DE4037292A1

DE4037292A1 - Nichtlinearitaetsgenerator mit leitfaehiger fet-source-drain-strecke und verfahren zum verstaerken eines signals

Info

Publication number: DE4037292A1
Application number: DE4037292A
Authority: DE
Inventors: Allen Katz; Shabbir Salehbhai Moochalla
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1989-12-01
Filing date: 1990-11-23
Publication date: 1991-06-06
Also published as: JP3041806B2; US5038113A; JPH03190301A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf die Erzeugung von Verzerrung durch die Verwendung der leitfähigen Source-Drain-Strecke eines Feldeffekttransistors (FET) und auf die Verwendung dieses Verzerrungsgenerators bei Mikrowellen- oder Millimeterwellen-Hochfrequenzen (HF) für Zwecke wie Vorverzerrungsschaltungen zum Kompensieren von Amplituden und Phasenverzerrung bei Leistungsverstärkern, Begrenzern und logarithmischen Wandlern (log amps).

Elektronische Signalverstärker werden benutzt, um eine Spannung, einen Strom oder die Leistung von elektrischen Signalen zu verstärken. Im Idealfall verstärken Verstärker lediglich die Signalamplitude, ohne das Signal auf irgend eine andere Weise zu beeinflussen. Alle Signalverstärker verzerren jedoch das Signal, welches verstärkt wird. Die Verzerrung resultiert aus Nichtlinearität der Übergangs funktion oder -kennlinie der aktiven Vorrichtungen des Ver stärkers. Die Verzerrung eines Signals, das durch einen Verstärker hindurchgeht, kann reduziert werden, indem die Spitze-Spitze-Signalamplitude kleingehalten wird und in dem der Verstärker so betrieben wird, daß das Signal den zen tralen Teil von dessen Übergangskennlinie durchquert, in welchem diese am linearsten ist. Es gibt jedoch gewisse Fälle, in denen es notwendig ist, daß sich die Ausgangssi gnalauswanderung über einen wesentlichen Teil der Verstär kerübergangsfunktion erstreckt. Das ist so in dem Fall von Rundfunk- und Fernsehsendern, wo dieser Betrieb wichtig ist, um die maximal mögliche Ausgangsleistung aus jedem kostspieligen Verstärker herauszuholen. Diese Bedingung gibt es auch in dem Fall von Mikrowellen- oder Millimeter wellenfrequenz (Hochfrequenz oder HF)-Verstärkern für Sa tellitenübertragungen weil die Fähigkeit der aktiven Vor richtungen, bei Hochfrequenz zu arbeiten, einen Aufbau er fordert, der gestattet, sie nur mit relativ mäßigen Span nungs- und Stromvorspannungswerten zu betreiben, so daß die Signalschwingung einen beträchtlichen Teil der verfügbaren Vorspannung und deshalb der gesamten Übergangsfunktion des Verstärkers darstellt. Nenn die Ausgangssignalspannung ei nes Verstärkers Auswanderungen über wesentlichen Teilen der Übergangsfunktion macht, ist der übliche Effekt eine rela tive Kompression von großen Signalen im Vergleich zu klei nen Signalen, d. h. die Verstärkung des Verstärkers bei großen Signalpegeln tendiert dazu, kleiner zu sein als die Verstärkung bei kleinen Signalpegeln. Im Falle eines sinus förmigen Signals, das auf einem Oszilloskop betrachtet wird, ist das komprimierte Ausgangssignal eine Sinusschwin gung, die im Aussehen dem Eingangssignal insgesamt gleicht, aber oben und unten etwas abgeflacht ist. Eine Phasenver schiebung begleitet häufig die Amplitudenverzerrung. Hoch frequenzverstärker werden häufig benutzt, um mehrere Si gnale zu verstärken, wie beispielsweise bei Mehrkanalsatel litenübertragungen. Wenn mehrere Signale verstärkt werden, werden die Spitzensignalwerte gelegentlich überlagert, was zu Summenauswanderungen mit großen Spitze-Spitze-Werten führt. Im Falle von Mehrkanalsignalen kann es sein, daß die Kompression nicht so einfach meßbar ist wie die Intermodu lationsverzerrung. Intermodulationsverzerrungsmessungen werden gewöhnlich ausgeführt durch Messen der relativen Größe von unerwünschten Produkten, welche einen der Träger begleiten, der für Testzwecke im allgemeinen selbst unmodu liert ist.

Die Vorverzerrung eines Signals, das an einen nichtlinearen Verstärker angelegt werden soll, erfolgt häufig, um die er wartete Verzerrung, die durch die Nichtlinearität des Ver stärkers verursacht wird, im voraus zu kompensieren. Zu den Problemen, die sich bei dem Entwurf von Vorverzerrungs schaltungen ergeben, gehört das Finden einer nichtlinearen Vorrichtung und einer entsprechenden Schaltungskonfigura tion, welche gemeinsam eine Verstärkung haben, die mit zu nehmendem Pegel zunimmt, und welche deshalb die Verringe rung der Verstärkung kompensieren, die durch die Ver stärkernichtlinearität verursacht wird. Dieses problem liegt im Anpassen der Nichtlinearität der nichtlinearen Vorrichtung an die des Verstärkers hinsichtlich sowohl der Amplitude als auch der Phase. Das heißt, die Zunahme der Verstärkung und die Änderung der Phase mit zunehmendem Si gnalpegel aufgrund der Vorverzerrung müssen die Abnahme der Verstärkung und die entgegengesetzt gerichtete Änderung der Phase mit zunehmendem Pegel, welche auf den Verstärker zu rückzuführen sind, im wesentlichen aufheben. Wenn das Sy stem, bei dem der Vorverzerrungsentzerrer oder -equalizer benutzt wird, bei verschiedenen Leistungspegeln betrieben wird, muß das Anpassen der Nichtlinearität über dem ge wünschten Bereich von Pegeln erfolgen.

Fig. 1a zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines übli chen bekannten Reflexionsvorverzerrungsentzerrers oder -equalizers. In Fig. 1a werden Signale, die vorverzerrt wer den sollen, über eine Eingangsklemme 10 an einen ersten Eingangsanschluß 12 eines 90°, 3-dB-Hybridkopplers 14 ange legt. Signale, die eine nominelle Phasenverschiebung von null haben, werden von dem Richtkoppler 14 über einen Aus gangsanschluß 16 an ein nichtlineares Netzwerk angelegt, das insgesamt mit 18 bezeichnet ist und einen kurzgeschlos senen Dämpfer und einen Phasenschieber enthält, die gemein sam als ein Block 20 dargestellt sind. Die Nichtlinearität wird durch einen Verzerrungsgenerator erzeugt, der insge samt mit 22 bezeichnet ist. Die besondere Form des Verzerrungsgenerators, die in Fig. 1a dargestellt ist, ist ein Paar gegenphasiger oder antiparalleler Dioden 24, 26, welche an sich bekannt sind, z. B. aus dem US-Patent Nr. 45 88 958. Diese antiparallelen Dioden sind aufgrund ihrer Einfachheit, geringen Kosten und Zuverlässigkeit vorteil haft. Signale, die an den Eingangsanschluß 12 angelegt wer den, werden auch mit einer nominellen Phasenverschiebung von 90° an einen Ausgangsanschluß 28 angelegt, um an einen linearen Kanal angelegt zu werden, der insgesamt mit 30 be zeichnet ist und die Kaskadenschaltung eines einstellbaren Dämpfers 32 und eines kurzgeschlossenen Phasenschiebers 34 enthält. Signale, die an die Eingangsklemme 12 angelegt werden, werden in den nichtlinearen Kanal 18 und in den li nearen Kanal 30 eingekoppelt, verarbeitet und reflektiert und gemeinsam an einen Ausgangsanschluß 36 angelegt. Die Impedanz des Paares antiparalleler Dioden verändert sich, wie unten mit Bezug auf Fig. 5b erläutert, als Funktion der Frequenz, der Temperatur und des Leistungspegels beträcht lich, mit dem Ergebnis, daß Anpassungsnetzwerke für einen Kompromißimpedanzwert ausgelegt werden müssen. Die antipar allelen Dioden tendieren dazu, mit der Frequenz, dem Lei stungspegel und der Temperatur nicht gut Schritt zu halten. Außerdem besteht bei antiparallelen Dioden die Tendenz, daß sie schwierig einstellbar sind.

Fig. 1b zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Durchlaßvorverzerrungsentzerrers. In Fig. 1b werden Si gnale, die vorverzerrt werden sollen, über einen Eingangs anschluß 50 an einen 3-dB-Hybridteiler oder -koppler 52 an gelegt, der das Signal in einen ersten Teil, welcher an einen linearen oberen Übertragungsweg angelegt wird, der insgesamt mit 54 bezeichnet ist, und in einen zweiten Teil aufteilt, welcher an einen nichtlinearen unteren Übertra gungsweg angelegt wird, welcher insgesamt mit 64 bezeichnet ist. Der lineare Weg 54 enthält die Kaskadenschaltung eines steuerbaren Phasenschiebers 56 und eines steuerbaren Dämp fers 58. Die gedämpften und phasenverschobenen Signale, die an dem Ausgang des linearen Kanals 54 erzeugt werden, wer den an einen ersten Eingangsanschluß 60 eines 3-dB-Hybrid kombinierers 62 angelegt. Der untere, nichtlineare Kanal 64 enthält die Kaskadenschaltung eines steuerbaren Phasen schiebers 66 und eines Verzerrungsgenerators 68. Das phasenverschobene und zusätzlich verzerrte Signal an dem Ausgang des nichtlinearen Kanals 64 wird an einen zweiten Eingangsanschluß 70 des 3-dB-Hybridkombinierers 62 ange legt, um an dem Ausgangsanschluß 72 des 3-dB-Hybridkombi nierers 62 die Kombination aus einem linearen und einem nichtlinearen Signal zum Anlegen an einen Leistungsverstär ker, der mit dem Ausgangsanschluß 72 verbunden ist, zu er zeugen. Der Verzerrungsgenerator 68 kann ein Diodengenera tor sein, wie er in Fig. 1a dargestellt ist, wenn ausrei chend Eingangsleistung verfügbar ist, oder er kann einen Verstärker enthalten, der dazu tendiert, bei den Betriebs signalwerten in Sättigung zu gehen, wie es an sich bekannt ist. Das antiparallele Diodenpaar hat die oben aufgeführten Nachteile, und der Verstärker hat die zusätzlichen Nach teile, daß er teuer und komplex ist, viel Strom verbraucht und ein großes Gewicht hat.

Eine verbesserte Ausführungsform eines Vorverzerrungsent zerrers wird benötigt, bei dem die Verzerrungsnichtlineari tät ohne weiteres an den Verstärker angepaßt werden kann, und zwar sowohl hinsichtlich Amplitude als auch hinsicht lich Phase, und der billig, einfach und zuverlässig ist.

Eine Verzerrungsschaltung nach der Erfindung enthält als Verzerrungsgenerator die leitfähige Source-Drain-Strecke eines Feldeffekttransistors (FET). In einer Ausführungsform der Erfindung wird das Signal an die leitfähige Source- Drain-Strecke angelegt, und das verzerrte Signal wird ebenso an Source und Drain abgenommen. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird das lineare Signal an die Reihenschaltung aus der leitfähigen Source-Drain- Strecke und der Belastung, in welcher das Verzerrungssignal benutzt wird, angelegt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden un ter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1a ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekann ten Reflexionsvorverzerrungslinearisierers oder -entzerrers, in welchem ein antiparalleles Di odenpaar als nichtlineares Element benutzt wird;

Fig. 1b ein vereinfachtes Schaltbild eines Durchlaßvor verzerrungsentzerrers, bei dem ein Verstärker als nichtlineares Element benutzt wird;

Fig. 2 ein Schaltbild eines FET, der als Vorverzer rungslinearisierer, Begrenzer oder logarithmi scher Wandler in einer Durchlaßanordnung ge schaltet ist;

Fig. 3a und 3b Diagramme der Übertragungsamplitude bzw. -phase über dem Signalleistungspegel für die in Fig. 2 gezeigte Schaltung mit der Vorspannung als Para meter, und

Fig. 3c ein ähnliches Diagramm mit der Gate-Reaktanz als Parameter;

Fig. 4 ein Schaltbild eines FET, der als Reflexionsan ordnung geschaltet ist;

Fig. 5a Impedanzdiagramme über einem Bereich von Fre quenzen für die Schaltung nach Fig. 4 mit dem Signalleistungspegel als Parameter, und

Fig. 5b ein entsprechendes Diagramm für ein antiparal leles Diodenpaar wie dem Diodenpaar 22 in Fig. 1;

Fig. 6a und 6b Diagramme der Eingangsrückflußdämpfungsgröße bzw. -phase über dem Signalpegel für die Schal tung nach Fig. 4 mit der Gate-Gleichvorspannung als Parameter, und

Fig. 6c und 6d Diagramme der Reflexionskoeffizientengröße bzw. -phase mit der Gate-Reaktanz als Parameter;

Fig. 7 ein vereinfachtes Schaltbild eines Reflexions vorverzerrungsentzerrers nach der Erfindung, bei dem ein Zirkulator benutzt wird, von welchem ein Tor mit Source oder Drain eines FET verbunden ist;

Fig. 8 ein Diagramm der relativen Größe der Übertra gungsdämpfung der Schaltung nach Fig. 7 bei 1600 MHz über dem Signaleingangspegel mit der Gate- Reaktanz als Parameter;

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines Reflexionsvorverzer rungsentzerrers nach der Erfindung, bei dem ein Hybridkoppler benutzt wird, wobei die nichtli neare Vorrichtung als ein Block dargestellt ist;

Fig. 10 zum Teil als Blockschaltbild und zum Teil als Stromlaufplan den Prototyp eines FET- Reflexionsverzerrungsgenerators nach der Erfin dung, der in der Schaltung nach Fig. 9 verwend bar ist;

Fig. 11 in Form eines vereinfachten Blockschaltbildes und eines vereinfachten Stromlaufplans weitere Einzelheiten, die in Verbindung mit dem Prototyp nach Fig. 10 zum Einsatz in der Schaltung nach Fig. 9 benutzt werden können;

Fig. 12 die Kaskadenschaltung von mehreren FETs gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 13 und 14 Diagramme der Leistungsfähigkeit von Hughes-TNT- Verstärkern (geeignet für die Frequenz), aber allein und mit Reflexionsvorverzerrungsentzer rern gemäß der Erfindung bei 1,6, 4,0 und 12 GHz im Falle von Fig. 13 und 3,8, 4,0 und 4,2 GHz im Falle von Fig. 14;

Fig. 15 ein Blockschaltbild und einen Stromlaufplan ei nes Übertragungsvorverzerrungsentzerrers, mit einem Leistungsteiler, einem Leistungskombinie rer und einem Durchlaß-FET-Verzerrungsgenerator wie der in Fig. 2 benutzte gemäß der Erfindung;

Fig. 16 in Form eines Blockschaltbildes und Stromlauf plans den Durchlaßvorverzerrungsentzerrer nach Fig. 2 zum Vergleich;

Fig. 17a in Form eines Blockschaltbildes und Stromlauf plans einen Vorverzerrungsentzerrer unter Ver wendung eines Übertragungs-FET-Verzerrungsgene rators, der allein oder mit einer Anordnung wie der von Fig. 15 benutzt werden kann und Hilfs schaltungen enthält, und

Fig. 17b- 17e Hilfsschaltungen, die in der Anordnung nach Fig. 17a benutzt werden können;

Fig. 18 als Blockschaltbild und Stromlaufplan einen Vorverzerrungsentzerrer nach der Erfindung, der die Verwendung eines FET-Reflexions-verzer rungsgenerators, z. B. eine der Anordnungen nach den Fig. 10, 11 oder 12, geschaltet als Übertra gungs-FET-Verzerrungsgenerator zeigt;

Fig. 19 Diagramme der Leistungsfähigkeit eines Hughes- TWT mit einem Vorverzerrungsentzerrer unter Ver wendung eines Übertragungsverzerrungsgenerators wie den von Fig. 17 bei Frequenzen von 12,0, 12,1 und 12,2 GHz;

Fig. 20 Diagramme der Leistungsfähigkeit einer Hughes- TWT (Wanderfeldröhre) mit dem Vorverzerrungsent zerrer unter Verwendung eines Übertragungsver zerrungsgenerators nach Fig. 17 bei einer Fre quenz von 12,0 GHz bei Temperaturen, die von - 10° bis +60°C reichen;

Fig. 21 Diagramme der Begrenzungskennlinien eines FET- Reflexionsverzerrungsgenerators, der den Aufbau nach Fig. 7 hat;

Fig. 22 Diagramme der logarithmischen Kennlinien dersel ben Reflexionsstruktur; und

Fig. 23 Diagramme der Begrenzungskennlinien eines Über tragungs-FET-Verzerrungsgenerators, der den Auf bau nach Fig. 2 hat.

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines Vorverzerrungsentzerrers oder -equalizers 78 nach der Erfindung. Der Vorverzerrungs entzerrer 78 enthält einen Feldeffekttransistor (FET) 80, der eine Source- oder Drain-Elektrode 82, eine Drain- oder Source-Elektrode 84 und eine Gate-Elektrode 86 hat, wobei die leitfähige Source-Drain-Strecke zwischen ihnen mit 88 bezeichnet ist. Die leitfähige Strecke 88 ist zwischen einen Eingangsanschluß 90 und einen Ausgangsanschluß 92 ge schaltet, mit denen ein Generator 94 bzw. eine Belastung 100 verbunden sind. Der Generator 94 enthält eine Wechsel stromquelle 96 und hat einen Innenwiderstand 98.

Eine Vorspannungsquelle, die insgesamt mit 110 bezeichnet ist, weist eine erste und eine zweite Spannungsquelle auf, die als Batterien 112 bzw. 114 dargestellt sind, von denen die negative bzw. positive Klemme mit Masse verbunden ist und deren andere Klemmen mit den entgegengesetzten Enden eines Potentiometers 116 verbunden sind, dessen Schleifer 118 über ein Trennelement, das als Widerstand 120 darge stellt ist, mit der Gate-Elektrode 86 verbunden ist. Die bis hierher beschriebene Anordnung nach Fig. 2 ist alles, was nötig ist, um die Vorverzerrung eines Signals zu bewir ken, das an den Eingangsanschluß 90 angelegt wird, um ein vorverzerrtes Signal an dem Ausgangsanschluß 92 zum Anlegen an eine Belastung zu erzeugen, beispielsweise an den Ein gangsanschluß eines Leistungsverstärkers (nicht darge stellt). Keine Gleichspannungsvorspannung der Source- oder Drain-Elektrode des FET 80 wird benötigt, obgleich das An legen einer Spannung an den Übergang zwischen Gate und leitfähiger Strecke 88 des FET eine Gleichstromverbindung oder deren Äquivalent erfordert, zumindest zwischen der Drain-Elektrode 82 oder der Source-Elektrode 84 und einem Referenzpotentialpunkt.

Es ist festgestellt worden, daß eine zusätzliche Steuerung der Größe und/oder der Phase der Verzerrung erzielt werden kann durch geeignete Auswahl der Gate-Masse-Impedanz (R±JX). Der Fachmann erkennt, daß die bis hierher in Ver bindung mit Fig. 2 beschriebene Anordnung eine Gate-Masse- Impedanz hat, die durch die Impedanz für den Wechselstrom der Vorspannungsquelle 100 und insbesondere durch denjeni gen Teil der Vorspannungsquelle 100, der den Widerstand 120 und das Potentiometer 116 enthält, gebildet wird. Weiter erfolgt die Steuerung der Verzerrung durch eine Hilfsimpe danz oder Anpassungsschaltung, die als gestrichelter Block 102 dargestellt und zwischen Gate 86 und Masse geschaltet ist und bei der es sich allgemein um irgendeine Schaltung handeln kann, die jedoch komplex ist. In Fig. 2 ist die Im pedanz 102 als ein veränderbarer Kondensator dargestellt. Bei Hochfrequenz können die körperlichen Abmessungen in Wellenlängen des veränderbaren Kondensators so sein, daß eine beträchtliche induktive Komponente der Reaktanz her vorgerufen wird, wodurch der veränderbare Kondensator sich so verhält, als handle es sich um einen Reihenschwingkreis. Die Verzerrung, die durch den Vorverzerrungsentzerrer 78 nach Fig. 2 hervorgerufen wird, verändert sich sowohl mit der Vorspannung als auch mit der Gate-Masse-Impedanz.

Fig. 3a enthält bei 3 GHz aufgenommene Diagramme der Ampli tude und der Phase über dem Signalleistungspegel zwischen den Anschlüssen 90 und 92 der Schaltung nach Fig. 2, und zwar mit der Vorspannung als Parameter. Die besondere Schaltung, für die die Kennlinien nach Fig. 3a aufgenommen worden sind, enthält einen Galliumarsenid (GaAs)-MESFET (Metal Semiconductor FET), Typ FSXO3FA, hergestellt von Fu- Jitsu, 6-1 Murunouchi 1-Chome, Chiyoda-ky, Tokyo 100, Ja pan. Für die besonderen Kennlinien, die in Fig. 3a gezeigt sind, war die Elektrode 82 in Fig. 2 die Drain-Elektrode, und die Elektrode 84 war die Source-Elektrode, der Wider stand 120 hatte einen Wert von 470 Ohm, und die Kapazität des Kondensators 106 betrug etwa 2 pF. In Fig. 3a ist der Übertragungsverlust auf der linken Ordinate und die Phase auf der rechten Ordinate aufgetragen. Bezugsmarkierungs pfeile 1, 2, 3 und 4 entsprechen den Signaleingangslei stungspegeln von 0, 5, 10 und 15 dB relativ zu einem Milli watt (dBm). In Fig. 3a sind die Verlustkurven insgesamt mit 140 bezeichnet, wobei die Kurve 142 einer Vorspannung von null Volt entspricht, die Kurve 144 einer Vorspannung von +0,5 Volt, 146 von -0,5 Volt, 148 von +0,8 Volt, 152 von 1-12,0 Volt, 155 von +2,5 Volt und 157 von +5 Volt. Die Kurven der Übertragungsphase sind insgesamt mit 180 bezeichnet und geben den großen Bereich von Phasenverschiebungen an, die durch Steuerung der Gate-Spannung allein erzielt werden können, bei einer konstanten Gate-Masse-Impedanz.

Fig. 3b zeigt Kennlinien ähnlich denjenigen in Fig. 3a, wo bei aber die Elektrode 82 des FET 80 nach Fig. 2 als Source-Elektrode und die Elektrode 84 als Drain-Elektrode geschaltet ist. In Fig. 3b sind die Kurven 200 Verlustkur ven und die Kurven 220 Phasenkurven. Aus diesen Kurven ist zu erkennen, daß dieselbe allgemeine Art von Nichtlineari tät auftritt, wenn das Signal die leitfähige Source-Drain- Strecke 88 durchquert, ungeachtet der Richtung des Signal flusses in der Strecke. Die eine oder andere Fließrichtung kann zwar in einem bestimmten Fall überlegen sein, keine von ihnen wird jedoch allgemein bevorzugt.

Fig. 3c gleicht den Fig. 3a und 3b und zeigt bei 3 GHz die Auswirkungen von verschiedenen Größen der Reaktanz des Kon densators 106 nach Fig. 2 für einen Aufbau ähnlich dem in Fig. 2, in welchem die Elektrode 82 die Source-Elektrode und die Elektrode 84 die Drain-Elektrode ist, bei 10 V Vor spannung. In Fig. 3c zeigen die Kurven 260 den Übertra gungsverlust und die Kurven 280 die Phasenverschiebung. Bei den Verlustkurven gilt 261 für eine Gate-Masse-Reaktanz von +J40 Ohm, die Kurve 262 für +J26 Ohm, Kurve 263 für +J19 Ohm, die Kurve 264 für -J20 Ohm und die Kurve 266 für -J10 Ohm. Unter den Übertragungsphasenverschiebungskurven 280 gilt die Kurve 282 für eine Gate-Masse-Reaktanz von -J20 und die Kurve 298 für +J40, und die Positionen der Kurven dazwischen stehen in monotoner Beziehung zu der Reaktanz für die Werte zwischen -J20 und +J40.

Fig. 4 zeigt einen FET, der als Reflexionsanordnung 499 ge mäß der Erfindung geschaltet ist. Fig. 4 gleicht in man cherlei Hinsicht Fig. 2, und entsprechende Elemente sind mit derselben Bezugszahl bezeichnet. In Fig. 4 enthält die Reflexionsanordnung 499 eine Elektrode 84 des FET 80, die über eine Koppelstrecke, welche mit 401 bezeichnet ist, mit einer Referenzpotentialquelle verbunden ist, die als Masse 402 dargestellt ist. Die Gate-Elektrode 86 des FET 88 ist mit einer Vorspannungsquelle, welche als eine Batterie 114 dargestellt ist, über eine Impedanz verbunden, die als ein Widerstand 404 dargestellt ist. Der Fachmann weiß, daß die Batterie 114 im Prinzip einen Innenwiderstand von null hat und daß deshalb sowohl die Wechselstrom- als auch die Gleichstromimpedanz zur Masse von der Gate-Elektrode 86 aus durch den Widerstandswert des Widerstands 404 festgelegt werden. Der Fachmann erkennt außerdem, daß im wesentlichen die gesamte Gleichspannung, die durch die Batterie 114 er zeugt wird, zwischen der Elektrode 86 und den Elektroden 82 und 84 gebildet wird, weil für die Elektroden 82 und 84 keine separate Gleichvorspannung vorhanden ist und weil der Widerstand 98 einen relativ kleinen Wert von beispielsweise 50 Ohm hat.

Es hat sich gezeigt, daß es in wenigstens einigen Fällen nicht notwendig ist, eine Gleichstromrückleitung zu den beiden Elektroden 82 und 84 zu haben, und daß es sogar er wünscht sein kann, nur eine Rückleitung zu haben, bei einer Gleichstromblockierung für eine der Elektroden.

In Fig. 4 durchquert das Signal, das von dem Generator 94 über den Anschluß 90 angelegt wird, die leitende Source- Drain-Strecke 88 des FET 80 zweimal, das erste Mal von der Elektrode 82 zu dem Kurzschluß bei der Masse 402 und das zweite Mal von der Masse 402 zurück zu der Elektrode 82 uber die Elektrode 84. Das kann auch als eine Reflexion an einer nichtlinearen Impedanz betrachtet werden, die an den Anschluß 90 angeschlossen ist.

Fig. 5a zeigt mehrere vereinfachte "Smith"-Aufnahmen oder - Aufzeichnungen der Impedanz, die durch die Anordnung nach Fig. 4 dem Anschluß 90 dargeboten wird, über einem Fre quenzbereich von 1 bis 3 GHz bei einer Gate-Vorspannung von 1-0,5 Volt für verschiedene Eingangssignalleistungspegel. Für die Aufnahme nach Fig. 5a war die Elektrode 82 des FET 80 in Fig. 4 die Drain-Elektrode, und der Widerstand 404 hatte einen Widerstand von 470 Ohm. Die Gate-Masse-Impe danz, die durch die Impedanz 102 beigetragen wurde, war un endlich, so daß nur der Widerstand 404 zu der Gate-Masse- Impedanz beitrug. In Fig. 5a repräsentiert die Aufnahme 400 die Impedanz bei einem Eingangsleistungspegel von -10 dBm, bei 1 GHz an dem Ende 401 der Aufnahme 400 und bei 3 GHz an dem Ende 403, wobei sämtliche Aufnahmen nach den Fig. 5a und 5b eine Frequenz haben, die im Uhrzeigersinn um den Mittelpunkt zunimmt. Die Aufnahme 405 gilt für +5 dBm Eingangsleistung, die Aufnahme 410 für +10 dBm, 415 für +15 dBm und die Aufnahmen 420 und 425 für +20 bzw. +25 dBm.

Die Enden mit 1 und 3 GHz der Aufnahmen 420 sind mit 421 bzw. 423 bezeichnet.

Fig. 5b zeigt zum Vergleich mehrere ähnliche vereinfachte "Smith"-Aufnahmen der Impedanz, welche durch ein antiparal leles Diodenpaar über einem gleichen Frequenzbereich reprä sentiert wird. In Fig. 5b gilt die Kurvenaufnahme 426 für - 10 dBm, 428 für -5 dBm, 430 für 0 dBm. Die Kurvenaufnahmen 432, 434, 436, 438 und 440 gelten für +5, +10, +15, +20 bzw. +25 dBm. Ein Vergleich der Kurvenaufnahme der Fig. 5a und 5b zeigt, daß die Kurvenaufnahmen für den FET (Fig. 5a) eine viel kleinere Änderung in der Reaktanz über einem Be reich von Frequenzen haben als das Diodenpaar und außerdem eine viel beständigere Widerstandskomponente (Radius) der Impedanz als Funktion der Frequenz. Diese Merkmale des FET gestatten eine genauere Steuerung der Nichtlinearität als Funktion der Frequenz, und zwar zusätzlich zu der größeren Anzahl von steuerbaren Parametern oder "Handhaben", durch welche eine geeignete Verzerrrung gewählt werden kann.

Fig. 6a zeigt die Größe der Eingangsrückfluß- oder -refle xionsdämpfung als Funktion des Leistungspegels für die An ordnung nach Fig. 4 in dem oben beschriebenen Beispiel bei einer Frequenz von 1,5 GHz, einem unendlichen Wert der Gate-Impedanz 102 und der Vorspannung als Parameter. In Fig. 6a repräsentiert eine Kurve 600 die Größe bei Null Volt Gate-Vorspannung, eine Kurve 605 gilt für -0,5 Volt, 606 für -0,6 Volt, 6067 für -0,675 Volt und 607 für -0,7 Volt. Kurven 6072, 6075 und 609 gelten für -0,725, -0,75 bzw. -0,9 Volt Gate-Vorspannung. Fig. 6b veranschaulicht die Phase der Reflexion in der Anordnung nach Fig. 4a als Funktion des Leistungspegels mit der Vorspannung als Para meter für dasselbe Beispiel wie in Fig. 6a. In Fig. 6b re präsentiert eine Kurve 620 die Phase des Eingangsreflexi onskoeffizienten bei null Volt Gate-Vorspannung. Kurven 626, 627, 6275 und 629 repräsentieren die Phase des Ein gangsreflexionskoeffizienten bei -0,5, -0,6, -0,7, -0,75 bzw. -0,9 Volt Gate-Vorspannung. Die Kurven nach den Fig. 6a und 6b zeigen, daß die Phase und die Amplitude des Re flexionskoeffizienten unter der Steuerung der Gate-Vorspan nung und des Eingangssignalleistungspegels stehen, und zwar in einer Reflexionsbetriebsart, fast wie der Durchgangsver lust und die Phasenverschiebung unter der entsprechenden Steuerung in einer Durchlaßbetriebsart stehen.

Fig. 6c zeigt die Größe des Reflexionskoeffizienten in Form der Rückfluß- oder Reflexionsdämpfung über der Eingangslei stung für die Anordnung nach Fig. 4 bei einer Vorspannung von null Volt und mit der Gate-Reaktanz als Parameter. In Fig. 6c gilt eine Kurve 669 für eine Gate-Reaktanz von +J19 Ohm, eine Kurve 670 für +J20 Ohm und eine Kurve 676 für +J26 Ohm. Ebenso gelten Kurven 630, 634, 637 und 640 für +J30, +J34, +J37 bzw. +J40 Ohm.

Fig. 6d zeigt die Phase des Reflexionskoeffizienten in Grad für die Anordnung nach Fig. 4 bei einer Vorspannung von null Volt und mit der Gate-Reaktanz als Parameter. Kurven 680, 682, 684, 686, 688, 690 und 692 entsprechen einer Gate-Reaktanz von +J19, +J20, +J26, +J30, +J34, +J37 bzw. +J40.

Fig. 7 zeigt einen Vorverzerrungsentzerrer 700. In Fig. 7 ist ein Eingangsanschluß 710, der zum Empfangen eines vor zuverzerrenden Signals vorgesehen ist, mit einem Tor 712 eines 3-Tor-Zirkulators 714 verbunden. Signale, die an das Tor 712 des Zirkulators 714 angelegt werden, zirkulieren zu und treten aus an einem Eingang-Ausgang-Tor 716 und werden von da aus an einen Eingangsanschluß 90 einer Reflexionsan ordnung 499 angelegt, die der nach Fig. 4 entspricht, in welcher die Elemente mit denselben Bezugszahlen wie Fig. 4 bezeichnet sind. Die Signale, die durch die Impedanzschal tung 499 reflektiert werden, werden wieder an das Eingang- Ausgang-Tor 716 des Zirkulators 714 angelegt und zirkulie ren zu einem weiteren Tor 718, von welchem aus sie an den Ausgangsanschluß 720 des Vorverzerrungsentzerrers 700 nach Fig. 7 angelegt werden. Somit können vorzuverzerrende Si gnale an den Eingangsanschluß 710 des Vorverzerrungsentzer rers nach Fig. 7 angelegt werden, die dann an dem Ausgangs anschluß 720 modifiziert mit einer Nichtlinearität entspre chend dem erscheinen, was in Verbindung mit den Fig. 5a, 6a und 6b beschrieben worden ist.

In Fig. 8 ist die Durchlaßdämpfung über der Eingangsgröße bei einer Frequenz von 1,6 GHz für den Vorverzerrungsent zerrer 700 nach Fig. 7 bei einer Gate-Impedanz von etwa +J15 Ohm, die durch einen Gate-Kondensator ähnlich dem Kon densator 106 nach Fig. 2 innerhalb des Impedanzelements 102 beigetragen wird, und bei einer Gate-Vorspannung als Para meter aufgetragen. In Fig. 8 sind Kurven 806, 807, 808 und 809 vier Gate-Vorspannungen von -0,6, -0,7, -0,8 bzw. -0,9 Volt, und Kurven 810, 811 und 815 gelten für +1,0, +1,1 bzw. +1,5 Volt.

Fig. 9 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Reflexi onsvorverzerrungsentzerrers 900 nach der Erfindung, bei dem ein Hybridkoppler oder Richtkoppler und ein Reflexionsver zerrungsgenerator wie der nach Fig. 4 benutzt werden. In Fig. 9 werden Signale, die an einem Eingangsanschluß 910 anliegen, an einen Eingangsanschluß 912 eines 90° Phasen verschiebung aufweisenden 3-dB-Hybridteilers oder -Kombi nierers 914 angelegt. Signale, die an dem Eingangsanschluß 912 des 3-dB-Hybridkombinierers 914 anliegen, werden mit -3 dB Amplitude und Referenzphase an einen ersten Ausgangsan schluß 916 und mit -3 dB Amplitude und einer Phasenver schiebung von 90° an einen zweiten Ausgangsanschluß 918 an gelegt. Die Signale, die an dem Ausgangsanschluß 916 des Hybridkombinierers 914 erscheinen, werden über einen Leiter 920 an einen Eingangsanschluß 922 einer linearen Reflexi onsschaltung 924 angelegt, die wenigstens eine Verbindung mit einem Referenzpotential, das als Masse 926 dargestellt ist, aufweist. Die Signale, die an dem Ausgangsanschluß 918 erzeugt werden, werden über eine leitfähige Strecke 928 an einen Eingangsanschluß 930 der nichtlinearen FET-Reflexi onsschaltung 499 angelegt, die als ein Block dargestellt ist. Einzelheiten der Schaltung 499 sind oben in Verbindung mit Fig. 4 erläutert worden.

Fig. 10 zeigt den Reflexions-FET-Verzerrungsgenerator 499 nach Fig. 4 zu Bezugszwecken, wobei die Vorspannungsquelle 114 als ein Block dargestellt ist und wobei die Elektrode 84 durch ein Verbinderpaar 92, 1000 mit Masse verbunden ist. Gemäß der Darstellung in Fig. 10 enthält die Impedanz 102 die Reaktanzen eines Kondensators 1002 in Reihe mit ei ner Drossel 1003 zwischen die Gate-Elektrode 86 und Masse 104 geschaltet. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß eine Wechselstromreaktanzvorrichtung wie beispielsweise eine Drossel zwischen die Gate-Elektrode 86 und Masse 104 ge schaltet werden kann, ohne daß die an der Gate-Elektrode 86 des FET 80 anliegende Vorspannung unterbrochen wird. In dieser Anordnung sorgt der Widerstand 404 nur für die Tren nung und kann durch eine Spule oder Hochfrequenzdrossel (RFC) ersetzt werden, was an sich bekannt ist. Ein Wider stand kann jedoch für gewisse Polaritäten oder Werte der Gatevorspannung vorteilhaft sein, um das Durchbrennen des FET durch Begrenzen des Gate-Stroms zu verhindern.

Fig. 11 zeigt eine weitere Reflexionsschaltung, bei der die leitfähige Source-Drain-Strecke eines FET benutzt wird und die in den Anordnungen nach den Fig. 7 oder 9 brauchbar sein kann. Elemente in Fig. 11, die denen nach Fig. 4 oder 10 entsprechen, sind mit denselben Bezugszahlen bezeichnet. In Fig. 11 wird eine feste Vorspannung V_VORSP aus einer externen Quelle an eine Eingangsklemme 1110 angelegt, und sie entspricht in Verbindung mit einem Hochfre quenznebenschlußkondensator 1112 der Vorspannungsquelle 114 in Fig. 10. Die Vorspannung wird an einen Spannungsteiler 1114 angelegt, der einen Reihenwiderstand 1116 enthält, welcher mit einem Nebenschlußwiderstand 1118 zusammenwirkt, um eine Spannung an der Gate-Elektrode 86 zu erzeugen. Diese Anordnung kann den Vorteil einer kleinen ohmschen Komponente der Impedanz zur Masse bieten, der Widerstand 1118 braucht aber ansonsten nicht notwendig zu sein. Die Wechselstromimpedanz von der Gate-Elektrode 86 zur Masse wird durch eine Gate-Impedanzanpaßschaltung festgelegt, die als ein Block 102 dargestellt ist. Die Source- oder Drain- Elektrode 84 ist mit Masse über eine Anpaßschaltung 1119 verbunden, und eine Anpaßschaltung 1122 ist zwischen dem Eingangsanschluß 90 und der Drain- oder Source-Elektrode 82 des FET 80 angeordnet. Dem Fachmann ist bekannt, daß, wenn eine oder beide Anpaßschaltungen 1119, 1122 den Gleichstrom blockieren, z. B. weil sie einen Reihenkondensator enthal ten, eine oder beide T-Vorspannungsschaltungen, die als Hochfrequenzdrosseln 1124 und 1125 dargestellt sind, bei Bedarf zwischen die Elektrode 82 und die Elektrode 84 und Masse geschaltet werden könnnen. In einigen Fällen, in denen von den Elektroden 82, 84 die eine oder andere gegen über Masse für das Fließen von Gleichstrom blockiert ist, kann der Betrieb besser sein.

Eine oder mehrere der Anpaßschaltungen 102, 1119, 1122 kön nen je nach gewünschtem Betrieb in der Anordnung weggelas sen werden. Jede Anpaßschaltung kann eine Schaltung aus ei nem Bauelement oder aus irgendeiner Anzahl von diskreten oder verteilten Bauelementen enthalten, die die Induktivi tät, die Kapazität und den Niderstand ergeben, und die Ele mente können in den Schaltungen in beliebiger Komplexität angeordnet sein, wie es der Verwendungszweck erfordert.

Insoweit, wie es bisher beschrieben worden ist, ist die Nichtlinearität durch die leitfähige Source-Drain-Strecke 88 eines einzelnen FET erzeugt worden. Die Anordnung nach Fig. 12 zeigt, wie die leitfähigen Source-Drain-Strecken von mehreren FETs in einer reflektierenden Anordnung in Kaskade geschaltet und mit unterschiedlichen Spannungswer ten vorgespannt werden können, um eine bessere Kontrolle über die Nichtlinearität zu erreichen. Die Elemente in Fig. 12, die denjenigen in Fig. 11 entsprechen, sind mit densel ben Bezugszahlen bezeichnet. In Fig. 12 ist von einem wei teren FET 80′ die Source- oder Drain-Elektrode 84′ über einen Anschluß 90 und eine Anpaßschaltung 1219 mit der Elektrode 82 des FET 88 verbunden. Weiter ist von dem FET 80′ die Drain- oder Source-Elektrode 82′ über eine Anpaß schaltung 1122′ mit einem Eingangsanschluß 90′ verbunden. Die Anpaßschaltung 1219 umfaßt die Impedanzen der Kaskaden schaltung aus den beiden Anpassungsschaltungen 1119 und 1122. Die Vorspannungsquelle V_VORSP ist mit einer weiteren Klemme 1110′ und über einen HF-Nebenschlußkondensator 1112, und einen weiteren Spannungsteiler 1114′ mit der Gate-Elek trode 86′ verbunden. Ein einstellbarer Widerstand 1118′ ge stattet die Steuerung der an die Gate-Elektrode 86′ ange legten Spannung unabhängig von der an die Gate-Elektrode 86 angelegten Spannung. Gemäß obiger Beschreibung können die verschiedenen Anpaßschaltungen einfache oder komplexe Schaltungskonfigurationen von einem oder allen Widerstän den, Kondensatoren oder Drosseln oder deren entsprechenden verteilten Äquivalenten haben. Zusätzliche Abschnitte des Verzerrungsgenerators, die weitere Anpaßschaltungen, FETs und Vorspannungseinstellschaltungen enthalten, können an dem Anschluß 90′ der Anordnung nach Fig. 12 in Kaskade ge schaltet sein. Da eine bessere Steuerung der Nichtlineari tät durch die Verwendung von mehreren in Kaskade geschalte ten FETs auf diese Weise erzielt wird, kann es sein, daß weniger Schaltungskomplexität in den Anpaßschaltungen er forderlich ist, um die gewünschte Leistungsfähigkeit zu er zielen, woraus folgen kann, daß einige oder sämtliche Anpaßschaltungen in der Kaskade weggelassen werden können.

Ebenso können zwei oder mehr als zwei FETs parallel ge schaltet werden, indem deren Sourceelektroden und deren Drain-Elektroden oder möglicherweise die Source-Elektroden mit den Drain-Elektroden verbunden werden, und mit unter schiedlichen Werten der Nichtlinearität durch Anlegen von unterschiedlichen Gate-Vorspannungen, Vorsehen von un terschiedlichen Gate-Impedanzen oder beidem betrieben wer den. In einigen Fällen können Anpaßschaltungen zwischen den verschiedenen Source-Elektroden oder Drain-Elektroden für eine bessere Steuerung sorgen.

Fig. 13 zeigt die Verbesserung, die durch die Verwendung eines Reflexionslinearisierers gemäß der Erfindung in den L-, C- und K_U-Bändern erzielt wird. In Fig. 13 repräsen tiert eine Kurve 1300 das Träger/Intermodulation-Verhältnis C/I in dB eines typischen TWT-Verstärkers allein, eine Kurve 1316 repräsentiert die Leistungsfähigkeit bei einer Frequenz von 1,6 GHz, 1304 repräsentiert die Leistungsfä higkeit bei 4,0 GHz, und 1312 repräsentiert die Leistungs fähigkeit bei 12 GHz, und zwar alle mit Reflexionslineari sierern, in denen 90°-Phasenverschiebung-Hybridschaltungen gemäß der Darstellung in Fig. 9 benutzt werden.

Fig. 14 zeigt das C/I-Verhältnis in dB für einen besonderen Nanderfeldröhrenverstärker (TWT) und den in Fig. 9 darge stellten Vorverzerrungsentzerrer. In Fig. 14 zeigt eine Kurve 1400 das C/I-Verhältnis des TWT allein als Funktion der Absenkung (Back-off) von einem besonderen Leistungsausgangspegel, und zwar mit zwei Eingangssignalen in engem Frequenzab stand. Die Kurve 1440 veranschaulicht die Verbesserung im C/I-Verhältnis als Ergebnis der Kaskadenschaltung mit dem Vorverzerrungsentzerrer bei einer Frequenz von 4,20 GHz, und Kurven 1438 und 1442 sind entsprechende Kurven bei 3,8 bzw. 4,2 GHz.

Fig. 15 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Durchlaß- oder Übertragungsvorverzerrungsentzerrers gemäß der Erfindung. In Fig. 15 ist ein Eingangsanschluß 1510 mit einem Signalleistungsteiler 1512 verbunden, der das Signal in zwei Teile aufteilt, welche die gleiche Amplitude haben können. Ein erster Teil des Signals wird von einem Aus gangsanschluß 1514 des Teilers 1512 aus über eine leitfä hige Strecke 1516 an einen oberen oder linearen Kanal ange legt, der insgesamt mit 1518 bezeichnet ist und Signale an einen Eingangsanschluß 1520 eines Ausgangsleistungskombi nierers 1522 anlegt. Der obere Kanal 1518 kann einen sepa raten Dämpfer 1524 und einen Phasenschieber 1526 und wei tere Elemente enthalten. Ein zweiter Teil des Signals, der durch den Teiler 1512 erzeugt wird, wird von einem Aus gangsanschluß 1534 des Teilers 1512 aus über einen Leiter 1536 an einen unteren oder nichtlinearen Übertragungskanal 1538 angelegt, welcher die Signale zu einem Eingangsan schluß 1540 des Leistungskombinierers 1522 überträgt. In dem Kombinierer 1522 werden die linear übertragenen Si gnale, die an den Eingangsanschluß 1520 angelegt werden, mit den nichtlinear übertragenen Signalen kombiniert, die an den Eingangsanschluß 1540 angelegt werden, um ein kombi niertes vorverzerrtes Signal an dem Ausgangsanschluß 1542 zu erzeugen. Die Signale aus dem Ausgangsanschluß 1542 kön nen an einen Leistungsverstärker (nicht dargestellt) ange legt werden, der eine Verzerrung bei seinen normalen Be triebspegeln erzeugt. Der untere oder nichtlineare Übertra gungsweg 1538 enthält eine nichtlineare FET-Übertragungs schaltung nach der Erfindung und kann insbesondere von der Anordnung nach Fig. 2 Gebrauch machen.

Fig. 16 zeigt eine nichtlineare FET-Übertragungsschaltung ähnlich der in Fig. 2, wobei die Vorspannungsquelle 110 als ein Block dargestellt ist. Wie in dem Fall von Fig. 2 kann der Impedanz- oder Anpaßschaltungsblock 102 eine unendlich große Impedanz zur Masse enthalten oder eine Schaltung mit irgendeiner Komplexität, die erforderlich sein kann, um die Anpassung an die Verzerrung des Hauptverstärkers zu bewir ken, für den die Vorverstärkung vorgenommen wird. Die An ordnung nach Fig. 16 kann entweder allein oder als Übertra gungsvorverzerrungsentzerrer oder als Element 78 der Anord nung nach Fig. 15 benutzt werden.

Fig. 17a zeigt eine weitere nichtlineare FET-Übertragungs schaltung, die allein oder mit der Anordnung nach Fig. 15 benutzt werden kann. In Fig. 17a sind Elemente, die denen nach Fig. 2 entsprechen, mit denselben Bezugszahlen be zeichnet. In Fig. 17a ist eine Anpaßschaltung 1730 zwischen dem Eingangsanschluß 90 und der Source- oder Gate-Elektrode 82 des FET 80 angeordnet, und eine weitere Anpaßschaltung 1732 ist zwischen die Drain- oder Source-Elektrode 84 und den Ausgangsanschluß 92 geschaltet. Eine oder beide Anpaß schaltungen 1730 und 1732 können einfach eine Übertragungs leitung wie die λ/4-Mikrostreifenleitung, die in Fig. 17b mit 1734 bezeichnet ist, mit oder ohne eine kapazitive Anzapfung 1736 an der FET-Elektrode 82 sein. Die Übertragungsleitung 1734 kann eine konstante Breite haben oder ihre Breite kann sich über ihrer Länge verändern. Die Anpaßschaltungen 1730 und 1732 und der Impedanzblock 102 können Schaltungen aus diskreten oder verteilten Bauelemen ten irgendeiner Komplexität enthalten. Die Fig. 17c und 17d zeigen diskrete π-Schaltungen mit und ohne einen Blockierkondensator, die in Anpaßschaltungen benutzt werden können. Die Fähigkeit dieser Schaltungen, eine Anpassung an irgendeine Impedanz bei einer einzelnen Frequenz vorzunehmen, ist bekannt. Fig. 17e zeigt in Draufsicht einen Mikrostreifenleiter mit sich verändernder Breite, der ein verteiltes Äquivalent der Anordnung nach Fig. 17c ist.

In Fig. 17a ist die Impedanz- oder Anpaßschaltung 102 so dargestellt, daß sie zwei Blindelemente enthält, nämlich eine Drossel 1740 und einen verstellbaren Kondensator 1742. Diese Bauelemente sind zwar in diskreter Form dargestellt, diese und andere Elemente können jedoch in verteilter Form vorgesehen sein, wie es an sich bekannt ist. Die Reihen schaltung einer Drossel mit einem einstellbaren Kondensator ergibt eine Wechselstromimpedanz von Null bei einer Reso nanzfrequenz, eine induktive Reaktanz bei Frequenzen, die höher als die Resonanzfrequenz sind, und eine kapazitive Reaktanz bei Frequenzen, die niedriger als die Resonanzfre quenz sind.

Die Anorndung nach Fig. 18 zeigt einen weiteren Übertra gungsvorverzerrungsentzerrer, bei dem die Reflexionsschal tung 499 nach Fig. 14 benutzt wird. In Fig. 18 erstrecken sich zwei in Kaskade geschaltete Impedanzen in Form eines ersten Widerstands 1810, der in einem Schaltungspunkt 1814 mit einem zweiten Widerstand 1812 verbunden ist, von dem Eingangsanschluß 90 zu dem Ausgangsanschluß 92. Eine nicht lineare FET-Reflexionsschaltung, die als ein Block 499 dar gestellt ist, erstreckt sich von dem Schaltungspunkt 1814 zur Masse. Die nichtlineare FET-Reflexionsschaltung 499 ist in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben worden, die Anordnun gen nach Fig. 11 oder 12 können aber ebenfalls benutzt wer den. Die Anordnung nach Fig. 18 gestattet somit einer nichtlinearen Reflexionsschaltung, Nichtlinearität in einer Übertragungsschaltungsanordnung zu erzeugen, ebenso wie es der Zirkulator in Fig. 7 und die Hybridschaltung in Fig. 9 tut.

Ein Durchlaß- oder Übertragungsverzerrungsgenerator, in welchem die Source-Drain-Strecken von mehreren FETs benutzt werden, ist nicht gesondert dargestellt, gleicht aber der Reflexionsanordnung nach Fig. 12, wobei ein weiterer An schluß die Masse der Anpaßschaltung 1119 ersetzt.

Fig. 19 zeigt Diagramme der Verzerrung für einen Übertra gungsvorverzerrungsentzerrer gemäß der Darstellung in Fig. 17, in welchem die nichtlineare FET-Übertragungsschaltung der in Fig. 16 dargestellten gleicht. In Fig. 19 veran schaulicht eine Kurve 1912 die nichtlineare Verzerrung ei ner Wanderfeldröhre (TNT) bei 12 GHz als Funktion des Absenkungs- bzw. Back-off-Pegels bei zwei Eingangssignalen mit engem Frequenzab stand. Eine Kurve 19121 repräsentiert die entsprechende Verzerrung, wenn die Wanderfeldröhre mit dem Übertragungs vorverzerrungsentzerrer in Kaskade geschaltet ist, bei ei ner Frequenz von 12 GHz, und Kurven 19121 und 19122 sind entsprechende Kurven bei 12,1 bzw. 12,2 GHz.

Fig. 20 veranschaulicht die Temperaturabhängigkeit des in Verbindung mit Fig. 19 erwähnten Vorverzerrungsentzerrers, wenn dieser in Verbindung mit einer Wanderfeldröhre benutzt wird. Fig. 1912 von Fig. 20 ist die Verzerrung der Wander feldröhre allein, genau wie in Fig. 19. Da die Wanderfeld röhre eine thermionische Röhre ist, ist ihre Temperatur während des Betriebes hoch, und kleine Änderungen in der Umgebungstemperatur beeinflussen ihren Betrieb nicht nen nenswert. Somit repräsentiert die Kurve 1912 die Verzerrung der Wanderfeldröhre bei allen Temperaturen. Kurve 2010 re präsentiert die Verzerrung einer Kombination aus dem Vor verzerrungsentzerrer, wie er in Verbindung mit Fig. 19 er wähnt worden ist, in Kaskadenschaltung mit der Wanderfeld röhre bei einer Temperatur von -10°C. Die kombinierten Kur ven, die mit 2060 bezeichnet sind, repräsentieren das Er gebnis für sämtliche anderen Temperaturen bis zu und ein schließlich +60°C.

Es ist festgestellt worden, daß die Anordnungen nach den Fig. 2, 4, 10, 11, 12, 16, 17 und 18 eine Verzerrung erzeu gen, die in Begrenzern oder in logarithmischen Wandlern (üblicherweise auch als "log amps" bezeichnet) brauchbar sein können. Ein Begrenzer kann in einer Reflexionsanord nung wie den nach den Fig. 4, 10, 11 oder 12 geschaltet sein. Fig. 21 zeigt die Kenndaten bei 2,75 GHz der Zirkula toranordnung nach Fig. 7 als Reflexionsbegrenzer, wobei die Gate-Spannung etwa 0,19 Volt und die Gate-Kapazität etwa 2 Picofarad (pF) für die beste Ebenheit der Amplitudenkurve 2100 sorgen. Da der Kondensator unter 2,75 GHz selbst in Resonanz schwingt, entspricht dieser Zustand des Kondensa tors einer maximalen induktiven Reaktanz. Die Phase bleibt innerhalb von wenigen Grad von null, was eine Kurve 2102 zeigt.

Fig. 22 zeigt die Ausgangsleistung über dem Logarithmus der Eingangsleistung (der Eingangsleistung in dBm), um ein log arithmisch-lineares Diagramm der Übertragungsfunktion der Anordnung nach Fig. 7 unter denselben Bedingungen wie für Fig. 21 zu schaffen. In Fig. 22 weist die Kurve 2200 zwei im wesentlichen geradlinige Abschnitte auf, einen oberhalb von etwa 0 dBm Eingangsleistung und den anderen darunter, die etwas unterschiedliche Steigungen haben können. Die Steigungen sind mit der Gate-Spannung und/oder Gate-Impe danz steuerbar. Eine geradlinige Kennlinie eines logarith misch-linearen Diagramms zeigt ein logarithmisches Anspre chen.

Fig. 23 zeigt als eine Kurve 2300 den Amplitudenverlauf bei einem Verzerrungsgenerator vom Übertragungstyp wie dem von Fig. 2 bei 12 GHz. Die Begrenzungskennlinie ist oberhalb von etwa 6 dBm Eingangsleistung ersichtlich. Die entspre chende Phasenkennlinie ist mit 2302 bezeichnet.

Andere Ausführungsformen der Erfindung liegen für den Fach mann auf der Hand. Zum Beispiel kann die Gate-Masse-Impe danz 102 komplexe Schaltungen aus Drosseln, Kondensatoren, Widerständen oder deren verteilten Äquivalenten enthalten, solange eine geeignete Vorspannung angelegt werden kann. Die Vorspannung kann an die Gate-Elektrode über die Gate- Impedanz 102 angelegt werden. Die Gate-Impedanz 102 braucht nicht in allen Fällen notwendig zu sein, vielmehr kann die Impedanz zur Masse der Gate-Vorspannungsquelle ausreichend sein. Wie oben in Verbindung mit Fig. 2 erwähnt ist eine Gleichstromstrecke zwischen einer Referenzpotentialquelle und der Source- oder Drain-Elektrode 82, 84 notwendig, um eine Spannung zwischen der Gate-Elektrode und der Source- Drain-Strecke 88 anzulegen; diese Gleichstromstrecke kann durch eine Gleichstromklemmschaltung geliefert werden, selbst wenn die Strecken durch Blockierkondensatoren unter brochen sind. Wenn Masse- oder Kurzschlußverbindungen be vorzugt werden, erkennt der Fachmann, daß für Wechselstrom zwecke nur eine geringe Wechselstromimpedanz zur Masse not wendig ist und daß das Gleichpotential an der Verbindung irrelevant ist. Gewöhnlich wird zwar ein Kurzschluß als Re flexionselement benutzt, in manchen Fällen, insbesondere bei Systemen mit niedriger Impedanz, kann jedoch ein offe ner Stromkreis eine ähnliche Funktion erfüllen.

Claims

1. Verzerrungsschaltung für ein zu verzerrendes Signal, gekennzeichnet durch:
einen FET (80), der eine Gateelektrode (86) und außerdem eine Source- und eine Drainelektrode (82, 84) sowie eine steuerbare Strecke (88) für den Signalfluß zwischen densel ben aufweist;
eine Vorspannungseinrichtung (114), die mit der Gateelek trode (86) und wenigstens mit der Source- oder der Drain elektrode (82, 84) verbunden ist, um eine Vorspannung an die Gateelektrode (86) zum Steuern des FET zur Verzerrung von Signalen, welche die steuerbare Strecke (88) durchque ren, anzulegen; und
eine Koppeleinrichtung (401) zum Koppeln des zu verzerren den Signals mit der Source- oder Drainelektrode (82, 84) , um das Signal zu Veranlassen, die steuerbare Strecke (88) wenigstens einmal zu durchqueren, und zum Koppeln des sich ergebenden verzerrten Signals mit einer Gebrauchseinrich tung (100).

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeleinrichtung (401) nur passive Elemente enthält, wodurch die Source- und die Drainelektrode (82, 84), wenn überhaupt, nur durch die Vorspannungseinrichtung (114) vor gespannt werden.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die Koppeleinrichtung (401) einen ersten Übertra gungsweg zum Anlegen des zu verzerrenden Signals an die Source- oder Drainelektrode (82, 84) und einen zweiten Übertragungsweg, der mit der anderen dieser beiden Elektro den (82, 84) verbunden ist, zum Anlegen des verzerrten Si gnals an die Gebrauchseinrichtung (100) hat.

4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die Koppeleinrichtung einen ersten Übertragungsweg aufweist, der die Source- oder Drainelektrode (82, 84) kurzschließt, um eine Reflexion und ein zweites Durchqueren der steuerbaren Strecke durch das Signal zu bewirken, und daß die Koppeleinrichtung weiter einen zweiten Übertra gungsweg zum Anlegen der zu verzerrenden Signale an die an dere dieser beiden Elektroden (82, 84) aufweist.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Übertragungsweg der Koppeleinrichtung weiter einen ersten Weg für den Fluß des zu verzerrenden Signals zu der anderen der beiden Elektroden (82, 84) und einen zweiten Weg für den Fluß des verzerrten Signals von der an deren der beiden Elektroden (82, 84) zu der Gebrauchsein richtung (100) aufweist.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Übertragungsweg einen Zirkulator (714) aufweist.

7. Schaltung nach Anspruch 5, ddurch gekennzeichnet, daß der zweite Übertragungsweg eine Hybridschaltung (914) auf weist.

8. Verzerrungsgenerator, gekennzeichnet durch:
einen Eingangsanschluß (710), der mit einer Quelle eines linearen Signals verbindbar ist;
einen Ausgangsanschluß (720), an welchem ein verzerrtes Si gnal erzeugt wird;
einen Signalsübertragungsweg, der sich zwischen dem Ein gangs- und dem Ausgangsanschluß (710, 720) erstreckt;
einen Feldeffekttransistor (80), der eine Source-, eine Drain- und eine Gateelektrode (82, 84, 86) hat;
eine Einrichtung (90), welche die Source- oder die Drain elektrode (82, 84) mit dem Übertragungsweg zum Empfangen des linearen Signals verbindet, wodurch die Verzerrung in dem Feldeffekttransistor (80) erzeugt wird;
eine Referenzpotentialquelle (104); und
eine Impedanzeinrichtung (102) zum Verbinden der Gateelek trode (86) mit der Referenzpotentialquelle (104).

9. Generator nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Vorspannungseinrichtung (114), die mit der Gateelektrode (86) und mit der Referenzpotentialquelle (104) verbunden ist.

10. Vorverzerrungsentzerrer (900) für ein vorzuverzerrendes Nechselstromsignal, gekennzeichnet durch:
eine Signaldividier- und Kombiniereinrichtung (914), die einen Eingangsanschluß (912) aufweist, der so anschließbar ist, daß er das vorzuverzerrende Signal empfängt, einen Vorverzerrungsausgangsanschluß (916) und wenigstens einen dritten und einen vierten Anschluß (918) zum Aufteilen des vorzuverzerrenden Signals in einen ersten und einen zweiten Signalteil und zum Kombinieren der an den dritten und den vierten Anschluß angelegten Signale, um ein vorverzerrtes Signal an dem Vorverzerrungsausgangsanschluß zu erzeugen;
eine lineare Betriebseinrichtung (924), die wenigstens mit dem dritten Anschluß der Signalunterteilungs- und Kombi niereinrichtung (914) verbunden ist, um den ersten Si gnalteil aus der Signalunterteil- und Kombiniereinrichtung zu empfangen, um mit dem ersten Signalteil linear zu arbei ten und eine lineare Signalkomponente zu erzeugen, und um die lineare Signalkomponente an den dritten Anschluß der Signalunterteil- und Kombiniereinrichtung (914) anzulegen;
einen Feldeffekttransistor (80) mit einer Gate-, einer Source- und einer Drainelektrode (82, 84, 86);
eine Koppeleinrichtung (499), die wenigstens mit dem vier ten Anschluß der Signalunterteil- und Kombiniereinrichtung (924) und mit der Source- oder der Drainelektrode (82, 84) des Feldeffekttransistors (80) verbunden ist, zum Koppeln des zweiten Signalteils mit dem Feldeffekttransistor (80) und zum Koppeln des verzerrten Signals aus dem Feldef fekttranistor (80) mit dem vierten Anschluß der Signalun terteil- und Kombiniereinrichtung (914), wodurch das ver zerrte Signal und die lineare Signalkomponente kombiniert werden, um das vorverzerrte Signal an dem Vorverzerrungs ausgangsanschluß der Signalunterteil- und Kombiniereinrich tung (914) zu erzeugen.

11. Entzerrer nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalunterteil- und Kombiniereinrichtung (914) eine Signalteileinrichtung aufweist, die den Anschluß hat, der das vorzuverzerrende Signal empfängt, und außerdem einen fünften und einen sechsten Ausgangsanschluß zum Un terteilen des vorzuverzerrenden Signals in einen ersten und einen zweiten Signalteil an dem fünften beziehungsweise sechsten Anschluß;
daß die Signalunterteil- und Kombiniereinrichtung (914) weiter eine Signalkombiniereinrichtung enthält, die den Vorverzerrungsausgangsanschluß sowie den dritten und den vierten Anschluß aufweist, zum Kombinieren der an den drit ten und den vierten Anschluß angelegten Signale, um das vorverzerrte Signal an dem Vorverzerrungsausgangsanschluß zu erzeugen;
daß die linieare Betriebseinrichtung (924) einen linearen Übertragungsweg aufweist, der sich zwischen dem fünften An schluß und dem dritten Anschluß erstreckt, um den ersten Signalteil von dem fünften Anschluß an den dritten Anschluß anzulegen; und
daß die Koppeleinrichtung einen zweiten Übertragungsweg aufweist, der sich zwischen dem sechsten Anschluß und der Source- oder Drainelektrode (82, 84) erstreckt, um den zweiten Signalteil an den Feldeffekttransistor (80) anzule gen, und außerdem einen dritten Übertragungsweg, der sich zwischen der Source- oder der Drainelektrode (82, 84) und dem vierten Anschluß erstreckt, um das verzerrte Signal aus dem Feldeffekttransistor (80) an die Signalkombinierein richtung anzulegen.

12. Entzerrer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß sich der dritte Übertragungsweg zwischen dem vierten An schluß und derjenigen der Source- und Drainelektroden (82, 84) des Feldeffekttransistors (80) erstreckt, mit der der erste Übertragungsweg nicht verbunden ist.

13. Entzerrer nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch:
eine Referenzpotentialquelle (926); und
eine Impedanzeinrichtung, die zwischen die Gateelektrode (86) und die Referenzpotentialquelle (926) geschaltet ist.

14. Entzerrer nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Vorspannungseinrichtung (114), die mit der Gateelektrode (86) verbunden ist, zum Vorspannen des Feleffekttransistors (80) für nichtlinearen Betrieb.

15. Entzerrer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß sich der dritte Übertragungsweg zwischen dem vierten An schluß und derjenigen von den Source- und Drainelektroden (82, 84) erstreckt, mit der der zweite Übertragungsweg ver bunden ist.

16. Entzerrer nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch:
eine Referenzpotentialquelle (926); und
eine zweite Koppeleinrichtung, die mit der Referenzpotenti alquelle und mit der anderen der Source- und Drainelektro den (82, 84) verbunden ist.

17. Entzerrer nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Koppeleinrichtung (102) eine Impedanz hat, deren Größe im wesentlichen null ist.

18. Entzerrer nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch eine Impedanzeinrichtung, die zwischen die Gateelektrode (86) und die Referenzpotentialquelle (926) geschaltet ist.

19. Entzerrer nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch eine Vorspannungseinrichtung (114), die mit der Gateelektrode (86) verbunden ist, zum Vorspannen des Feldeffekttransi stors (80) für nichtlinearen Betrieb.

20. Entzerrer nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalunterteil- und Kombiniereinrichtung (914) eine Hybridschaltung aufweist zum Weiterleiten des ersten Si gnalteils von dem dritten Anschluß aus und zum Weiterleiten des zweiten Signalteils von dem vierten Anschluß aus;
daß die lineare Betriebseinrichtung eine lineare Reflexi onsschaltung (924) aufweist, die mit dem dritten Anschluß verbunden ist, um den ersten Signalteil aus dem dritten An schluß zu empfangen und die lineare Signalkomponente daran zu reflektieren;
daß der Feldeffekttransistor (80) Teil einer Reflexions schaltung (924) ist; und
daß die Koppeleinrichtung eine Übertragungseinrichtung auf weist, die sich zwischen dem vierten Anschluß und der einen der Source- und Drainelektroden (82, 84) erstreckt, um den zweiten Signalteil an den Feldeffekttransistor (80) anzule gen und das verzerrte Signal aus dem Feldeffekttransistor (80) an den vierten Anschluß anzulegen.

21. Entzerrer nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch eine Referenzpotentialquelle (104), wobei die andere der Source und Drainelektroden (82, 84) mit der Rferenzpotentialquelle (104) verbunden ist.

22. Entzerrer nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Impedanzeinrichtung (102), die zwischen die Gateelek trode (86) und die Referenzpotentialquelle (104) geschaltet ist.

23. Entzerrer nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Vorspannungseinrichtung (114), die mit der Gateelektrode (86) verbunden ist, zum Vorspannen des Feldeffekttransi stors (80) für nichtlinearen Betrieb.

24. Vorverzerrungsentzerrer für ein vorzuverzerrendes Wech selstromsignal, gekennzeichnet durch:
eine Signalteileinrichtung (1512), die an eine Quelle des vorzuverzerrenden Signals anschließbar ist und einen esten und einen zweiten Ausgangsanschluß (1514, 1534) zum Unter teilen des vorzuverzerrenden Signals in einen ersten und einen zweiten Teil und zum Verfügbarmachen des ersten und des zweiten Signalteils an dem ersten bzw. zweiten Aus gangsanschluß (1514, 1534) der Signalteileinrichtung (1512) aufweist;
eine Signalkombiniereinrichtung (1522) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluß (1520, 1540) und einem Aus gangsanschluß zum linearen Kombinieren der an den ersten und den zweiten Eingangsanschluß (1520, 1540) der Signal kombiniereinrichtung (1522) angelegten Signale;
eine erste lineare Koppeleinrichtung (1518), die mit dem ersten Ausgangsanschluß (1514) der Signalteileinrichtung (1512) und mit dem ersten Eingangsanschluß (1520) der Si gnalkombiniereinrichtung (1522) verbunden ist, zum Koppeln des ersten Teils ohne wesentliche nichtlineare Verzerrung;
einen Feldeffekttransistor (80) mit einer Gate-, einer Source- und einer Drainelektrode (82, 84, 86);
eine zweite lineare Koppeleinrichtung, die mit dem zweiten Ausgangsanschluß der Signalteileinrichtung und mit der Source- oder der Drainelektrode (82, 84) des Feldef fekttransistors (80) verbunden ist, zum Anlegen des zweiten Signalteils an die Source- oder Drainelektrode (82, 84);
eine Vorspannungseinrichtung (110), die wenigstens mit der Gateelektrode (86) verbunden ist, zum Vorspannen des Feld effekttransistors (80) in ein Gebiet nichtlinearen Betrie bes, woraufhin der Feldeffekttransistor (80) Verzerrungssi gnalkomponenten mit dem zweiten Signalteil verknüpft, um ein erstes verzerrtes Signal zu erzeugen;
eine dritte lineare Koppeleinrichtung, die mit dem zweiten Eingangsanschluß der Signalkombiniereinrichtung und mit der einen der Source- und Drainelektroden (82, 84) des Feldef fekttransistors (80) verbunden ist, zum Koppeln des ersten verzerrten Signals mit der Signalkombiniereinrichtung (1522) zur Kombination mit dem ersten Signalteil, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen; und
eine Phasensteuereinrichtung (1526) , die wenigstens einer der esten, zweiten und dritten linearen Koppeleinrichtungen zugeordnet ist, zum Hervorrufen von relativen Phasenver schiebungen zwischen dem ersten Signalteil und dem verzerr ten Signal zum Steuern der Vorverzerrung des vorverzerrten Signals.

25. Entzerrer nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die zweite als auch die dritte lineare Koppelein richtung mit derselben Source- oder Draineleketrode (82, 84) verbunden sind und daß eine Referenzpotentialquelle und eine vierte Koppeleinrichtung, die mit der Referenzpotenti alquelle und mit der anderen der Source- und Drainelektro den (82, 84) verbunden ist, vorgesehen sind.

26. Entzerrer nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Koppeleinrichtung eine Blindeinrichtung auf weist, die eine Reaktanz bei einer Betriebsfrequenz hat.

27. Entzerrer nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalteileinrichtung einen ersten Abschnitt einer Vierpol-Hybridschaltung (914) aufweist, die einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß sowie einen ersten und einen zweiten Eingang-Ausgang-Anschluß hat, wobei der erste Abschnitt den Eingangsanschluß und den esten und den zweiten Ausgangsanschluß der Hybridschaltung aufweist, wo bei der Eingangsanschluß der Hybridschaltung mit der Quelle des vorzuverzerrenden Signals verbindbar ist und wobei der erste und der zweite Signalteil an dem ersten bzw. zweiten Eingang-Ausgang-Anschluß verfügbar gemacht werden; und
daß die Signalkombiniereinrichtung (1522) einen zweiten Ab schnitt der Hybridschaltung aufweist, der den Ausgangsan schluß und den ersten und den zweiten Eingang-Ausgang-An schluß umfaßt, wobei das vorverzerrte Signal an dem Aus gangsanschluß der Hybridschaltung erzeugt wird und wobei der erste und der zweite Eingang-Ausgang-Anschluß so ge schaltet sind, daß sie den ersten Teil bzw. das verzerrte Signal empfangen; und
daß die zweite lineare Koppeleinrichtung eine Einrichtung aufweist zum Ermöglichen des Signalflusses in einer ersten Richtung über einen Übertragungsweg und daß die dritte li neare Koppeleinrichtung eine Einrichtung aufweist zum Er möglichen des Signalflusses in einer zweiten Richtung über den Übertragungsweg.

28. Entzerrer nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte lineare Koppeleinrichtung mit der einen der Source- und Drainelektroden (82, 84) des Feldeffekttransi stors (80) verbunden ist, mit der die zweite lineare Koppe leinrichtung nicht verbunden ist.

29. Entzerrer nach Anspruch 28, gekennzeichnet durch:
eine Referenzpotentialquelle; und
eine Koppeleinrichtung, die mit der Referenzpotentialquelle und mit der Gateelektrode (86) des Feldeffekttransistors (80) verbunden ist, wobei die Koppeleinrichtung eine Kompo nente aufweist, die bei einer Betriebsfrequenz eine Blind charakteristik hat.

30. Vorverzerrungsentzerrer, gekennzeichnet durch:
eine Hybridschaltung (914) mit einem Eingangsanschluß, der mit einer Quelle eines vorzuverzerrenden Signals verbindbar ist, und außerdem mit einem Ausgangsanschluß, an dem vor verzerrte Signale erzeugt werden, wobei die Hybridschaltung weiter einen ersten und einen zweiten Eingang-Ausgang-An schluß aufweist, an denen Abtastproben des vorzuverzerren den Signals mit gleicher Amplitude und Referenzphase bzw. 90°-Phasenverschiebung erscheinen, wenn die vor zuverzerrenden Signale an den Eingangsanschluß der Hybrid schaltung angelegt werden, und an die die Signale angelegt werden können, um sie an den Ausgangsanschluß der Hybrid schaltung anzulegen;
eine lineare Reflexionseinrichtung (924), die mit dem er sten Eingang-Ausgang-Anschluß der Hybridschaltung verbunden ist, zum linearen Reflektieren der die Referenzphase aufweisenden Abtastproben des vorzuverzerrenden Signals zu rück zu dem ersten Eingang-Ausgang-Anschluß der Hybrid schaltung, um sie von da aus an den Ausgangsanschluß der Hybridschaltung anzulegen;
einen Feldeffekttransistor (80) mit einer Gate-, einer Source- und einer Drainelektrode (82, 84, 86), wobei eine der Source- und Drainelektroden (82, 84) mit dem zweiten Eingang-Ausgang-Anschluß verbunden ist, um die 90°-Phasen verschiebung aufweisende Abtastprobe des vorzuverzerrenden Signals zu empfangen; und
eine Vorspannungseinrichtung (110), die wenigstens mit der Gateelektrode (86) des Feldeffekttransistors (80) verbunden ist, um den Feldeffekttransistor (80) für nichtlinearen Be trieb vorzuspannen, wodurch die 90°-Phasenverschiebung auf weisende Abtastprobe des Signals nichtlinear zu dem zweiten Eingang-Ausgang-Anschluß der Hybridschaltung reflektiert wird, um an den Ausgangsanschluß der Hybridschaltung kombi niert mit der reflektierten, die Referenzphase aufweisenden Abtastprobe angelegt zu werden.

31. Entzerrer nach Anspruch 30, gekennzeichnet durch:
eine Referenzpotentialquelle (104); und
eine weitere Koppeleinrichtung, die mit der anderen der Source- und Drainelektroden (82, 84) des Feldeffekttransi stors (80) und mit der Referenzpotentialquelle verbunden ist.

32. Entzerrer nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Koppeleinrichtung einen Kurzschluß umfaßt.

33. Entzerrer nach Anspruch 31, gekennzeichnet durch eine Referenzpotentialquelle und durch eine Impedanzeinrichtung, die mit der Gateelektrode (86) des Feldeffekttransistors (80) und mit der Referenzpotentialquelle verbunden ist.

34. Entzerrer nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzeinrichtung eine Blindkomponente enthält.

35. Vorverzerrungsentzerrer, gekennzeichnet durch:
einen Zirkuator (714) mit einem Eingangstor (712), einem zweiten Tor (716) zum Empfangen von Signalen, die an das erste Eingangstor angelegt werden, aber nicht zum Übertra gen der Signale zu diesem; und weiter mit einem Ausgangstor (718) zum Empfangen der an das zweite Tor (716) angelegten Signale, aber nicht der an das erste Tor (712) angelegten Signale, wobei das Eingangstor mit einer Quelle (710) von vorzuverzerrenden Signalen verbindbar ist;
einen Feldeffekttransistor (80) mit einer Gate-, einer Source- und einer Drainelektrode (82, 84, 86), wobei eine der Source- und Drainelektroden (82, 84) mit dem zweiten Tor (716) des Zirkulators (714) verbunden ist, um die vor zuverzerrenden Signale daraus zu empfangen und um sie nichtlinear zu reflektieren, um ein verzerrtes Signal an das zweite Tor (716) des Zirkulators (714) anzulegen und das verzerrte Signal dem Ausgangstor (717) des Zirkulators (714) zuzuführen.

36. Entzerrer nach Anspruch 35, gekennzeichnet durch:
eine Referenzpotentialquelle (104); und
eine Impedanzeinrichtung (102), die mit der Gateelektrode (86) und mit der Referenzpotentialquelle (104) verbunden ist.

37. Entzerrer nach Anspruch 35, gekennzeichnet durch:
eine Referenzpotentialquelle (104); und
eine Einrichtung (114, 404) zum Verbinden der anderen der Source- und Drainelektroden (82, 84) mit der Referenzpoten tialquelle (104).

38. Entzerrer nach Anspruch 35, gekennzeichnet durch eine Vorspannungseinrichtung (114), die wenigstens mit der Gateelektrode (86) verbunden ist, zum Vorspannen des Feld effekttransistors (80).

39. Verfahren zum Verstärken eines Signals, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
Anlegen wenigstens eines Teils des zu verstärkenden Signals an die Source- oder die Drainelektrode eines Feldef fekttransistors, um dadurch ein verzerrtes Signal zu erzeu gen; und
Koppeln des verzerrten Signals mit der Eingangsklemme eines Verstärkers zum Erzeugen des verstärkten Signals.

40. Verfahren nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Anlegens den Schritt beinhaltet:
Unterteilen des zu verstärkenden Signals in einen ersten und einen zweiten Teil; und den weiteren Schritt:
Anlegen des zweiten Teils des Signals an den Eingangsan schluß des Verstärkers in Kombination mit dem verstärkten Signal.