technology.
  • Transistors T1 can be either integrated or deported outside the integrated circuit. In the latter case, use will preferably be made of INP transistors, these being able to operate at high frequencies.
  • duplexer implantation modes of the duplexer can be envisaged, notably using microstrip lines.
  • a particular mode of use of the present invention consists in performing transmission / reception of microwave signals in the band 11.7-12.5 GHz.
  • FIGS. 6 and 7 show the variations of certain characteristic parameters of the duplexer according to the invention, as a function of the working frequency, this varying from 11.7 to 12.5 GHz. These results were obtained by simulating the duplexer represented in FIG. 5, with the values of the preceding components.
  • the duplexer according to the invention constitutes an octopole since it has four inputs / outputs. Due to the symmetrical structure of this duplexer, it can be characterized by a matrix S of three lines and three columns, one of the inputs / outputs being connected to ground through a resistor.
  • One possible configuration is to connect the RF0 input / output to ground by a 50 ⁇ resistor and to apply signals to the RF1 input.
  • the inputs / outputs RF2 and RF3 therefore constitute the outputs of the device.
  • the inputs / outputs RF0, RF1, RF2 and RF3 correspond respectively to ports 1,2,3 and 4 relating to the parameters S.
  • FIG. 6 represents the variations in decibels of the parameters S 31, S 32 and S 21 of the duplexer according to the present invention, as a function of the operating frequency, these variations resulting from a simulation.
  • the plot 60 represents a simulation of the variation in decibels of the parameter S 21 as a function of the operating frequency.
  • Parameter S 21 characterizes the insulation between the two branches of the duplexer according to the invention. It can be seen that this insulation is correct in the 11.7-12.5 GHz band, the latter being at least equal to - 30 dB for a frequency of 12.5 GHz. The insulation between the two branches reaches - 37 dB for an operating frequency of around 12 GHz.
  • the plot 61 represents a simulation of the variation in decibels of the parameters S 31 and S 32. This parameter characterizes the insertion losses of each branch taking into account the fact that the signals are correlated on the inputs / outputs RF0 and RF1, and this over the entire frequency band 11.7-12.5 GHz.
  • the insertion losses of each branch are equal to - 4.21 ⁇ 0.018 dB.
  • FIG. 7 represents the angular variations of the parameters S 31 and S32 as a function of the frequency.
  • the plot 70 represents the phase variation of the parameter S 32, that is to say the phase shift between the outputs RF1 and RF2.
  • the plot 70 presents a linear variation as a function of the frequency, the phase shift between the outputs RF1 and RF2 decreasing when the frequency increases.
  • the plot 71 presents the phase variation of the parameter S 31 as a function of the frequency, that is to say between the output RF2 and the input RF0. Its variation as a function of frequency is also linear and decreases as the frequency increases.
  • the polarization discriminator according to the invention finds application in numerous fields. For example, it can advantageously be used as a polarization changer using a repeater. Thus, a wave with left circular polarization can be transformed into a wave with right circular polarization and vice versa.
  • the invention also finds application in the transmission and reception of circular waves from antennas or networks of printed antennas. It can also be used as part of the cross-polarized frequency reuse duplexer.
  • Another application of the present invention is to serve for the transmission of vertically and / or horizontally polarized microwave waves.
  • FIG. 8 represents an example of topography on an integrated circuit of such a duplexer, produced in MMIC technology, using integrated T1 transistors.
  • the block diagram retained for this topography is that of FIG. 5 with the component values indicated above.
  • the various elements of the electrical diagram are produced according to the technological rule of the THOMSON / DAG foundry (registered trademark).

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

L'invention concerne une nouvelle structure de duplexeur bidirectionnel pour l'émission et la réception simultanée d'ondes hyperfréquences polarisées circulairement. Selon l'invention, le duplexeur bidirectionnel est du type destiné à relier un premier jeu de deux entrées/sorties (RF0,RF1;RF2,RF3) à un second jeu de deux entrées/sorties (RF2,RF3;RF0,RF1), chaque entrée/sortie (RF0,RF1,RF2,RF3) du duplexeur étant connectée à la voie de combinaison (20,21,22,23) d'un combineur/diviseur (12,13,14,15), les deux voies de division (24,25,26,27,28,29,30,31) de chaque combineur/diviseur (12,13,14,15) assurant chacune la liaison avec l'une des voies de division (24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31) de l'un des combineurs/diviseurs (12, 13, 14, 15) connectés à une entrée/sortie (RF0, RF1; RF2, RF3) distincte du jeu d'entrées/sorties (RF2, RF3 ; RF0, RF1) opposé, à travers des moyens de déphasage (16, 17, 18, 19) distincts. <IMAGE>

Description

  • Le domaine de l'invention est celui des composants de traitement de signaux hyperfréquences polarisés et plus précisément des duplexeurs d'ondes polarisées circulairement. Ces composants peuvent notamment constituer un étage d'un émetteur et/ou d'un récepteur de polarisations circulaires dans le domaine des hyperfréquences.
  • De façon connue, dans une transmission par satellite, les ondes transmises sont fréquemment polarisées circulairement. En effet, dans ce cas, le calage des antennes de réception en gisement est indifférent.
  • La réception d'une onde polarisée circulaire s'effectue à l'aide de deux antennes, une des antennes étant polarisée verticalement et l'autre horizontalement. Ainsi, les composantes verticale et horizontale d'une onde à polarisation circulaire droite sont reçues chacune par une antenne distincte et peuvent être combinées par couplage de puissance pour reconstituer au récepteur l'onde polarisée circulaire transmise. Le même raisonnement peut être tenu pour une polarisation circulaire gauche. Les composantes verticale et horizontale reçues doivent présenter un déphasage différentiel de 90 degrés exactement pour éviter une perte de puissance à la combinaison.
  • L'invention a pour objet de fournir un duplexeur assurant notamment cette fonction de recombinaison des composantes linéaires d'une onde circulaire reçue, et inversement, de décomposition d'une onde circulaire en ses composantes linéaires à l'émission.
  • On connaît des dispositifs de recombinaison à la réception de l'onde circulaire reçue par deux antennes à 90°. Ceux-ci sont habituellement constitués d'une structure hybride à trois portes. De telles structures hybrides à trois portes sont par exemple décrites dans la revue "R.F. Design" de juillet 1989, pages 56 à 59. Ce document décrit des structures hybrides consistant en des combineurs/diviseurs de Wilkinson en T ou en π. Les combineurs/diviseurs de Wilkinson sont des filtres passe-haut ou passe-bas permettant de réaliser soit la somme de deux signaux, soit la division d'un signal unique en deux signaux égaux, suivant leur sens d'utilisation.
  • De façon connue, le même type de structure hybride peut être également utilisé à l'émission pour décomposer l'onde à transmettre en deux composante verticale et horizontale appliquées à un jeu de deux antennes de polarisations orthogonales.
  • Bien évidemment, chacun de ces composants ne peut fonctionner simultanément en émission et en réception. En fait, avec ce type de composants, un dispositif devant pouvoir fonctionner en émission et en réception d'ondes circulaires requiert deux unités distinctes de traitement des signaux, coopérant avec deux oscillateurs locaux distincts, l'un servant pour la réception, et l'autre pour l'émission des signaux.
  • Pourtant, il existe un besoin de compacité et de convertibilité de ce type de composants, singulièrement dans les applications embarquées, où il est avantageux de faire remplir plusieurs fonctions à un même composant, lorsque cela est possible.
  • La présente invention a notamment pour objectif de répondre à ce besoin.
  • Plus précisément, un premier objectif de la présente invention est de fournir une structure de duplexeur permettant, lorsqu'il est connecté à un jeu d'antennes, de fonctionner en émission de polarisations circulaires aussi bien droite que gauche (avec la même structure) à partir des polarisations linéaires verticale et horizontale d'un signal hyperfréquence.
  • Un autre objectif de la présente invention est de fournir une telle structure permettant également une réception de polarisations circulaires aussi bien droite que gauche à partir des polarisation linéaires verticale et horizontale du signal hyperfréquence.
  • Un autre objectif de la présente invention est de fournir une telle structure permettant simultanément l'émission et la réception de polarisations circulaires croisées.
  • Un autre objectif de la présente invention est de fournir un tel duplexeur ayant une bande de fréquences de fonctionnement de 11,7 à 12,5 GHz environ.
  • Un objectif complémentaire de la présente invention est qu'une telle structure bidirectionnelle soit réalisable en technologie MMIC (circuit intégré microonde monolithique), par exemple sur arséniure de gallium, notamment pour réduire son encombrement et sa consommation.
  • Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints grâce à un duplexeur bidirectionnel pour ondes hyperfréquences polarisées, du type destiné à relier un premier jeu de deux entrées/sorties à un second jeu de deux entrées/sorties, chaque entrée/sortie du duplexeur étant connectée à la voie de combinaison d'un combineur/diviseur, les deux voies de division de chaque combineur/diviseur assurant chacune la liaison avec l'une des voies de division de l'un des combineurs/diviseurs connectés à une entrée/sortie distincte du jeu d'entrées/sorties opposé, à travers des moyens de déphasage distincts.
  • La voie de combinaison d'un combineur/diviseur est définie comme étant celle sur laquelle on obtient la somme des signaux appliqués sur les deux voies de division du combineur/diviseur. En utilisation "diviseur" du combineur/diviseur, la voie de combinaison est celle sur laquelle on applique un signal pour le partager en deux signaux égaux.
  • Les voies de division d'un combineur/diviseur sont définies comme étant celles sur lesquelles on applique deux signaux que l'on veut sommer, c'est à dire combiner, le résultat de la sommation étant obtenu sur la voie de combinaison. Les voies de division sont , inversement, aussi celles sur lesquelles on obtient deux signaux égaux résultant de la disjonction en deux d'un signal appliqué sur la voie de combinaison du combineur/diviseur, lorsque celui-ci est utilisé en diviseur.
  • Avantageusement, les moyens de combinaison/division sont des triportes du type Wilkinson en T ou en π, déphasant chacun de + 90° ou -90°.
  • Les triportes du type Wilkinson présentent notamment l'avantage d'être peu encombrants et de présenter des taux d'ondes stationnaires faibles.
  • De préférence, le duplexeur bidirectionnel selon l'invention comprend des moyens d'ajustage de phase, en T ou en π, disposés chacun entre les voies de combinaison de combineurs/diviseurs et les deux entrées/sorties de l'un des jeux d'entrées/sorties du duplexeur.
  • Les moyens d'ajustage de phase ont pour fonction d'ajuster précisément un déphasage différentiel de 90° entre les signaux sortant ou entrant dans le duplexeur, notamment pour éviter une perte de puissance de transmission et une diaphonie entre les signaux.
  • Selon un mode de mise en oeuvre avantageux de la présente invention, les moyens d'ajustage de phase comprennent des transistors à effet de champ montés en capacités variables.
  • L'avantage de ce type de montage est que le réglage de la phase d'un signal est commandable par ajustement de la tension de grille des transistors à effet de champ. De plus, le duplexeur selon l'invention présente ainsi une consommation en courant quasiment nulle en continu, la seule consommation provenant du courant de fuite des grilles des transistors à effet de champ.
  • Avantageusement, les moyens de déphasage assurent un déphasage de + π/4 ou -π/4. Ils peuvent être constitués par des cellules de déphasage de type passe-haut ou passe-bas.
  • Préférentiellement, le signe ( + ou -) du déphasage de π/4 est affecté sélectivement à chacun des moyens de déphasage de la structure de façon que, chacune des entrées/sorties d'un premier jeu acheminant une composante linéaire distincte (verticale ou horizontale), on émet ou on reçoit l'onde circulaire polarisée correspondante sélectivement sur l'une ou sur l'autre des entrées/sorties du jeu opposé, suivant que la polarisation est droite ou gauche.
  • Avantageusement, les entrées/sorties des jeux sont adaptées sur 50 Ω.
  • Un mode de mise en oeuvre préférentiel de la présente invention consiste à réaliser un tel duplexeur en technologie monolithique sur arséniure de gallium. Une telle implantation permet de réduire considérablement l'encombrement du duplexeur selon l'invention.
  • Préférentiellement, un des jeux de deux entrées/sorties est relié à un jeu d'antennes à polarisation verticale et horizontale et l'autre des jeux de deux entrées/sorties est relié à une unité d'émission et/ou de réception.
  • Le duplexeur selon l'invention est préférentiellement utilisé pour l'émission et la réception de polarisations circulaires tant droites que gauches.
  • Le duplexeur selon l'invention est enfin particulièrement adapté pour l'émission et la réception simultanées de polarisations circulaires croisées.
  • D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de mise en oeuvre préférentiel et des dessins annexés dans lesquels :
    • la figure 1 est un schéma synoptique d'un duplexeur selon la présente invention ;
    • les figures 2A et 2B représentent le fonctionnement en émission du duplexeur selon la présente invention ;
    • les figures 3A et 3B représentent le fonctionnement en réception du duplexeur selon la présente invention ;
    • les figures 4A et 4B représentent le fonctionnement simultané en émission et en réception du duplexeur selon la présente invention ;
    • la figure 5 est un schéma détaillé d'un mode de réalisation préférentiel de la structure du duplexeur bidirectionnel de la présente invention ;
    • la figure 6 représente une simulation de la variation en décibels de l'isolation entre les deux branches constituant le duplexeur selon la présente invention, en fonction de la fréquence de fonctionnement, ainsi que la caractéristique de transfert ;
    • la figure 7 représente une simulation des variations angulaires des paramètres S31 et S32 de la matrice caractéristique du duplexeur selon la présente invention, en fonction de la fréquence ;
    • la figure 8 représente un exemple de topographie sur circuit intégré d'un tel duplexeur, réalisé en technologie MMIC.
  • La figure 1 est un schéma synoptique d'un duplexeur selon la présente invention.
  • Le duplexeur selon l'invention présente une structure constituée de deux branches identiques comportant chacune deux entrées/sorties RF0, RF1, RF2, RF3. Chaque entrée/sortie RF0, RF1, RF2, RF3 est reliée à une voie de combinaison 20,21,22,23 d'un combineur/diviseur 12, 13, 14 et 15. Chaque combineur/diviseur 12,13,14,15 comporte deux voies de division respectivement référencées 24,25,26,27,28,29,30,31. Les combineurs/diviseurs 12,13,14 et 15 permettent soit de diviser en deux signaux égaux un signal appliqué sur leurs voies de combinaison 20,21,22,23, les deux signaux égaux étant alors présentés sur les voies de division 24,25,26,27,28,29,30,31, soit de sommer deux signaux présentés sur les voies de division 24,25,26,27,28,29,30,31, le résultat de la sommation apparaîssant alors sur les voies de combinaison 20,21,22 et 23.
  • Les voies de combinaison 20,21,22 et 23 de chaque combineur/diviseur 12,13,14 et 15 sont chacune reliées à une entrée/sortie d'un groupe d'entrées/sorties RF0,RF1;RF2,RF3 et les voies de division 24 à 31 des combineurs/diviseurs d'un groupe d'entrées/sorties RF0,RF1,RF2,RF3 sont reliées aux voies de division des combineurs/diviseurs reliés aux entrées/sorties de l'autre groupe d'entrées/sorties à travers des moyens de déphasage 16, 17, 18, 19.
  • Les moyens de déphasage 16,17,18,19 déphasent le signal de ± 45°. Ainsi, chaque moyen de combinaison/division d'un des jeux d'entrées/sorties effectue une sommation d'un signal déphasé de + π/4 provenant d'une première entrée de l'autre des jeux d'entrées/sorties et d'un signal déphasé de - π/4 provenant d'une seconde entrée de l'autre des jeux d'entrées/sorties.
  • Les entrées/sorties RF0, RF1, RF2 et RF3 présentent chacune une impédance de 50 Ω en entrée et en sortie.
  • Un mode de mise en oeuvre préférentiel de la présente invention consiste à relier les entrées/sorties RF0 et RF1 à des antennes, une des antennes étant polarisée horizontalement et l'autre verticalement.
  • Pour que la différence de phase entre les deux branches soit précise, il est avantageux de disposer entre les entrées/sorties RF0 et RF1 et les combineurs/diviseurs 12,13 des cellules d'ajustage de phase 10 et 11. Les cellules 10,11 ont pour fonction d'ajuster précisément un déphasage différentiel de 90° entre les signaux entrant ou sortant des deux branches. Cette fonction permet d'éviter toute diaphonie entre les signaux envoyés par le duplexeur ou provenant des antennes.
  • Les combineurs/diviseurs 12,13,14 et 15 sont avantageusement du type Wilkinson à base de cellules en T déphasant chacune de - 90° entre 50 et 100 Ω. On obtient de cette façon des combineurs/diviseurs adaptés sur 50 Ω en entrée et en sortie (selon un autre mode de réalisation, les combineurs/diviseurs 12,13,14 et 15 déphasent chacun de +90° entre 50 et 100 Ω).
  • La description suivante des figures 2A, 2B, 3A, 3B, 4A et 4B permettra de comprendre le fonctionnement du duplexeur selon la présente invention.
  • Les entrées/sorties RF0 et RF1 sont respectivement reliées à une antenne à polarisation horizontale et à une antenne à polarisation verticale. Des modules émetteurs sont branchés aux entrées/sorties RF2 et RF3.
  • Les figures 2A et 2B représentent le fonctionnement à l'émission du duplexeur selon la présente invention.
  • A l'émission, le signal hyperfréquence traverse la structure de l'invention selon le sens des flèches.
  • La figure 2A représente le fonctionnement du duplexeur selon l'invention lors d'une émission d'une polarisation circulaire droite (notée CD).
  • Un signal de polarisation circulaire droite à transmettre est appliqué à l'entrée/sortie RF2 du duplexeur et est divisé en deux composantes par le combineur/diviseur 14. La voie 28 déphase le signal résultant de la division d'un angle de - 45° grâce au déphaseur 19 et la voie 29 déphase l'autre partie du signal de + 45° grâce au déphaseur 17. Les deux signaux sont ensuite appliqués à deux antennes séparées à polarisation verticale (V) et horizontale (H).
  • La figure 2B représente le fonctionnement du duplexeur selon l'invention lors d'une émission d'un signal de polarisation circulaire gauche (notée CG).
  • Un signal de polarisation circulaire gauche à transmettre est appliqué à l'entrée/sortie RF3 du duplexeur. L'entrée/sortie RF3 est reliée au combineur/diviseur 15 par la voie de combinaison 23. Le signal appliqué est divisé en deux voies 30 et 31, le déphaseur 16 de la voie 31 déphasant le signal de - 45°, et le déphaseur 18 de la voie 30 déphasant le signal de + 45°. Les signaux résultants sont appliqués à deux antennes séparées à polarisation verticale V et horizontale H.
  • Le duplexeur selon la présente invention permet donc d'émettre, selon la voie d'entrée/sortie choisie, RF2 ou RF3, un signal de polarisation circulaire droite ou gauche.
  • Les figures 3A et 3B représentent le fonctionnement du duplexeur selon la présente invention en réception.
  • En réception, les signaux reçus par les deux antennes traversent le duplexeur selon l'invention dans le sens indiqué par les flèches. Les entrées/sorties RF2 et RF3 sont reliées à des unités de traitement faisant once de récepteurs.
  • La figure 3A représente le fonctionnement du duplexeur en réception des composantes verticale et horizontale d'un signal de polarisation circulaire droite et la figure 3B en réception des composantes verticale et horizontale d'un signal de polarisation circulaire gauche.
  • Les signaux présents sur les deux voies d'entrée RF0 et RF1 sont respectivement à polarisation horizontale et verticale.
  • Dans la figure 3A les signaux reçus par les antennes sont les composantes verticale et horizontale d'un signal de polarisation circulaire droite.
  • Le signal appliqué à l'entrée/sortie RF1 est déphasé de + 45° par le déphaseur 17, et le signal appliqué à l'entrée/sortie RF0 de - 45° par le déphaseur 19. Les signaux résultants sont alors combinés par le combineur/diviseur 14 pour obtenir sur la sortie RF2 un signal de polarisation circulaire droite.
  • Aucun signal n'apparaît en RF3, puisqu'aucune composante d'un signal de polarisation circulaire gauche n'a été reçu par les antennes.
  • Dans la figure 3B, les signaux reçus par les antennes sont les composantes verticale et horizontale d'un signal de polarisation circulaire gauche.
  • Le signal reçu par l'entrée/sortie RF0 est divisé en deux puis le signal d'une voie de division est déphasé de + 45° par le déphaseur 18. Le signal reçu par l'entrée/sortie RF1 est également divisé en deux et une voie de division est déphasée de - 45° par le déphaseur 16. Le combineur/diviseur 15 somme les signaux sortant des déphaseurs 16 et 18 et l'on obtient sur la sortie RF3 un signal à polarisation circulaire gauche.
  • Aucun signal n'apparaît sur la sortie RF2, puisqu'aucune composante d'un signal de polarisation circulaire droite n'a été reçu par les antennes.
  • Le duplexeur selon la présente invention permet donc la réception de signaux de polarisation circulaire droite ou gauche. Il peut être considéré comme un discriminateur de polarisation du fait de sa structure.
  • Les figures 4A et 4B représentent le fonctionnement simultané à l'émission et en réception du duplexeur selon la présente invention.
  • La figure 4A représente le fonctionnement simultané du duplexeur selon la présente invention en émission d'un signal de polarisation circulaire droite (traits pointillés) et en réception d'un signal de polarisation circulaire gauche (trait plein).
  • Un signal de polarisation circulaire droite est appliqué par un émetteur à l'entrée/sortie RF2 du duplexeur et divisé en deux signaux par le combineur/diviseur 14 (figures 1, 2A et 3A), chacun des signaux résultant étant par la suite déphasé, l'un de + 45° par le déphaseur 17, l'autre de - 45° par le déphaseur 19, puis appliqué respectivement à une antenne de polarisation verticale et horizontale.
  • Le signal émis résultant est un signal de polarisation circulaire droite.
  • Pendant l'émission de ce signal, les composantes verticale et horizontale d'un signal de polarisation circulaire gauche (trait plein) sont captées par le jeu d'antennes. La division de chacun de ces signaux, les déphasages appliqués et la combinaison des signaux résultants s'opèrent comme décrit en référence à la figure 3B.
  • Le duplexeur selon l'invention permet donc simultanément l'émission d'un signal de polarisation circulaire droite et la réception des composantes d'un signal de polarisation circulaire gauche.
  • La figure 4B représente le fonctionnement simultané du duplexeur selon la présente invention en émission d'un signal de polarisation circulaire gauche (traits pointillés) et en réception d'un signal de polarisation circulaire droite (trait plein).
  • Le fonctionnement représenté est analogue à ceux décrits en référence aux figures 2B et 3A ces fonctionnements étant simultanés.
  • La structure du duplexeur selon la présente invention permet donc à la fois d'émettre un signal de polarisation circulaire droite, et de recevoir un signal de polarisation circulaire gauche, et inversement.
  • Un des avantages de la présente invention est que les émissions et les réceptions peuvent être effectuées simultanément à la même fréquence, c'est-à-dire qu'un même oscillateur local peut être utilisé en émission et en réception.
  • La figure 5 est un schéma détaillé d'un mode de réalisation préférentiel de la structure du duplexeur bidirectionnel de l'invention.
  • Ce schéma détaillé est conforme au schéma de principe de la figure 1.
  • On y retrouve les quatre entrées/sorties RF0, RF1, RF2 et RF3 constituant deux jeux d'entrées/sorties opposés, les moyens de combinaison/division 12,13,14,15 et les modules déphaseurs 16,17,18 et 19.
  • Les entrées/sorties RF0, RF1, RF2 et RF3 présentent avantageusement une impédance d'entrée de 50 Ω.
  • Des cellules d'ajustage de phase 10 et 11 sont disposées entre la structure croisée du duplexeur et les antennes branchées aux entrées/sorties RF0 et RF1.
  • Les cellules d'ajustage de phase 10 et 11 présentent une structure en π et constituent des filtres de type passe-bas C1,L1,C1. Afin de permettre un ajustage précis de la phase, les signaux provenant des antennes et/ou injectés aux antennes devant être déphasés de 90°, la présente invention propose d'utiliser des capacités variables constituées par des transistors T1 à effet de champ dont le drain et la source sont reliés à la masse. Dans cette configuration, les transistors T1 présentent des capacités Cgs variables selon les polarisations de grille Vgg1 et Vgg2.
  • Selon un mode de mise en oeuvre préférentiel de la présente invention, les tensions Vgg1 et Vgg2 appliquées aux grilles des transistors T1 sont ajustées manuellement.
  • Il est bien entendu possible de régler ces tensions d'une autre manière, notamment à l'aide d'une boucle d'asservissement mesurant la différence de phase entre les signaux présents aux points RF0 et RF1. Il va de soi que le réglage de phase peut être réalisé par tout autre moyen approprié. Les transistors T1 peuvent par exemple être remplacés par des diodes varactor polarisées en inverse, leur capacité variant en fonction de la tension appliquée à leur cathode.
  • Comme déjà précisé, les moyens de combinaison/division 12,13,14, et 15 sont avantageusement du type Wilkinson à trois accès. Ils sont à base de cellules en T (L2,C2,L2) déphasant chacune le signal de - 90° entre 50 et 100 Ω, et sont ainsi adaptés sur 50 Ω en entrée et en sortie. Une résistance R2 relie les deux voies de division de chaque combineur/diviseur. Les capacités C2 des combineurs/diviseurs de Wilkinson présentent de faibles valeurs et sont dédoublées pour des commodités technologiques. Les résistances R2 des combineurs/diviseurs de Wilkinson 12,13,14 et 15 impliquent une perte de transmission du signal de 3 dB, mais ce type de combineur/diviseur permet en revanche une sommation ou division de puissance de signaux avec des T.O.S. (taux d'onde stationnaire) relativement faibles. Le combineur/diviseur de Wilkinson présente également l'avantage d'être d'un encombrement réduit, caractéristique importante, notamment dans le cas où le duplexeur selon la présente invention est amené à être réalisé en technologie monolithique, par exemple sur arséniure de gallium.
  • Les combineurs/diviseurs de Wilkinson peuvent également être remplacés par des combineurs/diviseurs 3 dB réactifs, bien que leur encombrement soit un peu plus important. En effet, ceux-ci présentent quatre accès et il est donc nécessaire de refermer un accès sur une résistance. L'utilisation d'un nombre d'éléments plus important augmente de ce fait la surface utile nécessaire pour leur implantation.
  • Les modules déphaseurs sont des déphaseurs en T du type L4,C4,L4 pour les modules déphaseurs - 45° (modules 16 et 19) et du type C3,L3,C3 pour les modules + 45° (modules 17 et 18). Les capacités C4 des déphaseurs 16 et 19 sont également dédoublées pour des raisons technologiques. Les modules de déphasage peuvent également être des modules en π, comprendre des composants supplémentaires, par exemple quatre ou cinq éléments, ou être remplacés par des lignes de transmission de longueur L/4 où L est la longueur d'onde du signal transmis.
  • Cette dernière solution présente cependant l'inconvénient d'être plus encombrante. En effet, pour une fréquence de fonctionnement de 12 MHz par exemple, une telle ligne de transmission devra avoir une longueur de l'ordre de 6 mm, d'où un rendement plus faible du duplexeur.
  • Un des avantages de la présente invention est que la consommation du duplexeur représenté est négligeable en continu, les transistors T1 n'étant pas polarisés sur le drain. La seule consommation en continu provient du courant de fuite de grille du transistor à effet de champ T1. En conséquence, l'échauffement du dispositif est négligeable en continu.
  • Bien entendu, les différents éléments constituant la structure du duplexeur selon la présente invention peuvent être aisément modifiés par l'homme du métier sans pour autant sortir du cadre de la présente invention.
  • Le duplexeur selon l'invention est avantageusement réalisé en technologie MMIC. Les transistors T1 peuvent être soit intégrés, soit déportés hors du circuit intégré. Dans ce dernier cas, on utilisera préférentiellement des transistors INP, ceux-ci pouvant fonctionner à des fréquences élevées.
  • D'autres modes d'implantation du duplexeur sont envisageables, utilisant notamment des lignes microrubans.
  • Un mode d'utilisation particulier de la présente invention consiste à effectuer de la transmission/réception de signaux hyperféquences dans la bande 11,7-12,5 GHz.
  • Pour un fonctionnement dans cette bande de fréquence, les valeurs des composants sont avantageusement les suivantes :
    • transistor :
         T1 = transistor à effet de champ : 0,5 µm, deux doigts de 75 µm,
         Vp = -1 Volt
    • résistances :
         R1 = 2150 Ω (implant : 215 Ω/carré, L = 100 µm, W = 10 µm)
         R2 = 100 Ω (métal : 30 Ω/carré, L = 33,3 µm, W = 10 µm)
    • inductances :
         L1 = 549,63 pH (N = 2,5 tours, D = 113 µm, W = 10 µm)
         L2 = 886,27 pH (N = 2,75 tours, D = 134,7 µm, W = 10 µm)
         L3 = 685,71 pH (N = 1,5 tours, D = 178,5 µm, W = 10 µm)
         L4 = 239,94 pH (N = 1,5 tours, D = 92 µm, W = 10 µm)
    • capacités :
         C1 = 2500 fF (250 pF/mm², L = 133 µm, W = 75 µm)
         C2 = 220.52 fF (250 pF/mm², L = 29,7 µm, W = 29,7 µm)
         C3 = 538,93 fF (250 pF/mm², L = 46,3 µm, W = 46,3 µm)
         C4 = 256 fF (250 pF/mm², L = 32 µm, W = 32 µm)
         C5 = 3600 fF (250 pF/mm², L = 120 µm, W = 120 µm)
  • Les figures 6 et 7 représentent les variations de certains paramètres caractéristiques du duplexeur selon l'invention, en fonction de la fréquence de travail, celle-ci variant de 1 1,7 à 12,5 GHz. Ces résultats ont été obtenus par simulation du duplexeur représenté à la figure 5, avec les valeurs de composants précédentes.
  • Le duplexeur selon l'invention constitue un octopôle puisqu'il comporte quatre entrées/sorties. Du fait de la structure symétrique de ce duplexeur, il peut être caractérisé par une matrice S de trois lignes et trois colonnes, une des entrée/sortie étant reliée à la masse à travers une résistance.
  • Une configuration possible consiste à relier l'entrée/sortie RF0 à la masse par une résistance de 50 Ω et à appliquer des signaux à l'entrée RF1. Les entrées/sorties RF2 et RF3 constituent dès lors les sorties du dispositif.
  • Les entrées/sorties RF0,RF1,RF2 et RF3 correspondent respectivement aux ports 1,2,3 et 4 relatifs aux paramètres S.
  • La figure 6 représente les variations en décibels des paramètres S 31, S 32 et S 21 du duplexeur selon la présente invention, en fonction de la fréquence de fonctionnement, ces variations résultant d'une simulation.
  • Le tracé 60 représente une simulation de la variation en décibels du paramètre S 21 en fonction de la fréquence de fonctionnement. Le paramètre S 21 caractérise l'isolation entre les deux branches du duplexeur selon l'invention. On constate que cette isolation est correcte dans la bande 11,7-12,5 GHz, celle-ci étant au minimum égale à - 30 dB pour une fréquence de 12,5 GHz. L'isolation entre les deux branches atteint - 37 dB pour une fréquence de fonctionnement de 12 GHz environ.
  • Le tracé 61 représente une simulation de la variation en décibels des paramètres S 31 et S 32. Ce paramètre caractérise les pertes d'insertion de chaque branche en tenant compte du fait que les signaux sont corrélés sur les entrées/sorties RF0 et RF1, et ce sur toute la bande de fréquence 11,7-12,5 GHz.
  • Les pertes de chaque voie correspondent aux paramètres S 31 et S 32, ces paramètres étant définis par:
    • S 31 = signal de sortie en RF2/signal incident en RF0 ;
    • S 32 = signal de sortie en RF2/signal incident en RF1.
  • Les pertes d'insertion de chaque branche sont égales à - 4,21 ± 0,018 dB.
  • La figure 7 représente les variations angulaires des paramètres S 31 et S32 en fonction de la fréquence.
  • Le tracé 70 représente la variation de phase du paramètre S 32, c'est-à-dire le déphasage entre les sorties RF1 et RF2. Le tracé 70 présente une variation linéaire en fonction de la fréquence, le déphasage entre les sorties RF1 et RF2 diminuant lorsque la fréquence augmente.
  • Le tracé 71 présente la variation de phase du paramètre S 31 en fonction de la fréquence, c'est-à-dire entre la sortie RF2 et l'entrée RF0. Sa variation en fonction de la fréquence est également linéaire et diminue lorsque la fréquence augmente.
  • On constate que le déphasage différentiel entre les tracés 70 et 71 est quasiment constant et vaut 89,88 ± 0,71°. Ce déphasage différentiel est ajustable grâce aux cellules d'ajustage de phase 10 et 11.
  • Le discriminateur de polarisation selon l'invention trouve application dans de nombreux domaines. Par exemple, il peut avantageusement être utilisé en tant que changeur de polarisation à l'aide d'un répéteur. Ainsi, une onde à polarisation circulaire gauche peut être transformée en onde à polarisation circulaire droite et réciproquement.
  • L'invention trouve également application dans l'émission et la réception d'ondes circulaires à partir d'antennes ou de réseaux d'antennes imprimés. Elle peut également être utilisée dans le cadre du duplexeur à réutilisation de fréquence à polarisation croisée.
  • Une autre application de la présente invention est de servir à la transmission d'ondes hyperfréquences polarisées verticalement et/ou horizontalement.
  • La figure 8 représente un exemple de topographie sur circuit intégré d'un tel duplexeur, réalisé en technologie MMIC, utilisant des transistors T1 intégrés. Le schéma de principe retenu pour cette topographie est celui de la figure 5 avec les valeurs de composants indiquées précédemment.
  • Les différents éléments du schéma électrique sont réalisés selon la règle technologique de la fonderie THOMSON/DAG (marque déposée).
  • Pour des raisons de clarté de la topographie représentée et du fait de la symétrie de la structure du duplexeur selon l'invention, une seule branche est référencée. La symétrie de la structure se retrouve dans la topographie de la figure 8. Les faibles valeurs de composants utilisés confèrent au duplexeur selon l'invention un encombrement extrêmement réduit.
  • Il est bien sûr possible de réaliser le dispositif de l'invention selon d'autres technologies.

Claims (11)

  1. Duplexeur bidirectionnel pour ondes hyperfréquences polarisées, du type destiné à relier un premier jeu de deux entrées/sorties (RF0, RF1 ; RF2, RF3) à un second jeu opposé de deux entrées/sorties (RF2, RF3 ; RF0, RF1), caractérisé en ce que chaque entrée/sortie (RF0, FR1, RF2, RF3) dudit duplexeur est connectée à la voie de combinaison (20, 21, 22, 23) d'un combineur/diviseur (12,13, 14, 15),
    et en ce que les deux voies de division (24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31) de chaque combineur/diviseur (12, 13, 14, 15) assurent chacune respectivement la liaison avec l'une des voies de division (24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31) de l'un des combineurs /diviseurs (12, 13, 14, 15) connectés à une entrée/sortie (RF0, RF1 ; RF2, RF3) distincte du jeu d'entrées/sorties (RF2, RF3 ; RF0, RF1) opposé, à travers des moyens de déphasage (16, 17, 18, 19) distincts.
  2. Duplexeur bidirectionnel selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits combineurs/diviseurs (12,13,14,15) sont des triportes du type Wilkinson en T ou en π, déphasant chacun de +90° ou -90°.
  3. Duplexeur bidirectionnel selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'ajustage de phase (10,11) en T ou en π disposés chacun entre les voies de combinaison (20,21) de combineurs/diviseurs (12,13) et les deux entrées/sorties de l'un desdits jeux d'entrées/sorties (RF0,RF1) dudit duplexeur.
  4. Duplexeur bidirectionnel selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits moyens d'ajustage de phase (10,11) comprennent des transistors à effet de champ (T1) montés en capacités variables.
  5. Duplexeur bidirectionnel selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de déphasage assurent un déphasage de + π/4 ou -π/4.
  6. Duplexeur bidirectionnel selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdits moyens de déphasage (16,17,18,19) sont des cellules de déphasage de type passe-haut (17,18) ou passe-bas (16,19).
  7. Duplexeur bidirectionnel selon la revendication 5, caractérisé en ce que le signe ( + ou -) du déphasage de π/4 est affecté à chacun desdits moyens de déphasage de façon que, chacune des entrées/sorties d'un premier desdits jeux acheminant une composante linéaire distincte, l'onde circulaire polarisée correspondante est émise ou reçue sélectivement sur l'une ou sur l'autre des entrées/sorties dudit jeu opposé, suivant que la polarisation est droite ou gauche.
  8. Duplexeur bidirectionnel selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que lesdites entrées/sorties (RF0,RF1,RF2,RF3) desdits jeux sont adaptées sur 50 Ω.
  9. Duplexeur bidirectionnel selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il est réalisé en technologie monolithique sur arséniure de gallium.
  10. Duplexeur bidirectionnel selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que un desdits jeux de deux entrées/sorties (RF0,RF1) est relié à un jeu d'antennes à polarisation verticale et horizontale et l'autre desdits jeux de deux entrées/sorties (RF2,RF3) est relié à une unité de traitement.
  11. Utilisation du duplexeur bidirectionnel selon la revendication 10, pour l'émission et la réception simultanées de polarisations circulaires droite et/ou gauche.
EP91460041A 1990-08-24 1991-08-01 Duplexeur bidirectionnel pour ondes hyperfréquences polarisées réalisable notamment en technologie monolithique sur arséniure de gallium Withdrawn EP0472483A1 (fr)

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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5890055A (en) * 1995-07-28 1999-03-30 Lucent Technologies Inc. Method and system for connecting cells and microcells in a wireless communications network
GB2306055B (en) * 1995-10-06 2000-01-12 Roke Manor Research Improvements in or relating to antennas
TW382833B (en) * 1996-12-18 2000-02-21 Allen Telecom Inc Antenna with diversity transformation
US6020848A (en) * 1998-01-27 2000-02-01 The Boeing Company Monolithic microwave integrated circuits for use in low-cost dual polarization phased-array antennas
US6823003B2 (en) * 2001-01-15 2004-11-23 Infineon Technologies Ag Multi-path transceiver amplification apparatus, method and system
KR20020040724A (ko) * 2002-05-07 2002-05-30 하덕호 역선회 원편파를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 방법 및시스템
KR100513374B1 (ko) * 2003-07-19 2005-09-06 주식회사 케이티프리텔 매트릭스 구조를 갖는 듀얼듀플렉서 및 그 구성 방법
KR100754635B1 (ko) * 2004-08-04 2007-09-05 삼성전자주식회사 통신 시스템에서의 전력 분배기/합성기
JP2006246135A (ja) * 2005-03-04 2006-09-14 Denso Corp スマートエントリシステム用受信機
US7609753B1 (en) * 2005-09-13 2009-10-27 Rockwell Collins, Inc. Link 16 radio receiver using antenna diversity
US7812693B1 (en) * 2007-02-28 2010-10-12 Pmc-Sierra Us, Inc. Lowpass-bandstop common mode filter for differential lines carrying high rate digital signals
CN101971492A (zh) * 2008-03-13 2011-02-09 松下电器产业株式会社 信号分波器和使用它的电子设备、天线装置及信号传输方法
TW201042822A (en) * 2009-05-25 2010-12-01 Mitac Int Corp Antenna array

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3093824A (en) * 1959-02-17 1963-06-11 Singer Inc H R B Communication system using circular polarization
US4115782A (en) * 1976-06-21 1978-09-19 Ford Motor Company Microwave antenna system
DE3110599A1 (de) * 1981-03-18 1982-09-30 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Polarisator fuer zirkular polarisierte wellen
EP0218549A2 (fr) * 1985-10-11 1987-04-15 HUBER &amp; SUHNER AG KABEL-, KAUTSCHUK-, KUNSTSTOFF-WERKE Dispositif à guide d'ondes

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USB351737I5 (fr) * 1966-05-02
US3581242A (en) * 1969-10-20 1971-05-25 Us Air Force Variable polarizer for microwave systems
US3768043A (en) * 1973-01-05 1973-10-23 Rca Corp Wideband hybrid system
US3963990A (en) * 1974-02-27 1976-06-15 Communications Satellite Corporation (Comsat) Interference reduction circuit
JPS57107651A (en) * 1980-12-25 1982-07-05 Sony Corp Receiver for circular polarized electromagnetic wave
JPS583339A (ja) * 1981-06-27 1983-01-10 Sony Corp 円偏波電波選択装置
US4994773A (en) * 1988-10-13 1991-02-19 Chen Tzu H Digitally controlled monolithic active phase shifter apparatus having a cascode configuration

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3093824A (en) * 1959-02-17 1963-06-11 Singer Inc H R B Communication system using circular polarization
US4115782A (en) * 1976-06-21 1978-09-19 Ford Motor Company Microwave antenna system
DE3110599A1 (de) * 1981-03-18 1982-09-30 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Polarisator fuer zirkular polarisierte wellen
EP0218549A2 (fr) * 1985-10-11 1987-04-15 HUBER &amp; SUHNER AG KABEL-, KAUTSCHUK-, KUNSTSTOFF-WERKE Dispositif à guide d'ondes

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MICROWAVE JOURNAL, vol. 32, no. 9, septembre 1989, pages 95-112, Dedham, US; A.K. SHARMA: "Solid-state control devices: state of the art" *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, vol. 6, no. 200 (E-135)[1078], 9 octobre 1982; & JP-A-57 107 651 (SONY K.K.) 05-07-1982 *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, vol. 7, no. 72 (E-166)[1217], 25 mars 1983; & JP-A-58 3339 (SONY K.K.) 10-01-1983 *

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