DE3513659A1 - Verteilter leistungsverstaerker - Google Patents
Verteilter leistungsverstaerkerInfo
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Description
München, den 15. April 1985/M Anwaltsaktenz.: 27 - Pat. 366
RAYTHEON COMPANY, 141 Spring Street, Lexington, MA 02173, Vereinigte Staaten von Amerika
Verteilter Leistungsverstärker
Die Erfindung betrifft allgemein Hochfrequenzverstärker und
im einzelnen solche für Hochfrequenz bestimmte Verstärker mit einer Mehrzahl von in Kaskade geschalteten Feldeffekttransistoren,
welche einen verteilten Verstärker bilden.
Es ist auf diesem Gebiete bekannt, Hochfrequenzverstärker in
der Weise als verteilte Verstärker aufzubauen, daß eine Anzahl von in Kaskade geschalteteten Feldeffekttransistoren eine Leistungsverstärkung
der Hochfrequenzsignale vornehmen. Eine Schwierigkeit bei einer derartigen Verstärkerbauart besteht
darin, daß bei bestimmten Anwendungsfällen die Ausgangsleistung
des verteilten Verstärkers über einem bestimmten ausgewählten Frequenzband von Mikrowellen-Betriebsfrequenzen beschränkt
ist.
Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, einen veiteilten Leistungsverstärker für Mikrowellenfrequenz so
auszubilden, daß er verbesserte Eigenschaften bezüglich der Beschränkung,der Ausgangsleistung zeigt.
- λ - ηο!^··'*· !KSPECTED
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 genannten Merkmale
gelöst.
Im einzelnen weist ein Leistungsverstärker der hier angegebenen
Art eine Mehrzahl von Transistoren, vorzugsweise von Feldeffekttransistoren, auf, die jeweils eine Gateelektrode,
eine Drainelektrode und eine Sourceelektrode aufweisen. Zwischen der Gateelektrode und der Sourceelektrode ist jeweils
eine Blindwiderstandskomponente wirksam. Die Anzahl von Feldeffekttransistoren
besitzen in Kaskade geschaltete Gateelektroden und in Kaskade geschaltete Drainelektroden und sind
dex" Reihe nach zwischen einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß gelegt. Eine Eingangsleitung ist dazu bestimmt,
der Reihe nach ein Eingangssignal an die jeweiligen Gateelektroden anzukoppeln. Eine entsprechende Anzahl von
Kondensatoren jeweils vorbestimmter Kapazität sind zwischen die Eingangsleitung und die Gateelektrode eines jeden Transistors
gelegt.
Es kann festgestellt werden, daß die Ausgangsleistung eines verteilten Verstärkers durch drei Gegebenheiten oder begrenzende
Faktoren beschränkt wird.
Der erste begrenzende Umstand bezieht sich auf den nur begrenzten Hub der Hochfrequenzspannung, welcher einer Eingangs-Gateleitung
mitgeteilt werden kann, ohne daß die Wellenform abgeschnitten wird. Dieser Spannungshub der Hochfrequenzspannung
wird bezüglich der positiven Hochfrequenzwelle durch die
Leitung in Durchlaßrichtung an jeder Gateelektrode der Feldeffekttransistoren
beschränkt und bezüglich dex· negativen Welle erfolgt die Begrenzung durch die Abschnürspannung für
jeden der Feldeffekttransistoren. Aus diesem Grunde kann die
maximale Leistung, welche von einem verteilten Leistungsvex·- stärker beziehbar ist, nicht größer sein als der maximale
Verstärkungsgewinn, multipliziert mit der maximal zulässigen Eingangsleistung, welche in erster Linie durch den maximalen
Spannungshub bestimmt wird.
(ο
Der zweite begrenzende Faktor für die Ausgangsleistung von verteilten Verstärkern bekannter Art ist die maximale Gesamt-Gateperipherie,
welche zum Betrieb über einen bestimmten Betriebsfrequenzbereich hin in einer einzigen Stufe vorgesehen
werden kann. Es kann gezeigt werden, daß die Gesamt-Gateperipherie
nw mit einer bestimmten Betriebsfrequenz .'^0
in folgender Beziehung steht:
worin η die Gesamtzahl von Feldeffekttransistoren ist, w die
Gateperipherie eines derartigen Feldeffekttransistors bedeutet, K eine Konstante bezeichnet, die von den charakteristischen
Eigenschaften des betreffenden Feldeffekttransistors
abhängig ist, 0J0 die höchste vorkommende Betriebsfrequenz
bedeutet und schließlich Z der Wellenwiderstand der Gateleitung
ist. Für einen bestimmten Wellenwiderstand der Gateleitung und für einen bestimmten Bereich von Betriebsfrequenzen
ist somit die maximale Gateperipherie beschränkt. Dies beruht darauf, daß bei einer Vergrößerung der gesamten
Gateperipherie nw bei Verstärkern bekannter Art sich die Belastung auf der Gateleitung entsprechend erhöht, wodurch
die Eingangsleistung vermindert wird, welche jedem einzelnen der Feldeffekttransistoren verfügbar gemacht werden kann und
, die Ausgangsleistung vermindert wird, welche von den Drainelektroden
jedes der Feldeffekttransistoren zu dem Ausgangs-
. anschluß geführt werden kann.
Der dritte beschränkende Umstand für die Ausgangsleistung bezieht sich auf die Fehlanpassung zwischen der tatsächlichen
Ausgangsimpedanz jedes der Feldeffekttransistoren und einer
optimalen Ausgangs impedanz dieser Feldeffekttransistoren bei Vorspannung für maximale Ausgangsleistung. Die tatsächliche
Ausgangsimpedanz jedes Feldeffekttransistors ist durch den
Wellenwiderstand der Ausgangsübertx-agungsleitung bestimmt, während die optimale Ausgangs impedanz eines für maximale Ausgangsleistung
vorgespannten Feldeffekttransistors dem Gefälle
einer Belastungskennlinie entspricht, welche den Punkt der
maximalen Zusammenbruchsspannung und des maximalen Betriebsstroms trifft. Charakteristischerweise hat ein für maximale
Ausgangsleistung vorgespannter Feldeffekttransistor eine optimale Ausgangs impedanz, welche bedeutend höher ist als diejenige
der Ausgangsübertragungsleitung.
Bei einer derartigen Anordnung wird ein Hochfrequenzspannungsteiler
durch die Kombination jedes Kopplungskondensators und
der zugehörigen BlindWiderstandskomponente des Feldeffekttransistors
gebildet. Der Spannungsteiler verhindert die Spannung, welche zu jeder der Gateelektroden der- Feldeffekttransistoren
geführt wird, wodurch die insgesamt bezüglich der
Handhabung der Eingangsleistung gegebenen Möglichkeiten der Eingangsschaltung des Verstärkers verbessert werden. Die
Gesamteingangsleistung, welche dem verteilten Verstärker zugeführt wird, kann somit entsprechend der Abnahme der Eingangssignalspannung
erhöht werden, welche an jede der Gateelektroden gelegt wird. Auf diese Weise erhält man eine Lösung
des Problems, welches bezüglich der Begrenzung einer maximalen
Eingangsleistung für die jeweiligen Feldeffekttransistoren besteht. Da die Eingangssignalspannung für jeden einzelnen
Feldeffekttransistor herabgesetzt wird, soll sich die Gesamtgeräteperipherie
für jedes Gerät entsprechend erhöhen, um denselben Verstärkungsgewinn für jeden Feldeffekttransistor
beizubehalten. Da jeder Feldeffekttransistor eine Eingangssignalspannung
erhält, welche durch den Spannungsteiler· festgelegt wird und welche ein Teil der Eingangssignalspannung
ist, die an den Eingang des verteilten Verstärkers gelegt wird, kann die Gesamtgeräteperipherie vergrößert werden, ohne
daß die Belastung an der Gateleitung erhöht wird. Da die Gesamtgateperipherie erhöht wird, wird die Drainperipherie
jedes Feldeffekttransistors vergrößert und somit die optimale
Ausgangsimpedanz für einen für maximale Ausgangsleistung
vorgespannten Feldeffekttransistor entsprechend herabgesetzt, so daß der Wert dieser optimalen Ausgangsimpedanz näher an der
tatsächlichen Ausgangs impedanz jedes der Transistoren liegt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausbildung des verteilten Verstärkers
der hier angegebenen Art hat jeder der genannten Kondensatoren einen jeweils unterschiedlichen, vorgegebenen
Kapazitätswert, welcher entsprechend der Blindwiderstandskomponente
des betreffenden Feldeffekttransistors gewählt ist, so daß zu jeder der Gateelektroden ein jeweils unterschiedlicher,
vorbestimmten- Anteil des Eingangssignales gelangt. Bei dieser Konstruktion wird die Eingangssignalbeaufschlagung
jedes der Feldeffekttransistoren selektiv auf die Eigenschaften des betreffenden Feldeffekttransistors und auf die Verluste,
welche der Gateübertragungsleitung zugeordnet sind, zugeschnitten, so daß eine gleichförmige Eingangssignalbeaufschlagung
jedes der Feldeffekttransistoren vorgenommen wird, was zusätzlich zu der resultierenden Verbesserung der Möglichkeit
der Eingangsleistungsbeaufschlagung jedes Transistors auch zu einer Erhöhung des Verstärkungsgewinns, einem verbesserten
Wirkungsgrad und einer erleichterten Eingangsimpedanzanpaßbarkeit führt. Demgemäß liefert jeder der Feldeffekttransistoren
eine erhöhte Ausgangsleistung bei erhöhtem Verstärkungsgewinn und verbessertem Wirkungsgrad, so daß man
auch eine insgesamt erhöhte Ausgangsleistung von dem verteilten Verstärker erhält.
Gemäß einem weiteren Schaltungsmerkmal ist eine Reihe von Kopplungskondensatoren vorgesehen und es wird ein zur Vorspannung
dienendes Spannungssignal unmittelbar an jede Gateelektrode jeweils über einen Widerstand von verhältnismäßig
großem Widerstandswert geführt. Bei einer derartigen Schaltung
werden die komplexen Vorspannungsmittel vermieden, welche im allgemeinen bei entsprechenden bekannten Schaltungen vorgesehen
sind, indem an jede Gateelektrode jeweils gesonderte Schaltungszweige für die Hochfrequenz und für den Gleichstrom
geführt sind .
Gemäß einer anderen Ausführungsform enthält ein verteilter Verstärker der vorliegend angegebenen Art eine Anzahl von
Transistoren, vorzugsweise Feldeffekttransistoren, die jeweils
Gatelektrode, eine Drainelektrode und eine Sourceelektrode
besitzen. Eine erste Gruppe oder ein erster Anteil dieser Feldeffekttransistoren weist in Kaskade geschaltete
Gateelektroden und in Kaskade geschaltete Drainelektroden auf,
welche der Reihe nach zwischen einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß gelegt sind, so daß sich ein erster
Verstärkerkanal ergibt. Eine zweite Gruppe oder" entsprechende Gruppe von Feldeffekttransistoren besitzt wiederum in Kaskade
geschaltete Gateelektroden und in Kaskade geschaltete Drainelektroden,
die ebenfalls der Reihe nach zwischen den Eingangsanschluß
und den Ausgangsanschluß geschaltet sind, so daß sich ein zweiter Schaltungskanal ergibt. Die Gateelektroden
jedes Feldeffekttransistors in jeder Gruppe dieser Feldef fekttransistoren sind über einen jeweils zugehörigen Kondensator
an eine jeweils zugehörige von einem Paar von Gateübertragungsleitungen angeschlossen. Die Drainelektrode jedes
der Feldef fektti-ansistoren ist über eine gemeinsame Drain-Ausgangsübertragungsleitung
mit der Drainelektrode jedes Feldeffekttransistors
des ersten Schaltungskanals verbunden, der
bei einem gemeinsamen Verbindungspunkt längs der Ausgangsübertragungsleitung
an die Dxmainelektrode eines entsprechenden
der Feldeffekttransistoren des zweiten Schaltungskanals
angeschlossen ist. Bei einem derartigen Schaltungsaufbau kann die maximale Ausgangsleistung des in dieser Weise ausgebil- ·
deten verteilten Verstärkers gegenüber der maximalen Ausgangsleistung erhöht werden, welche von einem verteilten Verstärker
mit nur einer einzigen Gruppe von nacheinander zwischen einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß geschalteten Feldeffekttransistoren
abnehmbar ist.
Werden also eine erste Gruppe von Feldeffekttransistoren und
eine zweite entsprechende Gruppe von Feldeffekttransistoren in der zuvor angegebenen Weise zwischen einen Eingangsanschluß :
und einen Ausgangsanschluß gelegt, so ist für diese Schaltung die jeder Gruppe von Feldeffekttransistoren zuzuführende Ein- !
gangsleistung gleich der Hälfte der Eingangsleistung zu dem ,
— 6 —
gesaraten verteilten Verstärker. Wendet man also dieselben Konstruktionsprinzipien
an, wie sie für den Verstärker mit nur einem Schaltungskanal angegeben wurden, so kann die Gesamteingangsleistung
für den verteilten Verstärker verdoppelt werden, wobei gleiche Beträge von Eingangsleistung an jede Gruppe von
Feldeffekttransistoren geführt wird, wie bei dem Schaltungsfall mit einem einzigen Kanal. Eine solche Schaltung vermeidet
daher das Problem das in der Beschränkung der maximalen Eingangsleistung zu den einzelnen Feldeffekttransistoren besteht.
Weiter wird dadurch, daß jede Gateelektrode an die jeweilige Gateübertragungsleitung über einen Kondensator· mit einem bestimmten
Kapazitätswert angekoppelt wird, die Eingangsbeaufschlagung jedes Feldeffekttransistors in Beziehung gesetzt mit
der Kapazität des Kopplungskondensators, dividiert durch die Summe der Kapazität des Kopplungskondensators und dem intrinsischen
Blindwiderstandswert des Feldeffekttransistors. Das jedem Feldeffekttransistor zugeführte Eingangssignal wird also
derart bemessen, daß sich eine weitere Erhöhung bezüglich der eingangsseitig zuführbaren Leistung ergibt. Außerdem bewirkt
der Schaltungsaufbau, daß das Problem bezüglich der Begrenzung der Gesamtgateperipherie beseitigt wird, da jede Gruppe
von Feldeffekttransistoren in gesonderten Zweigen der Gateübertragungsleitung
liegt, wobei eine gemeinsame Drainübertragungsleitung die Drainelektroden jedes der Feldeffekttransistoren
mit dem Ausgleichsanschluß verbindet. Die Gateperipherie jedes der Trans istox'en wird in entsprechender
Weise vergrößert wie bei einer Schaltung mit einem einzigen Schaltungssignal, ohne daß die Gateleitungsbelastung erhöht
wird. Für jede Drainübertragungsleitung ergibt sich also eine weitere Erhöhung bezüglich des Betrages der Gateperipherie,
welche wirksam wird, so daß eine damit einhergehende Erhöhung der Ausgangsleistung erhalten wird. Da Paare von Drainelektroden
einander entsprechender Feldeffekttransistoren an entsprechenden
Vrbindungspunkten an eine gemeinsame Drainübex"-tragungsleitung angeschlossen sind und da weiter die Gateperipherie
für jeden Feldeffekttransistor erhöht ist, wird
die insgesamt wirksame Drainperipherie jedes Feldeffekttransistors
erhöht und dadurch die optimale Ausgangsimpedanz für
einen Feldeffekttransistor, der für maximale Ausgangsleistung vorgespannt ist, um einen Faktor herabgesetzt, der zu der
gesaraten Erhöhung der Drainperipherie in Beziehung steht, so
daß der Wert dieser optimalen Ausgangsimpedanz sich an den
Wert der tatsächlichen Ausgangs impedanz jedes Feldeffekttransistors
annähert.
Gemäß einem wichtigen Merkmal der hier angegebenen Ausfühx'ungsformen
wird der Wert der Kapazität jedes Kondensators so eingestellt, daß eine gleichförmige Erregung oder Beaufschlagung
jeder Gateelektrode der Feldeffekttransistoren erreicht wird,
wodurch man eine Erhöhung des Verstärkungsgewinns für den verteilten Verstärker erzielt, wie dies auch für die Ausführungsform
mit nur einem Schaltungskanal der Fall ist.
Wie bei der Ausführungsform mit einem Schaltungskanal wird auch bei der Schaltung mit zwei Schaltungskanälen ein jeweils
gesonderter Schaltungszweig zum Zuführen der Hochfrequenz und der Gleichspannungsvorspannung zu den einzelnen Gateelektroden
verwendet.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele zur Erläuterung der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Es
stellen dar:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines
verteilten Verstärkers mit einer Mehrzahl von Transistoren, welche in Kaskade
zwischen einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß in der hier angegebenen
Weise geschaltet sind,
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer Ersatzschaltung
des verteilten Verstärkers nach Figur 1 in etwas vereinfachter Darstellung,
Al·
Fig. 3 eine Aufsicht auf einen verteilten
Verstärker gemäß Figur 1, welcher als monolithischer integrierter Schaltkreis
ausgebildet ist,
Fig. 4 einen Schnitt durch die integrierte
Schaltung nach Figur 3 entsprechend der in dieser Zeichnung angedeuteten Schnittlinie
4-4,
Fig. 5 eine Aufsicht auf einen Teil der Schaltung gemäß Figur 1, wobei dieser Teil
einen Kopplungskondensator und einen Feldeffekttransistor erkennen läßt,
Fig. 6 einen Schnitt durch den Schaltungsteil gemäß Figur 5 entsprechend dex- in
Figur 5 angedeuteten Schnittlinie 6-6,
Fig. 7 einen Schnitt durch den Schaltungsteil gemäß Figur 5 entsprechend der in
Figur 5 angedeuteten Schnittlinie 7-7 zur Verdeutlichung der Verbindung
zwischen dem Koppelkondensator und dem Transistor und
Fig. 8 ein schematisches Schaltbild einer
anderen Ausführungsform des verteilten Verstärkers der hier angegebenen
Konstruktion.
In Figur 1 ist ein verteilter- Leistungsverstärker 10 dargestellt,
welcher eine Anzahl von Feldeffekttransistoren, im vorliegenden Falle die Transistoren FET 1 bis FET 6 enthält,
die in Kaskade zwischen einen Eingangsanschluß 12 und einen Ausgangsanschluß 14 geschaltet sind und welche eine Verstär-
kung von Hochfrequenzsignalen vornehmen, die dem Eingangsanschluß 12 von einer Signalquelle 15 über die übertragungsleitung
T^ zugeführt wird. Vorliegend handelt es sich um eine
Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit einem bestimmten Wellenwiderstand
ZQ. Die Signale von der Signalquelle 15 gelangen dann weiter über einen Gleichstrom-Sperrkondensator C-^. Die
verstärkten Hochfrequenzsignale werden am Ausgangsanschluß dargeboten und einem Verbraucher 16 zugeführt.
Die Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 sind vorliegend
Halbleiterfeldeffekttransistoren mit Metallelektrode (MESFET). Die Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 besitzen Eingangselektroden, vorliegend Gateelektroden G^ bis Gg, welche jeweils
in Kaskade über die Übertragungsleitungen T2 bis Τη,
vorliegend Mikrostreifen-Übertragungsleitungen, und die Kondensatoren
C2 bis C7 in der dargestellten Weise zusammengeschlossen
sind. Die Ausgangselektroden, vorliegend die Drainelektroden D-^ bis Dg, der genannten Feldeffekttransistoren
FET 1 bis FET 6, sind über Übertragungsleitungen Tg bis T-^
und T^5 bis T2Qr vorliegend ebenfalls Mikrostreifen-Übertragungsleitungen,
in der aus Figur 1 erkennbaren Weise in Kaskade zusammengeschlossen. Die Sourceelektroden S-^ bis Sg
der Transistoren FET 1 bis FET 6 sind schließlich jeweils über einen für Hochfrequenz und für Gleichstrom gemeinsamen
Schaltungszweig an ein Bezugspotential, vorliegend an Erde, gelegt. Die Gateelektrode G·^ des ersten der Feldeffekttransistoren,
nämlich des Feldeffekttransistors FET 1 ist mit der übertragungsleitung T2, vorliegend, wie bereits gesagt,
eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung, gekoppelt. Die Übertragungsleitung
T2 ist mit dem Eingangsanschluß 12, und dadurch mit der Signalquelle 15, über den Kondensator C-^ gekoppelt.
Die Ausgangselektrode, d. h., die Drainelektrode D-^
des ersten Feldeffekttransistors FET 1 ist mit einer Drainelektroden-Gleichstromvorspannungsschaltung
20 über die Übertragungsleitung Tg in der dargestellten Weise gekoppelt.
Ein jeweils nachfolgender der Feldeffekttransistoren, hier
- 10
der letzte oder der sechste Feldeffekttransistor FET 6 ist
mit seiner Eingangselektrode oder Gateelektrode G6 an die
Schaltung 22 zum Abschluß der mit den Gateelektroden gekoppelten Übertragungsleitungen in der dargestellten Weise verbunden.
Die Drainelektrode Dg des Feldeffekttransistors FET 6 ist an
den Ausgangsanschluß 14 über die übertragungsleitung Ti«, die
damit in Reihe liegende Übertragungsleitung T2Q, den Gleichstrorasperrkondensator
Cg und die damit wieder in Serie liegende Übertragungsleitung T21 verbunden. Vorliegend ist auch
die Übertragungsleitung T21 als Mikrostreifen-überträgungsleitung
ausgebildet.
Es sei bemerkt, daß die elektrischen Weglängen zwischen dem Eingangsanschluß 12 und dem Ausgangsanschluß 14 über jeden
der einzelnen Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 im wesentlichen gleich sind. Das bedeutet, daß die Kapazitätswerte der Koppelkondensatoren C2 bis C^, die elektrischen
Längen der Übertragungsleitungen oder Übertragungsleitungsabschnitte T3 bis T^, Tg bis T1^ und Tj^ bis T-^g zur Vex-bindung
der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 sowie die Phaseneigenschaften oder Verzögerungseigenschaften der genannten
Feldeffekttransistoren insgesamt so abgestimmt und gewählt sind, daß sich die gleichen elektrischen Weglängen
vom Eingangsanschluß zum Ausgangsanschluß über die einzelnen Transistoren einstellen.
Die Schaltung 20 zur Vorspannung der Drainelektroden ist vorliegend
ein Leiternetzwerk mit zwei parallel liegenden, zur Erde führenden Schaltungszweigen, von denen einer den Kondensator
C-.Q und der andere den Kondensator C11 enthält, wobei
die Übertragungsleitungen, vorliegend Mikrostreifen-Übertragungsleitungen
T22 und T2ß Serienelemente der Leiterschaltung
darstellen. Eine Spannungsquelle VDD liefert eine Gleichspannung
zur Vorspannung der Drainelektroden über die Eingangsklemmen 21a und 21b. Die Kondensatoren C10 und C11 stellen
Ableitungswege niedriger Impedanz für die Hochfrequenzsignale
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zur Erde hin dar, um zu verhindern, daß diese Hochfrequenzsignale
zu der die Vorspannung liefernden Gleichspannungsquelle VDD gelangen, so daß diese Signale von der Spannungsquelle
zur Lieferung der Vorspannung ferngehalten werden. Ein Gleichstromleitungsweg wird über die Übertragungsleitungen T22 un<3
T23 geführt, so daß Gleichstrom von der zur Lieferung der
Vorspannung dienenden Spannungsquelle V^ von der Klemme 21a
über die Streifenleiter der die Übertragungsleitungen T22
und T23 bildenden Mikrostreifenleitung der Vorspannungsschaltung
20 und dann übe*· die Übertragungsleitungen Tg bis T-^
und Tir bis T-jq zu den Drainelektroden D-^ bis Dg und von
dort über die geerdeten Sourceelektroden S-^ bis Sg jeweils
zur Erde fließen kann. Es sei angemerkt, daß der Nebenschlußzweig, welcher den Kondensator C^q enthält, außerdem einen
in Serie geschalteten Widerstand R2 enthält. Man erkennt
aber, daß der Leitungsweg für den Gleichstrom nicht über den Widerstand R2 zur Erde verläuft, so daß keine Gleichstromleistung
in dem Widerstand R2 verlorengeht.
Die Schaltung 22 zum Abschluß der den Gateelektroden zugeordneten übertragungsleitung enthält eine Serienschaltung aus
einem Widerstand R-^ und der übertragungsleitung Tg, welche
vorliegend, wie bereits angedeutet, als Mikrostreifen-Übertragungsleitung
ausgebildet ist. Eine Steuerelektrodenvorspannung für jede der Gateelektroden G-^ bis Gg wird über die
Widerstände Rq-j_ bis Rgg zugeführt, welche elektrisch an eine
gemeinsame Vorspannungsleitung 37 angeschlossen ist, die ihrerseits wiederum an eine Vorspannungsquelle Vqq in der
dargestellten Weise angeschlossen ist. Die Kondensatoren C2
bis C-y bilden für die Vorspannung Gleichstrom-Sperrkondensatoren,
so daß keine Vorspannung zu den Übertragungsleitungen T2 bis 1-j gelangt.
Im Betrieb wixxJ ein hochfrequentes Eingangssignal von einer
Hochfrequenzquelle 15 über die übertragungsleitung T-^ dem
Eingangsanschluß 12 zugeführt und wird weiter durch den
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Kondensator C1 an jede der Übertragungsleitungen T2 bis T7
der Reihe nach angekoppelt und gelangt daher auch zu den jeweils entsprechenden der Koppelkondensatoren C2 bis C7 und
hierdurch an die entsprechenden Gateelektroden G1 bis Gg der
Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6, welche vorgespannt sind, um eine Verstärkung der Eingangssignale mit einem bestimmten
Verstärkungsfaktor vorzunehmen. Das verstärkte Signal aus dem Feldeffekttransistor 1 wird von der" Drainelektrode
D^ an die Übertragungsleitung Tq weitergegeben und
gelangt zu einem Schaltungspunkt 28a, um sich von dort längs der Übertragunsleitungen T1^ bis T1^ zu dem Schaltungspunkt
28f hin auszubreiten. Das von dem Feldeffekttransistor FET abnehmbare verstärkte Signal gelangt über die Übertragungsleitung
T1Q zu dem Schaltungspunkt 28b und von dort längs
der Übertragungsleitungen T1^ bis T1^ wiederum zu dem Schaltungspunkt
28f, wo sich dieses Signal phasengerecht mit dem zuvor erwähnten, von dem Feldeffekttransistor FET 1 zugeführten
Signal kombiniert. In entsprechender Weise liefern die nachfolgenden Transistoren FET 3 bis FET 6 jeweils ein
verstärktes Hochfrequenzsignal an den jeweils folgenden der Schaltungspunkte 28c bis 28f und jedes dieser Signale kombiniert
sich phasenrichtig an dem Schaltungspunkt 28f mit den von den vorausstehenden Feldeffekttransistoren zugeführten
Signalen. Das gesamte zusammengesetzte Signal wird dann an dem Ausgangsanschluß 14 dargeboten.
Das Eingangssignal von der hochfrequenten Signalquelle 15 gelangt zu den GateelektxOden G1 bis Gg über die Kondensatoren
C2 bis Cη sowie über die jeweiligen Übertragungsleitungen
T3 bis T7. Die Kondensatoren C2 bis C7 bilden in
Zusammenwirkung mit der eigenen oder inhärenten Eingangskapazität, die zwischen der Gateelektrode und der Sourceelektrode
jedes der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 herrscht, jeweils einen Spannungsteiler für die Hochfrequenzenergie.
Da nur ein Teil der Eingangssignalspannung dazu verwendet wird, die Gateelektrode des jeweiligen Feldeffekt-
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transistors zu beaufschlagen, kann bei dieser Schaltungsanordnung
die Gesamteingangsspannung und damit die Gesamteingangsleistung zu dem Verstärker 10 entsprechend erhöht werden.
Wenn also jeder der Kondensatoren C2 bis C-, eine Kapazität
aufweist, welche gleich der Eigenkapazität jedes Feldeffekttransistors ist, so entsteht ein symmetrischer Spannungsteiler
und die Spannung an der Gateelektrode ist halb so groß
wie die Eingangsspannung. Die Eingangsspannung kann somit
verdoppelt werden und einhergehend damit erhöht sich das Vermögen der Verarbeitung von Eingangsleistung durch den
verteilten Verstärker um den Faktor vier. Um denselben Verstärkungsfaktor je Stufe aufrechtzuerhalten, wird die Gateelektrodenperipherie
für jedes Gerät um einen Faktor erhöht, welcher dem Spannungsteilerverhältnis entspricht. Im obigen
Beispiel wird also die Gateelektrodenperipherie um den Faktor
zwei erhöht. Dies wird ohne jegliche zusätzliche Belastung auf der Gatesignalübertragungsleitung erreicht, was
auf dem Vorhandensein des kapazitiven Spannungsteilers beruht. Eine Erhöhung der Gateelektrodenperipherie bewirkt
eine Erhöhung der Gesamthochfrequenz-Ausgangsperipherie für
jeden Feldeffekttransistor, wodurch die optimale Gleichstrom-Verbraucherleitung-Ausgangsimpedanz
jedes Feldeffekttransistors näher an die tatsächliche Ausgangsimpedanz an der
Drainelektroden-Anschlußleitung gebracht wird.
Vorzugsweise ist der Kapazitätswert jedes der Kondensatoren C2 bis Cj so gewählt, daß sich eine vorbestimmte Beaufschla-
'.. gung jedes der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 ergibt.
Dadurch wix'd der Betrag der Eingangsleistung, der jedem der Feldeffekttransistoren zugleitet wird, so optimiert, daß die
Feldeffekttransistoren jeweils gleichförmig mit Eingangsleistung beaufschlagt werden. Der Kapazitätswert jedes der
Kondensator C2 bis C^ wird entsprechend der" festen, inhärenten
Kapazität CGS, bis CGSg (s. Figur 2) jedes der Feldeffekttransistoren
gewählt, so daß jedem der Transistoren ein jeweils gleiches Eingangssignal erhält und ein jeweils bestimmter,
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unterschiedlich bemessener Anteil des Eingangssignales auf den mit den Gateelektroden gekoppelten Übertragungsleitungen
T2 bis Τη selektiv von jedem Feldeffekttransistor abgezweigt
wird. Auf diese Weise läßt sich die Eingangsleistung zu dem verteilten Verstärker 10 beachtlich erhöhen und die gesamte
Steuerelektrodenperipherie kann, wie oben ausgeführt, erhöht werden. Auch der Verstäxkungsgewinn des Verstärkers wird
dadurch vergrößert. Es ist daher davon auszugehen, daß die Eingangsleistung beispielsweise um einen Faktor vier und die
gesamte Geräteperipherie um den Faktor zwei vergrößert werden kann und da jedes Gerät gleichförmig angeregt wird,
zeigt der Verstärker einen vergrößerten Verstärkungsgewinn und einen erhöhten Wirkungsgrad, ohne daß das Eingangssignal
einen der Feldeffekttransistoren sättigt.
Betrachtet man Figur 2, so erkennt man, daß in der Ersatzschaltung
10' des verteilten Verstärkers 10 nach Figur 1 die Koppelkondensatoren C2 bis C7, die Eigenkapazitäten zwischen
Gateelektrode und Sourceelektrode jedes Feldeffekttransistors FET 1 bis FET 6, versinnbildlicht durch die Kondensatoren
^GSl k"^s CGS6' unt^ schließlich auch jeweils ein Gateelektroden-Eigenwiderstand,
angedeutet durch die Widerstände Rgg^
bis Rqs6 enthalten sind. Außerdem enthalten die einzelnen
Ersatzschaltungsabschnitte die Drainelektrodenwiderstände
RDS1 kis RDS6 der Transistoren FET 1 bis FET 6 und die Eigenkapazitäten
zwischen Drainelektrode und Sourceelektrode CDg-^
bis CDcg der einzelnen Transistoren. Es sei bemerkt, daß
jeder Feldeffekttransistor in dem Ersatzschaltbild eine
Stromquelle enthält, welche einen Strom gme erzeugt, wobei
Gm die Dux-chleitung jedes Transistors und e die Spannung an
der Eigenkapazität CGS zwischen Sourceelektrode und Drainelektrode
der Transistoren ist, wie dies angegeben wurde. Es ist weiter anzumerken, daß der Wert e, nämlich die Spannung
an der Eigenkapazität CGS zwischen Gateelektrode und Sourceelektrode,
die Spannung ist, die durch den Spannungsteiler bestimmt wird, welcher jeweils aus den Koppelkondensatoren
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C2 bis Ο.η und den Eigenkapazitäten Cggn bis Cggg für jede
Gateelektrode G·^ bis Gg gebildet ist.
Die Wellenwiderstände der Übertragungsleitungen T2 bis T 7
werden entsprechend den Kapazitäten Cq5^ bis CGSg und den
Koppelkondensatoren C2 bis C7 gewählt, um ein Kettennetzwerk
10a1 zu bilden, das eine Eingangs impedanz aufweist, die an
den Wellenwiderstand der Signalquelle 15 und der übertragungsleitung
Ti angepaßt ist. Es sei darauf hingewiesen, daß das Kettennetzwerk 10a1 die Mikrostreifen-übertragungsleitungen
T3 bis T7 enthält und einen bestimmten Wellenwiderstand verwirklicht,
wie an andexer Stelle angegeben wurde. Es sei weiter bemerkt, daß die Impedanz der Kettenschaltung 10a1
auch eine Funktion der Impedanz der die Schaltung abschließenden Schaltung 22 ist, welche vorliegend komplex sein muß, um
ein optimales Verhalten der Schaltung über die Betriebsbandbreite zu erreichen. Der Realteil der komplexen Impedanz der
Abschlußschaltung 22 wird teilweise von dem Widerstand R^
gebildet.
Es ist weiterhin anzumerken, daß die Impedanzen der Übertragungsleitungen
Tq bis Ti * und Tir bis T-ig entsprechend den
Eigenkapazitäten C^g^ bis C^gg gewählt sind, um den verteilten
Verstärker 10 bezüglich der Schaltung 10b1 des Ersatzschaltbildes
mit einer bestimmten Ausgangsimpedanz auszustatten, die in der zuvor bereits angedeuteten Weise an die
Impedanz des Verbrauchers 16 (s. Figur 1) angepaßt ist.
In den Figuren 3 bis 7 ist eine praktische Ausführungsform des verteilten Leistungsverstärkers 10 in Gestalt einer
monolithischen integrierten Schaltung 10'' wiedergegeben, wobei diese Schaltung auf einem Substrat 40, vorliegend aus
Galliumarsenid, hergestellt ist, an dessen Unterseite ein Leiterbelag 42 als Erdungsebene angebracht ist und welches
auf Teilen seiner Oberseite epitaktische Ablagerungen 44 in Mesastruktur (s. Figuren 4, 6 und 7) trägt, wobei die die
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ίο ; ■-■■
Mesastrukturen tragende Oberfläche von derjenigen Fläche,
welche den Leiterbelag 42 für die Erdungsebene trägt, abgewandt ist und so ausgebildet ist, daß dort die aktiven Bereiche
zur Bildung der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET hergestellt werden können. Die Sourceelektroden jedes dex-Transistoren
FET 1 bis FET 6 sind elektrisch mit dem die Erdungsebene bildenden Leiterbelag 4 2 über durchplattierte
Öffnungen 47 verbunden, welche in dem Substrat 40 vorgesehen sind, wobei eine überlagernde, aufplattierte Schicht 46 die
Sourceelektroden der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 insgesamt miteinander verbindet. Weiter ist festzustellen,
daß jeder der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 gleichen Aufbau besitzt und jeweils einen allgemeinen DrainelektxOdenbereich
D-^ bis Dg, einen allgemeinen Gateelektrodenbereich
G-i bis Gg sowie die gemeinsame Sourceelektroden-überlagerungsschicht
46 aufweist, die mit dem die Erdungsebene bildenden Leitex±>elag 42 über· die durchplattierten Öffnungen 47 verbunden
ist, wie aus der Zeichnung ersehen werden kann. Betrachtet man also beispielsweise einen der Feldeffekttransistoren FET
bis FET 6, vorliegend den Feldeffekttransistor FET 1, so erkennt man aus den Figuren 4 bis 7, daß dieser den erwähnten
allgemeinen Drainelektx'odenbereich Di und im Abstand voneinandex"
angeordnete Drainelektrodenfinger D-^a bis D^c aufweist,
wobei Soux'ceelektrodenkontakte S^a bis S-^ von den jeweils
zugehörigen Dx'ainelektrodenf ingex^ Da bis Dc dux^ch die Gateelektroden
G-^a bis G^£ in der dargestellten Weise getrennt
sind. Die GateelektxOden Gia bis G-j^ sind an einem gemeinsamen
Gateanschluß zusammengeschaltet, welcher vorliegend und auch in Figur 1 mit G-^ bezeichnet ist. Außex-dem ist zu erkennen,
daß die Sourceelektrodenteile S^a bis S^ elektrisch über/ die
Leiterschicht 46 verbunden sind, die sich über den FeldeffekttransistoxFET
1 erstreckt und auch über die anderen Feldeffekttransistoren FET 2 bis FET 6 hinweg verläuft, wie aus
den Figuren 3 und 4 erkennbar ist. Die Mikrostreifen-Übertragungsleitungen
T-^ bis T24 werden durch entsprechend geformte
Streifenleitungsabschnitte T3^ bis TS24 gebildet, welche von
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ΙΛ
dem die Erdungsebene bildenden Leiterbelag 42 durch ein Dielektrikum getrennt sind, welches in dem vorliegenden Beispiel
durch den halbisolierenden Galliumarsenidwerkstoff des Substrates 40 gebildet ist. Ein Leiter 45 auf dem Substrat
dient zur Anlegung der Gateelektrodenvorspannung an die Gateelektroden der Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6. Der
Leiter ist mit jeder der Gateelektroden unmittelbar über die
Widerstände Rq-^ bis RG6 gekoppelt, wie aus der Zeichnung ersichtlich
ist. Die Widerstände Rqt bis Rq/- sind vorliegend
durch Halbleiter-Feldeffekttransistoren mit Metallelektrode
(MESFET) sowie offener bzw. freier Gateelektrode gebildet, wie in Figur 5 für den Widerstand Rq-^ dargestellt ist, um einen
verhältnismäßig hohen Widerstand (ungefähr<^ 2 K Ohm) zu verwirklichen,
wobei die Drainelektrode und die Sourceelektrode
D bzw. S ohmische Anschlußkontakte dieses als Widerstand Rq·^
wirkenden Transistors darstellen. Wie weiterhin in den Figuren 5 und 7 gezeigt ist, weist jeder der Koppelkondensatoren C2
bis <Ζη, in dem dargestellten Beispiel, der Kondensator C2,
eine erste ElektxOde C2a auf, die auf dem halbisolierenden
Substrat 40 angeordnet ist. über dieser ersten Elektrode C2a
ist ein geeignetes Dielektrikum C2^ abgelagert. Ein zweiter
Kondensatorbelag oder eine zweite Elektrode C2C ist wiederum
auf einem Teil des Dielektrikums abgelagert. Der zweite Kondensatorbelag C2C ist elektrisch mit den Streifenleitern Tg2/
Tg3 verbunden, welche die Übertragungsleitungen T2 und T3
bilden. Der untere Kondensatorbelag C2a des Kondensators C2
ist in der dargestellten Weise an einen der" zuvor erwähnten Anschlüsse des Widerstandes Rq-^ gelegt und ist mit den Gateelektrodenfingern
G"La bis G^£ des Feldeffekttransistors FET 1
in der dargestellten Weise gekoppelt, so daß der Kondensatorbelag C23 den zuvor erwähnten Gateelektrodenanschluß G-^ des
Feldeffekttransistors FET 1 bildet. Demgemäß ist der Eingangsanschluß 12 mit dem ersten Leiterbelag C2 des Kondensators
C2 über den Streifenleiter Tg2 des die übertragungsleitung
T2 bildenden Mikrostreifen verbunden und ist außerdem an den
Mikrostreifenleiter T5^, welcher die Übertragungsleitung T 3
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Zl
bildet, angeschlossen. In entsprechender Weise sind die Gateelektrodenanschlüsse
G2 bis G6, welche von den jeweils unteren
Leiterbelägen (nicht dargestellt) der Kondensatoren C3 bis C7
gebildet sind, an die Mikrostreifenleiter T33 bis T37 angeschlossen,
welche die Übertragungsleitungen T3 bis T7 bilden.
Die Mikrostreifenleiter T59 bis T514, welche die Übertragungsleitungen Tg bis Tj4 bilden, verbinden in der dargestellten
Weise die Drainelektroden Dj bis Dg der Feldeffekttransistoren
FET 1 bis FET 6 mit der Ausgangsübertragungsleitung, welche die Übertragungsleitungsabschnitte T-^ bis T2Q enthält, wobei
diese Abschnitte von den Streifenleitern T3J^ bis Ts2q gebildet
sind. Es sei bemerkt, daß jeder Streifenleitungsabschnitt T„g
bis Tg-^3 entsprechend den Übertragungsleitungen Tg bis Tj3 eine
bestimmte Länge besitzt. Die vorbestimmte Länge jedes Streifenleitungsabschnittes
Tg bis Ti4 wird so gewählt, daß sich eine
Phasenkompensation bezüglich Signalen ergibt, die sich durch die Feldeffekttransistoren FET 1 bis FET 6 ausbreiten. Weiter
ist anzumerken, daß in dem Ausführungsbeispiel nach Figur 3 die Länge der Übertragungsleitung Tj4 (Figur 1) im wesentlichen
gleich Null ist, so daß in Figur 3 ein Streifenleitungsabschnitt T j4 nicht gezeigt ist. Allgemein ist jedoch ein
Streifenleitungsabschnitt Tsj4 erforderlich. Nachdem das Eingangssignal,
welches sich längs der Übertragungsleitungen T2 bis T7 ausbreitet, kapazitiv über die Kondensatoren C2 bis C7
an die Gateelektroden Gj bis Gg angekoppelt wird, ist die
Phasenlage des Signales anteilsmäßig eine Funktion der Kapazität jedes der Kopplungskondensatoren C2 bis C7. Um daher
die χ-ichtige Phasenbeziehung an dem Schaltungspunkt 28f zwischen jedem durch die Drainelektroden Dj bis Dg angekoppelten
Signal aufrechtzuerhalten, wird die elektrische Weglänge der Übertragungsleitungen Tg bis Tj4 so justiert, daß
die erforderliche Phasenbeziehung bezüglich der jeder Drainelektrode Dj bis D6 angekoppelten Signale gegeben ist.
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Wie zuvor erwähnt, ist die maximale Ausgangsleistung, welche von dem verteilten Verstärker dargeboten wird, als von drei
Faktoren beschränkt anzusehen.
Dementsprechend wird das Eingangssignal von dem Eingangsanschluß
12 des verteilten Verstärkers 10 aus eingekoppelt und breitet sich längs der Eingangs-Gateelektrodenleitung aus,
welche die Übertragungsleitungen T2 bis T7 enthält. Ein jeweils
ausgewählter Anteil des Eingangssignales wird an die Gateelektroden G-i bis Gg jedes einzelnen der entsprechenden Feldeffekttransistoren
FET 1 bis FET 6 angekoppelt. Die Spannungsamplitude des besagten Signales, welches an die zugehörigen Drainelektroden
gelangt, ist jedoch in Abhängigkeit von dem vorbestimmten Kapazitätsverhältnis der Koppelkondensatoren C2 bis
C-j in Kombination mit den internen Kapazitäten Cgg^ bis Cggg
zwischen den Gate- und Sourceelektroden jedes der Feldeffekttransistoren
FET 1 bis FET 6 gewählt. Durch richtige Dimensionierung des Wertes der Kapazitäten der Kondensatoren C2 bis C-y,
d. h., durch entsprechende Einstellung der Flächen der Konden- :satorbeläge C2c bis Cgc, in Abhängigkeit von dem maximalen
Eingangssignal, welches an jeden der Feldeffekttransistoren
gelangt, sowie in Abstimmung auf die Dämpfung des Eingangssignales längs der Gateelektrodenleitung, ist es möglich, die
maximale Eingangsleistungsaufnahme der Schaltung zu erhöhen, während erforderlichenfalls für jeden der Feldeffekttransistoren
FET 1 bis FET 6 eine gleichförmige Eingangssignalbeaufschlagung
in der angegebenen Weise verwirklicht wird. Auf
ι diese Weise kann die Eingangsleistung zu dem Verstärker ganz
; wesentlich erhöht werden. Um dieselbe Verstärkung je Stufe
aufrechtzuerhalten, wird die gesamte Gateelektrodenperipherie
ι jedes Feldeffekttransistors entsprechend erhöht. Dies resultiert
in einer damit einhergehenden Erhöhung der Ausgangsleistung. Durch eine gleichförmige Beaufschlagung der Tran- j
sistoren wird weiter eine erhöhte Ausgangsleistung bei erhöh- ' tem Verstärkungsfaktor und erhöhtem Wirkungsgrad erreicht.
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Anhand von Figur 8 sei nun ein weiteres Ausführungsbeispiel eines mit 50 bezeichneten verteilten Leistungsverstärkers
beschrieben, welcher eine Anzahl von Schaltungskanälen, vorliegend die zwei Kanäle 51a und 51b enthält, wobei jeder
dieser Kanäle 51a und 51b zwischen einen Hochfrequenz- Eingangsanschluß
52 und einen Hochfrequenz-Ausgangsanschluß 54 geschaltet ist, so daß eine Verstärkung von Hochfrequenzsignalen
erzielt wird, welche an den Eingangsanschluß 52 von einer Signalquelle 55 her über eine Übertragungsleitung Tcq
gelegt werden, welche vorliegend eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung ist, wobei die verstäx'kten hochfrequenten
Signale an dem mit 54 bezeichneten Ausgangsanschluß erscheinen und an einen Verbraucher 56 gelangen. Jeder der genannten
Mehrzahl von Schaltungskanälen 51a und 51b enthält eine Anzahl von vorliegend sechs Feldeffekttransistoren. Die Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 16 sind dem Schaltungskanal 51a zugeordnet und die Feldeffekttransistoren FET 17 bis
. FET 22 sind dem Schaltungskanal 51b zugeordnet.
Die genannten Feldeffekttransistoren sind wiederum, wie beim
Ausführungsbeispiel nach Figur 1, Halbleiter-Feldeffekttransistoren
mit Metallelektrode. Die Feldeffekttransistoren
; FET 11 bis FET 16, welche sich in der ersten Schaltungsstufe 51a befinden, besitzen die mit G11 bis G-^g bezeichneten Gateelektroden,
welche über die übertragungsleitungen, vorliegend Mikrostreifen-übertragungsleitungen T^2 bis T5g und die Koppelkondensatoren
T21 bis T2g, in Kaskade geschaltet sind.
Die Ausgangselektroden, vorliegend die Drainelektroden D11
bis D16 der Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 16, sind
elektrisch über die Übertrgungsleitungen, nämlich die Mikrostreifen-übertragungsleitungsabschnitte
T^g bis Tg^ und Tg4
bis Tgg in der dargestellten Weise elektrisch in Kaskade
geschaltet. Die Sourceelektroden S11 bis S16 der Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 16 sind an ein Bezugspotential im beschriebenen Ausführungsbeispiel an Erde, über einen
gemeinsamen Hochfrequenzschaltungszweig und Gleichstromschaltungszweig zusammengeschlossen, wie ebenfalls aus dem Schalt-
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bild zu ersehen ist. Jede Gateelektrode G-^ bis G-^g ist
über einen jeweils zugehörigen aus einer Mehrzahl von Widerständen, vorliegend über die Widerstände Rqh bis ^16 an
eine Gleichstrom-Vorspannungsleitung 67a angeschlossen.
In ganz entsprechender Weise enthält der zweite Schaltungskanal 51b des zweistufig ausgebildeten verteilten Verstärkers
50 die Feldeffekttransistoren FET 17 bis FET 22. Die Gateelektroden dieses Schaltungszweiges, nämlich die Gateelektroden
G-^7 bis G22 sind elektrisch über die Übertragungsleitungen T52« bis T56' sowie «aie Koppelkondensatoren ^-^i
bis C251 in Kaskade geschaltet. Die Ausgangselektroden,
nämlich die Drainelektroden Ό-^-j bis D22 sind elektrisch über
die Übertragungsleitungen T^g1 bis Tg-^i sowie die Übertragungsleitungen
Tg^i bis Tggi in Kaskade zusammengeschaltet.
Wie somit aus Figur 8 ersichtlich, sind die Drainelektroden D^7 bis D22 an eine gemeinsame Serien-Kaskadenleitung in
Form der Mikrostreigen-Übertragungsleitung mit den Übertragungsleitungsabschnitten
Tg^ bis Tgg angeschlossen. Außerdem
ist aus dem Schaltbild zu erkennen, daß die Drainelektroden
D-n bis D-^g und D-^ bis D22 in den Schaltungspunkten 58a bis
ι 58d an die Übertragungsleitungen angeschlossen sind. Das bedeutet
im einzelnen, daß die Drainelektroden D^ und D·^ an
idem gemeinsamen Schaltungspunkt 58a mit der übertragungsleitung Tg4 verbunden sind und daß ein jeweils nachfolgendes
Paar dex" Paare von Drainelektroden Di^ bis Dn g und Dig bis
D22 mit dem jeweils entsprechend folgenden Abschnitt der
; Übertragungsleitungen Tg^ bis Tgg an dem jeweils Zugehörigen
der Schaltungspunkte 58b bis 58f angeschlossen ist. Die Sourceelektroden der Transistoren FET 11 bis FET 22 sind an
ein gemeinsames Bezugspotential, vorliegend Erde, über einen gemeinsamen Hochfrequenzschaltungszweig und einen gemeinsamen
' Gleichstromschaltungszweig angeschlossen, wie aus dem Schaltbild
entnommen werden kann. Die Gateelektroden G·^ bis G22
sind außerdem über die Widerstände Rqit bis Rq22 an ^^e
gemeinsame Gleichstrom-Vorspannungsleitung 67b angeschlossen,
welche ihrerseits vorzugsweise mit der Gleichstrom-Vorspannungsleitung
67a gekoppelt ist.
Die Drainelektroden-Vorspannungsschaltung 40 ist bei dem
beschriebenen Ausführungsbeispiel ein Leiternetzwerk oder eine Kettenschaltung mit drei parallel geschalteten Zweigen,
welche geerdet sind, wobei diese Zweige die Kondensatoren ^29' ^30 un^ ^31 sow^-e Übertragungsleitungen, vorliegend die
Mikrostreifen-Übertragungsleitungen T-j^, T72 un<3 T73 enthalten,
welche die Reihenschaltungselemente der Kettenschaltung darstellen. Die Eingangsanschlüsse 41a und 41b der Schaltung
dienen zur Ankopplung einer Vorspannungsquelle, etwa einer Quelle zur Lieferung der Spannung VDD, zur Lieferung einer
Drainelektroden-Gleichspannungsvorspannung, wie dies im Zusammenhang mit Figur 1 bereits ausgeführt wurde.
Der verteilte Leistungsverstärker 50 nach Figur 8 enthält weiter ein Paar von Abschlußschaltungen 22 und 22' für die
Gateelektroden-Eingangsleitungen. Im Beispiel nach Figur 8 enthält die Gateelektrodenleitungs-Abschlußschaltung 22 ebenso
wie die Gateelektroden-Abschlußschaltung 22' in Reihenschaltung einen Widerstand R^ bis R^ t und eine Mikrostreifen-
: Übertragungsleitung Tc-j bzw. T571 sowie einen Kondensator C97.
j Die den Drainelektroden zugeordnete übertragungsleitung Tg^
bis Tgg ist mit einer komplexen Impedanz abgeschlossen, welche
in Serienschaltung eine Übertragungsleitung Tgg, einen Gleichstrom-Sperrkondensator
C28 un(3 eine Übertragungsleitung T-^q
enthält, die wiederum an den Ausgangsanschluß 54 gelegt ist, wie Figur 8 zu entnehmen ist.
Im Betrieb wird ein hochfrequentes Eingangssignal von der
Signalquelle 55 her an den Eingangsanschluß 52 gelegt und gelangt von dort zu der übertragungsleitung 50. Die Übertragungsleitungen
T^-J1, T5J1 und T5Q bilden in Zusammenwirkung
• eine abgeglichene Leistungsaufteilungsschaltung 60, wie dies
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η-
bereits an anderer Stelle angegeben ist. Ein Paar von sekundären Eingangssignalen im wesentlichen gleicher Amplitude und
gleicher Phasenlage breitet sich durch die Schaltungskanäle 51a und 51b über die Übertragungsleitungen Tc2 bis Tcg bzw.
T52« bis Trc, aus. Das Signal, welches über die Ubertragungsleitungen
T^1 bis T^g fließt, wird über jeweils entsprechende
der Kondensatoren C21 bis C2g an die zugehörigen Gateelektroden
G11 bis G16 der Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 16 angekoppelt,
welche so vorgespannt sind, daß eine Verstärkung der eingegebenen Signale erhalten wird. Das verstärkte Signal vom
Feldeffekttransistor FET 11 wird über die Drainelektrode D11
an die übertragungsleitung T^q angekoppelt und erreicht den
Schaltungspunkt 58a, um sich dann längs der Übertr"agungsleitungen
Tg^ bis Tgg zu dem Schaltungspunkt 58f hin auszubreiten.
Das verstärkte Signal, das von dem Feldeffekttransistor FET abnehmbar ist, wird über die übertragungsleitung Tcg zu dem
Schaltungspunkt 58b hin ausgekoppelt und fließt dann längs der Ubertragungsleitungen Tg^ bis Tgo zu dem Schaltungspunkt
58f, um sich dort phasengerecht mit dem zuvor von dem Feldeffekttransistor
FET 11 zum Schaltungspunkt 58f übertragenen Signal zu überlagern. In entsprechender Weise liefern die :
jeweils nachfolgenden Transistoren FET 13 bis FET 16 jeweils ein verstärktes Hochfrequenzsignal an die jeweils darauffolgenden
Schaltungspunkte 58c bis 58f und jedes dieser Signale kombiniert sich phasenrichtig am Schaltungspunkt 58f mit dem s
zuvor von den jeweils vorausgehenden Feldeffekttransistoren dorthin abgegebenen Signalen. Das insgesamt gebildete zusammengesetzte
Signal wird dann an dem Ausgangsanschluß 54 dargeboten.
Das Eingangssignal, welches von der Hochfrequenz-Signalquelle 55 in die Übertragungsleitung T^1 eingegeben wird, wird, wie \
bereits erwähnt, an die Gateelektroden G11 bis G16 jeweils j
über entsprechende der Kondensatoren C21 bis C2g angekoppelt. |
Die Kondensatoren C21 bis C26 bilden in Zusammenwirkung mit
den Eigenkapazitäten zwischen der Gateelektrode und der
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ZS
Sourceelektrode der Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET
einen Spannungsteiler für die Hochfrequenzenergie. Aufgrund der Wirkung der Kondensatoren C2^ bis C2g wird das Eingangsleistungs-Aufnahmevermögen
des Verstärkers erhöht. Vorzugsweise wird durch Wahl der Werte der Kapazität jedes Kondensators
ein jeweils unterschiedliches Kopplungsverhältnis der Eingangsspannung zu den Feldeffekttransistoren FET 11 bis
FET 22 verwirklicht, so daß eine gleichförmige Beaufschlagung jedes der Transistoren erreicht wird, woraus eine erhöhte
Leistungsaufnahraefähigkeit, ein erhöhter Verstärkungsgewinn und ein erhöhter Wirkungsgrad resultieren.
In entsprechender Weise wird das Signal, welches durch die Übertragungsleitungen T5^1 bis T^g1 gelangt, jeweils über die
Kondensatoren C2-^i bis C2gi an die zugehörigen Gateelektroden
G17 bis G22 der Feldeffekttransistoren FET 17 bis FET 22 gelegt
und die Ausgangssignale der Transistoren gelangen zu den Schaltungspunkten 58a bis 58f, wo eine Kombination mit
den entsprechenden Signalen von den Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 16 stattfindet, wie ebenfalls an anderer Stelle
beschrieben worden ist.
1Es ergibt sich, daß die elektrischen Weglängen zwischen dem
'Eingangsanschluß 52 und dem Ausgangsanschluß 54 über die jeweiligen Feldeffekttransitoren FET 11 bis FET 22 im wesentlichen
gleich sind. Das bedeutet, daß die effektiven Längen der Übertragungsleitungen T51 bis T56, T51I bis T56I, T58 bis
T63, T58I bis T63I sowie T64 bis T68, welche die Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 22 verbinden, sowie das Phasenverhalten oder die Verzögerungseigenschaften der Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 22 insgesamt so gewählt sind, daß sich die genannten gleichen elektrischen Weglängen ergeben.
Es ist außerdem zu beachten, daß die Koppelkondensatoren C2^
bis C2g und C2^i bis C2gi einen bestimmten kapazitiven Blindwiderstand
in Zusammenwirkung mit dem festen Blindwiderstand
der Feldeffekttransistoren zwischen Sourceelektrode und Gateelektrode
haben, so daß sie in Zusammenwirkung eine bestimmte
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Iq
Phasenverzögerung für die Signale zu den einzelnen Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 22 hin bewirken. Um daher gleiche elektrische Weglängen zwischen dem Eingangsanschluß 52 und
dem Ausgangsanschluß 54 über jeden der genannten Feldeffekttransistoren vorzusehen, werden die elektrischen Weglängen
der Übertragungsleitungen T^g bis Tg3 und T^g1 bis Tg-31 entsprechend
den im Zusammenhang mit Figur 1 erläuterten Gesichtspunkten gewählt.
Ein in die Leistungsaufteilungsschaltung 60 eingegebenes Signal
wird also im wesentlichen zu gleichen Teilen auf die Übertragungsleitungen Ttj-L und T5-J^i aufgeteilt. Der Wellenwiderstand
der übertragungsleitung T5Q in Verbindung mit der Übertragungsleitung
Tg^ sowie den Übertragungsleitungen T52 bis
T^g führt zu derselben Eingangsimpedanz wie ihn die Übertragungsleitung
TrjQ in Zusammenwirkung mit den Übertragungsleitungen
Tg-p sowie T^2« bis T^gi haben. Die Eingangsleistung,
die zu jeder der Gateelektroden G·^ bis G-^g der Feldeffekttransistoren
des ersten Schaltungskanals 51a gelangt, ist somit im wesentlichen gleich der Eingangsleistung, die zu den
Gateelektroden G-^ bis G22 der Feldeffekttransistoren des
zweiten Schaltungskanals 51b geführt wird. Indem man somit dieselbe Eingangsleistung in jeden Schaltungskanal 51a und
51b des verteilten Verstärkers 50 einführt, kann die maximale Eingangsleistung, welche dem verteilten Verstärker 50 zugeführt
wird, um den Faktor zwei, im Vergleich zu der maximalen Eingangsleistung zu herkömmlichen verteilten Verstärkern, erhöht
werden. Da weiter jede Gateelektrode G-^ bis G-^g mit
dem zugehörigen Übertragungsleitungsabschnitt T52 bis T^g
und T52' bis Tr,, über einen Kondensator gekoppelt ist, wird
ein Spannungsteiler gebildet, welcher das Eingangsleistungs-Aufnahmevermögen
jedes Feldeffekttransistors erhöht, wie dies im Zusammenhang mit Figur 1 bereits ausgeführt wurde.
Die Gesamt-Gateelektrodenperipherie des verteilten Verstärkers wird weiter um den Faktor zwei im Vergleich zu entsprechenden
herkömmlichen verteilten Verstärkern erhöht. Nachdem die
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Gesamt-Gateelektrodenperipherie zwischen zwei getrennten Schaltungskanälen
51a und 51b des verteilten Verstärkers 50 aufgeteilt wird, ist die Gesamt-Gateelektrodenperipherie-Belastung
für das hochfrequente Eingangssignal, welches in jeden der genannten Schaltungskanäle 51a und 51b eingegeben wird, gleich
der Gesamt-Gateelektrodenperipherie-Belastung bei einem herkömmlichen
verteilten Verstärker mit einem einzigen Schaltungskanal. Nachdem also die Drainelektroden D^ bis D22 der Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 22 an eine gemeinsame, den Drainelektroden zugeordnete übertragungsleitung mit den Übertragungsleitungsabschnitten
Tg* bis Tgo angekoppelt sind und
an die Feldeffekttransistoren FET 11 bis FET 22 Hochfrequenzenergie
in Abhängigkeit von Signalen auf zwei getrennten Signalleitungen zu den Gateelektroden gelangt, ergibt sich
eine Ausgangsleistung entsprechend dem Zweifachen der Gateelektrodenperipherie eines herkömmlichen, einen Schaltungskanal aufweisenden verteilten Verstärkers. Die Gateelektrodenperipherie
jedes Transistors kann jedoch auch ohne eine Belastung der Gateelektroden-Signalleitung erhöht werden, wie
im Zusammenhang mit Figur 1 ausgeführt wurde.
Da die Drainelektroden D-q bis D22 der Feldeffekttransistoren
FET 11 bis FET 22 Ausgangsleistung an eine gemeinsame Über- j tragungsleitung mit den Übertragungsleitungsabschnitten Tg^ :
bis Tgg abgeben und da entsprechende Paare der Dx-ainelektroden
elektrisch an den jeweils entsprechenden Schaltungspunkten 58a bis 58f zusammengeschaltet sind, wird die effektive
Drainelektrodenperipherie, welche an die Ausgangsleitung ■ angekoppelt ist, verdoppelt und die Feldeffekttransistoren
werden effektiv parallel geschaltet. Nachdem außerdem noch die Gateperipherie jedes Transistors erhöht wird, ergibt sich
eine Vergrößerung der Gesamt-Drainelektrodenperipherie jedes Transistors. Die optimale Ausgangsimpedanz eines Feldeffekt- !
transistors, welcher zur Erzielung eines maximalen Verstär- > kungsgewinns vorgespannt ist, wird somit um einen Faktor
reduziert, welcher von der effektiven Erhöhung der Drain-
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elektrodenperipherie abhängig ist, indem die Feldeffekttransistoren
parallel geschaltet werden und indem ferner eine effektive Erhöhung der Drainelektrodenperipherie jedes Feldeffekttransistors
erreicht wird. Aus diesem Grunde liegt dann die optimale Ausgangs impedanz jedes Feldeffekttransistors
näher an der praktischen lastliniengemäßen Impedanz der betreffenden Feldeffekttransistoren, wobei letztgenannte Impedanz
durch die Ausgangsimpedanz des betreffenden verteilten Verstärkers vorgegeben ist.
Außerdem wird, wie ebenfalls vorstehend mehrfach gesagt ist, der Wert der Kapazität jedes der Koppelkondensatoren C2^ bis
C2g und C2^i bis C2gi in Entsprechung zu der festen Eigenkapazität
jedes der Feldeffekttranistoren so gewählt, daß jeder Feldeffekttransistor ein gleichförmiges Eingangssignal
erhält, was bedeutet, daß ein vorbestimmter, jeweils unterschiedlich bemessener Anteil des Eingangssignales auf den
Gateelektrodenleitungen T^ bis T^g und Tg-^i bis T^g 1 selektiv
dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugeführt wird. Auf diese
Weise kann die Eingangsleistung zu dem verteilten Verstärker
50 beachtlich erhöht werden und die Gesamt-Gateelektrodenperipherie
kann erhöht werden, wie dies bei der Erläuterung von Figur 1 bereits ausgeführt wurde. Durch Schaffung der
Schaltungskanäle 51a und 51b und Vorsehen der Koppelkondensatoren C2I bis C2g bzw. C2^i bis C2gi wird das Eingangsleistungs-Aufnahmevermögen
des veteilten Verstärkers 50 erhöht und die Gateelektrodenperipherie jedes Transistors sowie
auch die Drainelektrodenperipherie sowie die effektive
Drainelektrodenperipherie jedes Transistors werden in der
beschriebenen Weise erhöht. Weiter ergibt die gleichförmige Beaufschlagung jedes Transistors eine Verbesserung bezüglich
des Verstärkungsgewinns, des Wirkungsgrades und der Ausgangsleistung.
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- Leerseite -
Claims (12)
- Patentansprüche/ Verteiltex- Leistungsverstärker mit einem Eingangsanschluß --f und einem Ausgangsanschluß sowie einer Anzahl von in Kaskade geschalteten Transistoren, welche jeweils eine Eingangselektrode und eine Ausgangselektrode besitzen, gekennzeichnet durch ' Kopplungsschaltungen mit einer Anzahl von Kondensatoren, welche je eine der Eingangselektroden der genannten Anzahl von Transistoren mit dem Eingangsanschluß koppeln, sowie durch eine Ausgangskaskadenschaltung zur Verbindung der Ausgangselektroden der Transistoren mit dem Ausgangsanschluß.
- 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungsschaltungen einen übertragungsleitungszug enthalten und daß die Kondensatoren zwischen den übertragungsleitungszug; und eine jeweils zugehörige der Eingangselektroden der Tran-, sistoren geschaltet sind. *
- 3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Transistoren eine an ein Bezugspotential gelegte Elektrode enthält und eine Blindwiderstandskomponente zwischen ! der an das Bezugspotential gelegten Elektrode und der Eingangselektrode darbietet, daß ferner ein hochfrequentes Eingangssignal an den Eingangsanschluß anlegbar ist und daß der Wert der Kapazität jedes der Kondensatoren in Abhängigkeit von dem Wert der Blindwiderstandskomponente des zugehörigen Transistors so gewählt ist, daß ein vorbestimmter Bruchteil des hochfrequenten Eingangssignales zu dem betreffenden Transistor gelangt.
- 4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der | Kapazitätswert der Kondensatoren so gewählt ist, daß sich für die einzelnen Transistoren im wesentlichen vorbestimmte gleichmäßige Bruchteile des Eingangs-Hochfrequenzsignales ergeben. ι— 1 —
- 5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungsschaltungen eine Impedanz aufweisen, welche in Abhängigkeit der inneren Impedanz der Transistoren zwischen der Eingangselektrode und einer insbesondere geerdeten Bezugselektx'ode sowie der Reaktanz des zugehörigen Kondensators so gewählt ist, daß der Verstärker eine vorbestimmte Eingangs impedanz aufweist.
- 6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die an die Ausgangselektroden der Transistoren angeschlossene Ausgangsschaltung einen gemeinsamen Ausgangsübertragungsleitungszug sowie eine Anzahl von übertragungsleitungsabschnitten enthält, welche einerseits an die
entsprechende Ausgangselektrode eines jeweiligen Transistors sowie an den Ausgangsübertragungsleitungszug angeschlossen
sind, wobei die einzelnen Übertragungsleitungsabschnitteeine bestimmte elektrische Weglänge in Abstimmung mit dem
Wert der jeweils zugehörigen Kondensatoren besitzen, so daß A zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des
'" Verstärkers über die einzelnen Transistoren jeweils gleiche elektrische Weglängen gebildet sind.• - 7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß, insbesondere in symmetrischer Anordnung, eine zweite Anzahl in Kaskade geschalteter Transistoren
sowie eine zweite Anzahl zugehöriger Kopplungsschaltungen
mit darin enthaltenen Kondensatoren der gemeinsamen Ausgangsschaltung zugeordnet ist, derart, daß zwei parallele Schaltungskanäle gebildet sind, denen das Eingangssignal über
eine Leistungsaufteilungsschaltung zuführbar ist, während
das verstärkte Ausgangssignal von einem gemeinsamen Ausgangs-; anschluß der gemeinsamen Ausgangsschaltung abnehmbar ist. - 8. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Ausgangsschaltung einen
Wellenwiderstand aufweist, welcher in Abhängigkeit von derEigenimpedanz der Transistoren zwischen der Ausgangselektrode und einer an Bezugsspannung angelegten Elektrode der Transistoren so gewählt ist, daß sich eine vorbestimmte Ausgangsimpedanz ergibt. - 9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung eine gemeinsame übertragungsleitung enthält und daß jede der Ausgangselektroden der Transistoren über einen übertragungsleitungsabschnitt mit der gemeinsamen Ausgangsübertragungsleitung verbunden ist, wobei die elektrische Weglänge der übertragungsleitungsabschnitte in Abstimmung mit den zugehörigen Kapazitätswerten der Kondensatoren so gewählt ist, daß sich gleiche Weglängen zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Verstärkers über die einzelnen Transistoren ergeben.
- 10. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren Feldeffekttransistoren sind .
- 11. Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die in Kaskade geschalteten Gateelektroden jeweils mit gesonderten Schaltungszweigen für eine Vorspannung und für die Hochfrequenzsignale verbunden sind und daß die in Kaskade geschalteten Drainelektroden über Übertragungsleitungsabschnitte mit dem Ausgangsanschluß des Verstärkers verbunden sind .
- 12. Verstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Zuführung der Vorspannung zu den Gateelektrodeη dienenden Schaltungszweige übet" eine Reihe von jeweils den Schaltungszweigen angehörenden Widerständen an eine gemein-same Vorspannungsleitung angeschlossen sind.
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---|---|---|---|
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3513659A1 true DE3513659A1 (de) | 1985-10-17 |
DE3513659C2 DE3513659C2 (de) | 1991-03-14 |
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---|---|---|---|
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Families Citing this family (66)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2550011B1 (fr) * | 1983-07-29 | 1986-10-10 | Thomson Csf | Dispositif d'interconnexion entre les cellules d'un circuit integre hyperfrequences pre-implante |
US5028879A (en) * | 1984-05-24 | 1991-07-02 | Texas Instruments Incorporated | Compensation of the gate loading loss for travelling wave power amplifiers |
US4662000A (en) * | 1985-04-15 | 1987-04-28 | Raytheon Company | Frequency conversion circuits |
GB2181007A (en) * | 1985-09-27 | 1987-04-08 | Philips Electronic Associated | Distributed amplifier load arrangements |
JPS6295006A (ja) * | 1985-10-21 | 1987-05-01 | Mitsubishi Electric Corp | 進行波形fet増幅器 |
FR2595173A1 (fr) * | 1986-02-28 | 1987-09-04 | Labo Electronique Physique | Circuit amplificateur distribue large bande dans le domaine des hyperfrequences |
US4769618A (en) * | 1986-05-30 | 1988-09-06 | Trw Inc. | Distributed power combiner/divider |
GB8613314D0 (en) * | 1986-06-02 | 1986-07-09 | Era Patents Ltd | Microwave apparatus |
US4733195A (en) * | 1986-07-15 | 1988-03-22 | Texas Instruments Incorporated | Travelling-wave microwave device |
JPS6359108A (ja) * | 1986-08-28 | 1988-03-15 | Mitsubishi Electric Corp | バイアス回路 |
DE3726743A1 (de) * | 1986-09-01 | 1988-03-03 | Mitsubishi Electric Corp | Fet-kettenverstaerker |
US5081706A (en) * | 1987-07-30 | 1992-01-14 | Texas Instruments Incorporated | Broadband merged switch |
JPH01137705A (ja) * | 1987-11-24 | 1989-05-30 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 分布増幅器 |
US4788511A (en) * | 1987-11-30 | 1988-11-29 | Raytheon Company | Distributed power amplifier |
US4973918A (en) * | 1988-12-27 | 1990-11-27 | Raytheon Company | Distributed amplifying switch/r.f. signal splitter |
US4992752A (en) * | 1989-06-09 | 1991-02-12 | Rockwell International | Method and apparatus for broadband impedance matching |
US4974039A (en) * | 1989-08-14 | 1990-11-27 | Raytheon Company | Field effect transistor having an integrated capacitor |
US5012203A (en) * | 1989-12-27 | 1991-04-30 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Distributed amplifier with attenuation compensation |
US5046155A (en) * | 1990-04-06 | 1991-09-03 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Highly directive, broadband, bidirectional distributed amplifier |
US5111157A (en) * | 1991-05-01 | 1992-05-05 | General Electric Company | Power amplifier for broad band operation at frequencies above one ghz and at decade watt power levels |
US5208547A (en) * | 1991-06-06 | 1993-05-04 | Raytheon Company | Distributed amplifier having negative feedback |
US5227734A (en) * | 1991-08-26 | 1993-07-13 | Raytheon Company | Broadband bipolar transistor distributed amplifier |
JP2752883B2 (ja) * | 1993-06-11 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | 高周波増幅器 |
US5485118A (en) * | 1994-06-03 | 1996-01-16 | Massachusetts Institute Of Technology | Non-uniformly distributed power amplifier |
KR100381685B1 (ko) * | 1994-08-15 | 2003-07-10 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 리액티브보상전력트랜지스터회로 |
FR2778801B1 (fr) * | 1998-05-14 | 2000-06-16 | Alsthom Cge Alcatel | Amplificateur de puissance a encombrement reduit pour circuit micro-ondes |
US6008694A (en) * | 1998-07-10 | 1999-12-28 | National Scientific Corp. | Distributed amplifier and method therefor |
JP3318928B2 (ja) * | 1999-04-12 | 2002-08-26 | 日本電気株式会社 | 半導体装置 |
US6275111B1 (en) | 2000-06-06 | 2001-08-14 | Motorola, Inc. | Power amplifier having two-dimensional FET array |
JP2002033628A (ja) * | 2000-07-14 | 2002-01-31 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅器 |
DE10036127B4 (de) * | 2000-07-25 | 2007-03-01 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Vorrichtung zur Versorgungsspannungsentkopplung für HF-Verstärkerschaltungen |
US6342815B1 (en) * | 2000-10-04 | 2002-01-29 | Trw Inc. | Manufacturable HBT power distributed amplifier for wideband telecommunications |
US6377125B1 (en) * | 2001-03-15 | 2002-04-23 | Motorola.Inc. | Distributed amplifier having separately biased sections |
GB2373937A (en) * | 2001-03-27 | 2002-10-02 | Secr Defence | Improvements in travelling wave amplifiers |
JP2003174338A (ja) * | 2001-12-05 | 2003-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 分布増幅器および分布差動増幅器 |
US6759907B2 (en) * | 2002-01-25 | 2004-07-06 | Centellax, Inc. | Distributed level-shifting network for cascading broadband amplifiers |
US8076975B1 (en) | 2004-11-23 | 2011-12-13 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Broadband high power amplifier |
US8669812B2 (en) | 2004-11-23 | 2014-03-11 | Schilmass Co., L.L.C. | High power amplifier |
US7924097B2 (en) * | 2004-11-23 | 2011-04-12 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Solid-state ultra-wideband microwave power amplifier employing modular non-uniform distributed amplifier elements |
US8035449B1 (en) | 2009-01-02 | 2011-10-11 | Rf Micro Devices, Inc. | Capacitively-coupled distributed amplifier with baseband performance |
WO2010078500A1 (en) | 2009-01-02 | 2010-07-08 | Airware, Inc. | Holder for a nasal breathing air filtration device or dilation device |
FR2953665B1 (fr) * | 2009-12-08 | 2013-08-02 | Thales Sa | Amplificateur distribue hyperfrequences large bande et grande dynamique et structures hyperfrequences utilisant un tel amplificateur |
US8786368B2 (en) | 2011-03-09 | 2014-07-22 | Hittite Microwave Corporation | Distributed amplifier with improved stabilization |
US8665022B2 (en) | 2011-04-28 | 2014-03-04 | Rf Micro Devices, Inc. | Low noise-linear power distributed amplifier |
US8823455B2 (en) | 2011-09-13 | 2014-09-02 | Rf Micro Devices, Inc. | Matrix distributed power amplifier |
US9136341B2 (en) | 2012-04-18 | 2015-09-15 | Rf Micro Devices, Inc. | High voltage field effect transistor finger terminations |
US9124221B2 (en) | 2012-07-16 | 2015-09-01 | Rf Micro Devices, Inc. | Wide bandwidth radio frequency amplier having dual gate transistors |
US9202874B2 (en) | 2012-08-24 | 2015-12-01 | Rf Micro Devices, Inc. | Gallium nitride (GaN) device with leakage current-based over-voltage protection |
US9142620B2 (en) | 2012-08-24 | 2015-09-22 | Rf Micro Devices, Inc. | Power device packaging having backmetals couple the plurality of bond pads to the die backside |
US8988097B2 (en) | 2012-08-24 | 2015-03-24 | Rf Micro Devices, Inc. | Method for on-wafer high voltage testing of semiconductor devices |
US9917080B2 (en) | 2012-08-24 | 2018-03-13 | Qorvo US. Inc. | Semiconductor device with electrical overstress (EOS) protection |
US9147632B2 (en) | 2012-08-24 | 2015-09-29 | Rf Micro Devices, Inc. | Semiconductor device having improved heat dissipation |
US9129802B2 (en) | 2012-08-27 | 2015-09-08 | Rf Micro Devices, Inc. | Lateral semiconductor device with vertical breakdown region |
US9070761B2 (en) | 2012-08-27 | 2015-06-30 | Rf Micro Devices, Inc. | Field effect transistor (FET) having fingers with rippled edges |
US9325281B2 (en) | 2012-10-30 | 2016-04-26 | Rf Micro Devices, Inc. | Power amplifier controller |
WO2014178261A1 (ja) * | 2013-04-30 | 2014-11-06 | 三菱電機株式会社 | 分布型増幅器 |
CN104716909A (zh) * | 2013-12-13 | 2015-06-17 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种射频功放的供电方法及装置 |
US9455327B2 (en) | 2014-06-06 | 2016-09-27 | Qorvo Us, Inc. | Schottky gated transistor with interfacial layer |
US9536803B2 (en) | 2014-09-05 | 2017-01-03 | Qorvo Us, Inc. | Integrated power module with improved isolation and thermal conductivity |
US10615158B2 (en) | 2015-02-04 | 2020-04-07 | Qorvo Us, Inc. | Transition frequency multiplier semiconductor device |
US10062684B2 (en) | 2015-02-04 | 2018-08-28 | Qorvo Us, Inc. | Transition frequency multiplier semiconductor device |
CN105978499B (zh) * | 2016-04-28 | 2018-08-17 | 南京邮电大学 | 一种级联的分布式功率放大器 |
CN108039870A (zh) * | 2018-01-08 | 2018-05-15 | 成都智芯测控科技有限公司 | 一种超宽带分布式混频器 |
EP3966931A1 (de) | 2019-06-25 | 2022-03-16 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Verstärkerschaltung zur ansteuerung elektro-optischer modulatoren mit reduzierter prozess-, spannungs- und temperatur- (pvt)-empfindlichkeit |
US20220329208A1 (en) * | 2019-09-10 | 2022-10-13 | Telefonaktiebolage Lm Ericsson (Publ) | Sequential continuous wideband amplifiers |
TWI706631B (zh) | 2019-11-14 | 2020-10-01 | 財團法人工業技術研究院 | 應用於全晶片式高速通訊之低供應電壓和低消耗功率的分散式放大器 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2460522A1 (de) * | 1974-12-20 | 1976-06-24 | Siemens Ag | Kettenverstaerker fuer den vhf- und uhf-bereich |
US4311966A (en) * | 1978-12-05 | 1982-01-19 | Thomson Csf | Distributed amplifier for microwave frequencies |
US4337439A (en) * | 1978-11-14 | 1982-06-29 | The Marconi Company Limited | Wide band amplifiers |
DE3211239A1 (de) * | 1981-03-26 | 1982-11-18 | Raytheon Co., 02173 Lexington, Mass. | Hochfrequenz-schaltungsnetzwerk mit einer mehrzahl elektrisch miteinander verbundener feldeffekttransistorzellen |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB883740A (en) * | 1960-02-09 | 1961-12-06 | Marconi Wireless Telegraph Co | Improvements in or relating to wide band amplifiers |
GB1205087A (en) * | 1967-11-25 | 1970-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Improvements in or relating to distributed amplifers |
GB1292614A (en) * | 1969-03-25 | 1972-10-11 | Pye Ltd | Wide band amplifier |
US4291286A (en) * | 1979-12-17 | 1981-09-22 | Ford Aerospace & Communications Corporation | High bandwidth transversal filter |
-
1984
- 1984-04-16 US US06/600,871 patent/US4543535A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-04-16 JP JP60081196A patent/JPS60233912A/ja active Pending
- 1985-04-16 GB GB08509751A patent/GB2157908B/en not_active Expired
- 1985-04-16 DE DE19853513659 patent/DE3513659A1/de active Granted
- 1985-04-16 FR FR858505720A patent/FR2563065B1/fr not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2460522A1 (de) * | 1974-12-20 | 1976-06-24 | Siemens Ag | Kettenverstaerker fuer den vhf- und uhf-bereich |
US4337439A (en) * | 1978-11-14 | 1982-06-29 | The Marconi Company Limited | Wide band amplifiers |
US4311966A (en) * | 1978-12-05 | 1982-01-19 | Thomson Csf | Distributed amplifier for microwave frequencies |
DE3211239A1 (de) * | 1981-03-26 | 1982-11-18 | Raytheon Co., 02173 Lexington, Mass. | Hochfrequenz-schaltungsnetzwerk mit einer mehrzahl elektrisch miteinander verbundener feldeffekttransistorzellen |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Electronics Letters, Bd.20, 29.März 1984, S.288-289 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS60233912A (ja) | 1985-11-20 |
GB8509751D0 (en) | 1985-05-22 |
FR2563065A1 (fr) | 1985-10-18 |
FR2563065B1 (fr) | 1990-07-20 |
GB2157908A (en) | 1985-10-30 |
GB2157908B (en) | 1988-05-25 |
US4543535A (en) | 1985-09-24 |
DE3513659C2 (de) | 1991-03-14 |
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