DE60124728T2

DE60124728T2 - Sender mit einem zusammensetzungsverstärker

Info

Publication number: DE60124728T2
Application number: DE60124728T
Authority: DE
Inventors: Richard Hellberg
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-07-07
Filing date: 2001-06-19
Publication date: 2007-03-29
Anticipated expiration: 2021-06-20
Also published as: JP2004503161A; SE0002584L; EP1310039A1; SE516847C2; BR0112266A; ATE346422T1; WO2002005421A1; EP1310039B1; ES2272486T3; US6940349B2; SE0002584D0; JP4780896B2; DE60124728D1; AU2001266485A1; US20030137346A1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen zusammengefassten Verstärker von dem Typ, der einen Leistungshauptverstärker und einen Leistungshilfsverstärker umfasst, die über ein Doherty-Ausgangsnetzwerk mit einer Last verbunden sind. Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Übertragungsvorrichtung, die einen solchen Verstärker enthält.
Hintergrund
In Mobilfunk- bzw. zellularen Basisstationen, Satellitenkommunikations- und anderen Kommunikations- und Rundfunksystemen werden viele über eine große Bandbreite verteilte Funkfrequenz- (RF, Englisch: Radio Frequency) Träger gleichzeitig in demselben Hochleistungsverstärker verstärkt. Für den Leistungsverstärker hat dies den Effekt, dass die momentane Übertragungsleistung sehr stark und sehr schnell variiert. Dies ist, weil die Summe der vielen unabhängigen RF-Träger (d.h. ein Mehrfach-Trägersignal) dazu neigt, ein großes Spitzen-zu-Mittelwert Leistungsverhältnis aufzuweisen. Er neigt auch dazu, eine ähnliche Amplitudenverteilung wie ein bandpass-gefiltertes Gauss'sches Rauschen, welches eine Rayleigh Verteilung aufweist, aufzuweisen.
Die Hauptschwierigkeiten in einem PA (Leistungsverstärker, Englisch: Power Amplifier) sind Effizienz und Linearität. Ein herkömmlicher Leistungsverstärker der Klasse B zeigt eine maximale Effizienz für Leistungsumwandlung von Gleichstrom (DC) zu Funkfrequenz (RF), wenn er seine Maximalleistung an die Last abgibt. Weil die quasi-Rayleigh Verteilung der Amplituden in dem aufsummierten Übertragungssignal einen großen Unterschied zwischen der gemittelten Leistung und der Maximalleistung impliziert, ist die Gesamteffizienz, wenn ein derartiges Signal in einem herkömmlichen Verstärker der Klasse B verstärkt wird, sehr niedrig. Für ein quasi-Rayleigh verteiltes Signal mit einem Leistungsverhältnis vom Maximalwert zum Mittelwert von 10 dB beträgt die Effizienz eines idealen Verstärkers der Klasse B nur 28%, siehe [1].
Die Linearität eines RF Leistungsverstärkers wird normalerweise durch ihre AM-AM (AM = Amplitudenmodulation) und AM-PM (PM = Phasenmodulation) Verzerrungskennlinie gekennzeichnet. Nichtlinearitäten äußern sich als Kreuzmischung von verschiedenen Bestandteilen des Signals, was zu einem Auslaufen von Signalenergie in ungewünschte Frequenzbänder führt. Durch Begrenzung des Ausgangssignals auf einen kleineren Teil der gesamten Spannungsschwankung bzw. Aussteuerbereichs des Leistungsverstärkers kann die Linearität vergrößert werden. Dies verringert jedoch die Effizienz des Verstärkers noch weiter. Die Linearität eines Leistungsverstärkers wird ebenfalls stark verringert, wenn der Verstärker in die Sättigung geht (die Ausgangsspannung wird abgeschnitten). Dies bedeutet, dass es nicht möglich ist, die Effizienz zu vergrößern, indem der Verstärker in die Sättigung getrieben wird, weil die Verzerrung dann nicht mehr akzeptable Niveaus erreicht.
Ein Weg zum Vergrößern der Effizienz eines RF Leistungsverstärkers ist es, das Doherty-Prinzip [1, 2, 3] zu verwenden. Der Doherty-Verstärker verwendet in seiner grundlegenden Form zwei Verstärkerstufen, einen Haupt- und einen Hilfsverstärker (ebenfalls Träger- und Maximalwertverstärker genannt). Die Last ist an dem Hilfsverstärker angeschlossen und der Hauptverstärker ist über einen Impedanz-Umwandler bzw. -Umsetzer, normalerweise eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung oder ein äquivalentes zusammengesetztes Netzwerk, mit der Last verbunden.
Bei niedrigen Ausgangsniveaus ist nur der Hauptverstärker aktiv und der Hilfsverstärker ist ausgeschaltet. In diesem Bereich sieht der Hauptverstärker eine höhere (umgeformte) Lastimpedanz als die Impedanz bei Maximalwertleistung, was seine Effizienz in diesem Bereich vergrößert. Wenn das Ausgangsniveau über dem sogenannten Übergangspunkt (normalerweise bei der Hälfte der maximalen Ausgangsspannung) steigt, wird der Hilfsverstärker aktiv und treibt Strom in die Last. Durch die Impedanz-umformende Wirkung der Viertelwellen-Übertragungsleitung verringert dies die effektive Impedanz am Ausgang des Hauptverstärkers, so dass der Hauptverstärker auf einer konstanten (Maximalwert) Spannung oberhalb des Übergangspunkts gehalten wird. Dies führt zu einer im Wesentlichen linearen Leistungsverhältnis vom Ausgang zum Eingang mit einer signifikant höheren Effizienz als ein herkömmlicher Verstärker.
Der Übergangspunkt kann verschoben werden, so dass der Hilfsverstärker bei einem niedrigeren oder höheren Leistungsniveau anläuft. Dies kann zum Vergrößern der Effizienz für einen bestimmten Typ von Signalen oder eine bestimmte Amplitudenverteilung ausgenutzt werden. Wenn der Übergangspunkt verschoben wird, verschiebt sich die Leistungsverteilung zwischen den Verstärkern bei der Maximalwertleistung entsprechend und der mittlere Leistungsverlust in jedem Verstärker verändert sich ebenfalls. Der letztere Effekt hängt auch von der spezifischen Amplitudenverteilung ab.
Das Doherty-Konzept ist auch auf mehrstufige (mit mehr als einem Hilfsverstärker) Varianten erweitert worden [1, 4, 5]. Dies ermöglicht, dass die Effizienz über einen breiteren Bereich des Niveaus der Ausgangsleistung und variierende Amplitudenverteilungen hoch gehalten werden kann. Alternativ kann die Effizienz des Mittelwerts für eine bestimmte Amplitudenverteilung und ein bestimmtes Leistungsniveau höher gemacht werden.
Der ursprüngliche Doherty-Verstärker benutzte eine Viertelwellen-Übertragungsleitung, die direkt zwischen den Ausgängen der beiden Verstärker angeschlossen war. Jedoch benötigen die RF Leistungstransistoren aus dem Stand der Technik eine sehr niedrige Lastimpedanz, was bedeutet, dass die Viertelwellen-Übertragungsleitung für die ursprüngliche Doherty-Konfiguration auch für die entsprechend niedrigen Impedanzen entworfen werden muss. Eine Lösung für dieses Problem wird in [3] und [6] angegeben und in [7] verwendet. Nach dieser Lösung wird der Impedanz-Umsetzer zwischen den Punkten mit höherer Impedanz, die durch Einfach- oder Mehrfach-Viertelwellenlängen-Impedanz-Umsetzer erhalten werden, angeordnet.
Die Doherty-Verstärker sind dafür bekannt, dass sie nicht-linear sind und dass sie eine Linearität "umgekehrt proportional zu ihrer Effizienz" [7] aufweisen, insbesondere außerhalb eines schmalen Frequenzbands. Es sind Versuche unternommen worden, um die Verzerrung zu verringern und die nützliche Bandbreite zu vergrößern, indem mehrere Doherty-Verstärker mit verschiedenen Mittenfrequenzen für den Impedanz-Inverter, verschiedene Vorspannungen (Englisch: Bias) für die Hilfsverstärker und verschiedene Anpassungsstrukturen parallel geschaltet werden, um die Zwischenmodulationsprodukte (Englisch: Inter-Modulation Products) so weit wie möglich "zufällig zu verteilen" [7]. Diese Technik involviert ein kompliziertes Beschneiden der Vorspannungsniveaus.
Eine ausführliche Analyse zeigt, dass ein Doherty-Verstärker, selbst wenn er aus idealen Bauteilen hergestellt ist, für alle mit Ausnahme eines sehr engen Frequenzbands Frequenzen nicht linear ist. Diese Ergebnisse zeigen ferner, dass Verluste, die die Linearität in einem Verstärker der regulären Klasse B, A oder AB nicht beeinflussen würden, ernsthafte Nichtlinearitäten in einen Doherty-Verstärker bewirken. Des Weiteren können Verluste die Effizienz in einem Doherty-Verstärker weiter vergrößern als in einem gewöhnlichen Verstärker (obwohl die resultierende Effizienz für den Doherty-Verstärker) immer noch höher ist, weil sie dann zusätzlich zu der Tatsache dass sie nur Verluste hinzuaddieren bewirken können, dass die Hauptverstärker nicht optimal arbeiten. Eine ausführlichere Besprechung dieser Effekte wird unten gegeben.
Ein anderes wichtiges Merkmal ist, dass Doherty-Verstärker inhärent bandbegrenzt sind, weil das die Impedanz invertierende Netzwerk nur eine 90° Phasenverschiebung auf einer einzelnen Frequenz bereitstellt. Diese Bandbegrenzung hat mehrere Effekte.
Ein wichtiger Effekt ist, dass der Ausgang auf Frequenzen außerhalb der Mittenfrequenz verzerrt ist. Dieser Effekt, der die Verwendbarkeit des Doherty-Verstärkers in Breitband-Linearanwendungen ernsthaft begrenzt, rührt von der anwachsenden (in dem verlustlosen Fall hauptsächlich reaktiven) Impedanz des Viertelwellenlängen-Netzwerks auf Frequenzen außerhalb der Mittenfrequenz her. Diese Verzerrung ist selbst dann vorhanden, wenn alle Bauteile linear und verlustlos sind, weil sie von der Reflexion (aufgrund der von Null verschiedenen Impedanz) des nicht-linearen Stroms aus dem Hilfsverstärker an den Impedanz-Umwandler herrührt. Die resultierende Spannung zeigt sich als eine stark frequenzabhängige nicht-lineare Komponente in dem verstärkten Ausgangssignal.
Ein anderer Effekt ist, dass das Doherty-Prinzip, d.h. die Unterdrückung des RF Spannungsanstiegs an dem Hauptverstärkers oberhalb eines bestimmten Übergangspunkts, außerhalb eines begrenzten Frequenzbandes schlecht funktioniert. Dies ist, weil die Unterdrückung es erfordert, dass die Spannungen aus dem Hauptverstärker und dem Hilfsverstärker am Ausgang des Hauptverstärkers in perfekter Gegenphase sind. Weil das Viertelwellen-Netzwerk wirklich nur einen Viertelwellen (90°) Phasenverschiebung auf der Mittenfrequenz ist und bei Frequenzen unterhalb und oberhalb der Mittenfrequenz kürzer oder länger wird, wird dieses Erfordernis umso mehr verletzt, je weiter man von der Mittenfrequenz des Impedanz-Umwandlers weggeht.
Des weiteren wird das Ausgangssignal durch Reflexionen an dem Viertelwellen-Netzwerk bandpassgefiltert.
Verluste in den Transistoren, in den Impedanz-Umwandlern und den Gleichstrom (DC)-Versorgungsnetzwerken führen ebenfalls zu unerwarteten Verzerrungen. Dies ist, weil diese Verluste die Impedanz an dem Impedanz-Umwandler, gesehen von dem Hilfsverstärker aus, resistiv bzw. widerstandsbedingt machen, anstelle der idealen Kurzschlussimpedanz (eine verlustlose Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung, die mit der unendlichen Impedanz eines Stromgenerators belastet wird, stellt einen Kurzschluss auf der Mittenfrequenz dar). Ein endlicher Widerstand an dem Ausgang des Hauptverstärkers und ebenso Verluste in dem Viertelwellen-Netzwerk werden eine Verzerrung bewirken. Die Verzerrung in dem Ausgang, die durch diese Verluste verursacht wird, rührt von derselben Art der Reflexion (nun jedoch widerstandsbedingt anstatt reaktiv) des nicht-linearen Stroms aus dem Hilfsverstärker an dem Impedanz-Umwandler her, was die vorher genannte frequenzabhängige Verzerrung bewirkt.
Verluste werden die Effizienz möglicherweise ebenfalls weiter verringern, weil die Spannung an dem Hauptverstärker bei den Ausgangsniveaus oberhalb des Übergangspunkts nicht auf ihrem Maximum sein wird. Durch Bereitstellen von mehr Strom aus dem Hauptverstärker kann dieses Problem verringert werden. Die Spannung an dem Hauptverstärker wird dann stattdessen durch die Sättigung bestimmt sein, was zu einer Nicht-Linearität in dem Ausgang führt. Indem der Übergangspunkt und der Ausgangsstrom aus dem Hilfsverstärker sorgfältig eingestellt werden (durch Einstellen des Vorspannungsniveaus und der Verstärkung des Treibersignals) kann die Ausgabe wieder linearer gemacht werden (zumindest kann die Amplitudenverzerrung verringert werden). Dieser letzte Effekt rührt von der vergrößerten Impedanz an dem Ausgang des Hilfsverstärkers her, was dazu führt, dass der Hilfsverstärker an dem Ausgang mehr Spannung für jede Einheit von bereitgestelltem Strom beiträgt. Das soeben beschriebene Begrenzungsverfahren funktioniert nur in einem schmalen Band und ist nicht leicht reproduzierbar, weil es die Verwendung der Nicht-Linearität in der Sättigung mit einbezieht, deren exakte Form nun wichtig wird. Aufgrund der nicht-linearen Kopplung mit erzeugten Obertönen kann es auch hohe und unvorhersagbare AM-PM Verzerrung geben.
Die nicht-lineare Charakteristik des regulären Doherty-Verstärkers, der mit den genannten Techniken gebaut und optimiert wird, ist hoch komplex. Sie ist eine Nicht-Linearität, deren AM-AM und AM-PM Verzerrung stark mit der Frequenz variiert und eine Frequenz (Filter) Kennlinie aufweist, die nicht-linear mit der Amplitude variiert. Dies macht es sehr schwierig, dies durch Anwenden einer Vor-Verzerrung zu kompensieren. Weil der Vorverzerrer sehr komplex sein müsste (und damit mit digitalen Signalverarbeitungstechniken implementiert werden müsste) und weil ein Vorverzerrer im Vergleich zu den bereits durch Verzerrung verbreiteten Signalen eine ziemlich breite Bandbreite aufweisen muss, sollte sie kompensiert sein (weil die inverse Funktion zu der Verzerrungsfunktion von einer höheren Ordnung ist als die Verzerrungsfunktion selbst). Daher wäre es schwierig, selbst für moderat breitbandige Signale einen solchen Vorverzerrer zu bauen.
Die Schlussfolgerung ist, dass der derzeitige Weg zum Bauen von Doherty-Verstärkern nur eine annehmbar lineare Leistungsfähigkeit und Effizienz in einem schmalen Band bereitstellt, und dies nur durch das Bestehen auf Sättigungseffekten in dem Hauptverstärker. Des weiteren wird die nicht-lineare Kennlinie in einem breiten Band durch Verwendung der Vorverzerrung nicht leicht kompensiert.
Zusammenfassung
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Linearität eines zusammengefassten Verstärkers, der mit einem Doherty-Ausgangsnetzwerk versehen ist, zu verbessern, vorzugsweise über ein breites Frequenzband.
Diese Aufgabe wird in Übereinstimmung mit den beigefügten Patentansprüchen gelöst.
Kurz ausgedrückt subtrahiert die vorliegende Erfindung von dem Treibersignal des Hauptverstärkers eine nicht-lineare Funktion des Eingabesignals, die den nicht-linearen Ausgangsstrom des Hilfsverstärkers emuliert. Dies hat den Vorteil, dass die nicht-linearen Komponenten in dem Ausgang aufgehoben bzw. kompensiert werden, ohne die Verstärkereffizienz anzutasten.
Die nicht-lineare Funktion kann von einem Modell der Stromfunktion des Hilfsverstärkers erhalten werden (wenn der Hilfsverstärker den nicht-linearen Strom durch Arbeiten in der Klasse C bereitstellt), oder sie kann, in verstärkter Form, sowohl als das Treibersignal für den Hilfsverstärker (der dann für einen Betrieb in den linearen Klassen B oder AB vorgespannt werden kann) und zum Kreuzkoppeln durch das Filter vorher hergestellt und benutzt werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen derselben kann am besten durch Verweis auf die folgende Beschreibung, wenn diese zusammen mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird verstanden werden. Dabei gilt:
1 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;
2 ist ein Modell des Ausgangsnetzwerks eines Doherty-Verstärkers;
3 ist ein Schaubild, das die Frequenzabhängigkeit der Impedanz, gesehen vom Ausgang des Hilfsverstärkers, veranschaulicht;
4 ist ein Schaubild, das die Frequenzabhängigkeit der Durchgangsimpedanz bzw. Durchgangsimpedanz zwischen dem Haupt- und dem Hilfsverstärker veranschaulicht;
5 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;
6 ist ein Schaubild, das die Eingangs-Ausgangs-Spannungskennlinie eines Doherty-Verstärkers aus dem Stand der Technik veranschaulicht;
7 ist ein Schaubild, das die Eingabe-Ausgabe-Spannungskennlinie eines zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
8 ist ein Blockschaltbild eines Doherty-Ausgabenetzwerks mit LDMOS Transistoren und auf 50 Ohm angepasst;
9 ist ein Modell des Ausgangsnetzwerks eines mehrstufigen Doherty-Verstärkers;
10 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer mehrstufigen Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;
11 ist ein Schaubild, das die Eingabe-Ausgabe-Spannungskennlinien eines mehrstufigen zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
12 ist ein Blockdiagramm einer vereinfachten Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;
13 ist ein Schaubild, das die Eingangs-Ausgangs-Spannungskennlinie des vereinfachten zusammengefassten Verstärkers der 12 veranschaulicht;
14 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;
15 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung;
16 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung; und
17 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung.
Ausführliche Beschreibung
Die grundlegenden Prinzipien der vorliegenden Erfindung werden nun mit Verweis auf die 1–4 beschrieben.
1 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform veranschaulicht die grundlegenden Prinzipien der vorliegenden Erfindung. Sie umfasst einen Leistungshauptverstärker 10 und einen Leistungshilfsverstärker 12. Der Ausgang des Hilfsverstärkers 12 ist direkt mit einer Last (Antenne) 14 verbunden, wohingegen der Ausgang des Hauptverstärkers 10 mit dem Ausgang des Hilfsverstärkers 12 über ein Doherty-Ausgangsnetzwerk einschließlich einer Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 16 verbunden ist. Auf der Eingangsseite wird ein RF (Funkfrequenz, Englisch: Radio Frequency) Eingangssignal x in zwei Zweige aufgeteilt, wobei ein Zweig für den Hauptverstärker 10 und ein anderer Zweig für den Hilfsverstärker 12 gedacht ist. Der Zweig des Hilfsverstärkers enthält einen nicht-linearen Funktionsblock 18, der das Eingangssignal x in f2(x) umwandelt, und einen Phasenschieber 20, der das Eingangssignal zu dem Hilfsverstärker 12 um 90° phasenverschiebt. Die Elemente 22 und 24 werden unten beschrieben. Wie durch die Antenne 14 angedeutet, kann der zusammengefassten Verstärker Teil einer Übertragungsvorrichtung sein, beispielsweise einer Übertragungsvorrichtung in einer Basisstation in einem zellularen Mobilfunk-Kommunikationssystem.
2 ist ein Modell des Ausgangsnetzwerks eines Doherty-Verstärkers. In diesem Modell werden die aktiven Teile der Ausgänge der Verstärkertransistor als linear gesteuerte Stromgeneratoren modelliert. Die endlichen Ausgangsleitfähigkeiten der Transistoren zusammen mit den möglichen Spulen bzw. Reaktanzen werden als z_p1 und z_p2 zusammengenommen. Die jedem Ausgangsknoten eines Stromgenerators bzw. Strom-Erzeugers angebotenen Impedanzen sind wie folgt definiert:
In ähnlicher Weise sind die Durchgangsimpedanzen bzw. Durchgangsimpedanzen, d.h. die Spannung an dem Ausgang des inaktiven Verstärkers in Antwort auf einen Ausgangsstrom an dem aktiven Verstärker definiert als:
Unter der Annahme, dass alle Bauteile ziemlich linear sind, kann zum Analysieren dieses Modell eine Überlagerung bzw. Superposition verwendet werden. Für die Ausgangsspannung des zusammengefassten Verstärkers (an der Antenne) wird hier angenommen, dass sie die gleiche ist, wie die Ausgangsspannung an dem Hilfsverstärker 12, obwohl in der Realität ein Zuführungskabel, ein Filter, usw. vorhanden sein kann, das die die tatsächliche Antenne und den Verstärkerausgang voneinander trennen. Der kombinierte Effekt aller dieser Elemente ist in der Antennen (Ausgangs)-Impedanz z_ANT enthalten.
In einem idealen Doherty-Verstärker ist die Impedanz z₂₂ Null, d.h. eine Stromanregung von dem Hilfsverstärker 12 bewirkt keine Spannung an dem Ausgang. Dies ist, weil sich eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung, die mit einer unendlichen hohen Impedanz abgeschlossen wird, in einen Kurzschlusskreis umformt. Für einen praktischen Doherty-Verstärker jedoch weist diese Impedanz einen von null verschiedenen Teil von der Art eines Widerstands und einen streng frequenzabhängigen, reaktiven Teil auf. Der widerstandsbedingte Teil (der ebenfalls frequenzabhängig ist) stammt von dem umgeformten, begrenzten Ausgang des Hauptverstärkers 10. Der reaktive Teil rührt zum Teil von möglichen reaktiven Komponenten von z_p1 her, genauso wie das umgeformte z_p2 und z_ANT. Selbst ohne diese Reaktanzen gibt es jedoch aufgrund des Viertelwellenlängen-Umformers, der nur auf einer einzigen Frequenz ein perfekter Wellenleiter ist, einen frequenzabhängigen, reaktiven Teil. Ein Vergleich der Stärke von z₂₂ (normalisiert auf einen optimalen Lastwiderstand von 1 Ohm) für den (idealen) verlustlosen Fall und mit großen Verlusten (sowohl in der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung als auch in der Ausgangsleitfähigkeit des Transistors) wird in 3 gegeben. Die Entwurfsfrequenz beträgt 1 GHz und in dem verlustlosen Fall dominiert der reaktive Teil von 800 MHz bis 1,2 GHz. Der widerstandsbedingte Teil dominiert im Fall mit Verlusten. Die Durchgangsimpedanzen z₂₁ und z₁₂ (die aufgrund des Reziprozitätstheorems gleichwertig sind) werden durch Verluste auch dadurch beeinträchtigt, dass sich die Übertragung, d.h. die Stärke der Spannung an den gegenüber liegenden Anschlüssen für einen vorgegebenen Stromstimulus verringert. Dieser Effekt kann in 4 gesehen werden.
Die von Null verschiedene Impedanz z₂₂ wird einen beliebigen Strom i₂ aus dem Hilfsverstärker 12 als eine Spannung "reflektieren", und diese Spannung wird am Ausgang gefunden. Falls i₂ eine lineare Darstellung des gewünschten Signals wäre, dann würde dies kein Problem sein. Jedoch in Doherty-Verstärkern und ähnlichen Verstärkern ist dieser Strom eine sehr nicht-lineare Funktion des gewünschten Signals (aufgrund der Funktion f2(x)). Diese nicht-ideale Impedanz z₂₂ macht daher den Verstärkerausgang nicht-linear.
Das ist die Idee der vorliegenden Erfindung, eine Kopie dieses nicht-linearen Signals (i2 gefiltert durch die Impedanz z₂₂) in Gegenphase zu dem Hauptverstärker 10 kreuz zu koppeln, um die Verzerrung an dem Ausgang effektiv aufzuheben. Weil die Durchgangsimpedanz z₂₁ der hauptsächliche lineare Kanal aus dem Hauptverstärker 10 zu dem Ausgang ist, wird sich die Kompensation des Eingangs des Hauptverstärkers 10 linear (leicht gefiltert durch z₂₁) in ein Aufhebungssignal an dem Ausgang umformen. Das kreuzgekoppelte Kompensationssignal muss daher selbst für den Filtereffekt der Durchgangsimpedanz z₂₁ kompensiert werden, damit alles perfekt aufgehoben bzw. unterstrichen wird. Daher kann ein Kreuzkopplungsfilter 22 in 1 dargestellt werden durch: z22 * z21 –1,wobei "*" die Multiplikation im Frequenzbereich oder die Faltung im Zeitbereich bezeichnet. Das kreuzgekoppelte Signal wird von dem Eingangssignal in den Hauptverstärker 10 in einem Element 24 subtrahiert. In einer digitalen Implementierung ist das Element 24 ein Addierer, in einer analogen Implementierung kann es als ein Hybrid realisiert werden.
Nachdem das grundlegende Prinzip der Erfindung beschrieben worden ist, wird nun mit Verweis auf die 5–7 eine Ausführungsform mit einer entzerrten Frequenzantwort beschrieben.
Weil die primäre Funktion des Hilfsverstärkers 12 in einem Doherty-Verstärker darin besteht, die Spannung an dem Hauptverstärker 10 unterhalb der Sättigung zu halten, sollte die Frequenzabhängigkeit aller Signale an dem Ausgang des Hauptverstärkers 10 so flach bzw. glatt wie möglich sein. Für die linearen Bestandteile (die das gesamte von i₁ eines nicht kompensierten Verstärkers darstellen) wird dies erreicht durch Filtern an dem Eingang durch einen Filter mit der Frequenzkennlinie von z₁₁ ^–1, das inverse Filtern der Impedanz gesehen an dem Ausgang des Hauptverstärkers 10.
Für die nicht-lineare Komponente aufgrund von i₂, die durch die Durchgangsimpedanz z₁₂ gefiltert wird, und den nicht-linearen Teil von i₁, der das kreuzgekoppelte Entzerrungs-Aufhebungssignal darstellt, das durch z₁₁ gefiltert wird, sollte das gesamte eine flache bzw. glatte Frequenzkennlinie aufweisen (nicht nur bezüglich der Größe, auch bezüglich der Phase). Weil die nicht-lineare Komponente aus zwei Teilen gebildet wird, die verschieden gefiltert werden, und weil das Erfordernis zum Aufheben der Entzerrung an dem Ausgang eine bestimmte Beziehung zwischen den Frequenzkennlinien dieser Signale vorgibt, sollten diese beide zusätzlich durch das inverse eines besonderen zusammengefassten Filters bzw. Kompositfilters gefiltert werden. Unter der Annahme, dass die rohe, nicht-lineare Funktion f2(x) durch z₂₂ * z₂₁ ^–1 für den kreuz-gekoppelten Teil von i₁ und durch nicht für den Teil des Hilfsverstärkers 12 (mit Ausnahme der Verstärkung) gefiltert worden ist, wird der gesamte nicht-lineare Teil dargestellt durch:
Daher sollte das zusätzliche Entzerrungsfiltern dieser Signale eine Frequenzantwort aufweisen wie folgt: (z12 – z22 * z21 –1 * z11)–1
Bisher ist nichts ausgesagt worden über die Stärke der Ströme und Spannungen in dem System, mit Ausnahme ihrer Beziehung zueinander. Für den verlustlosen Fall und auf (in der Nähe) der Mittenfrequenz der Viertelwellenleitung genügen die herkömmlichen Doherty-Gleichungen. Zum Herausholen der meisten Leistung aus den gewählten Transistoren sollte mindestens einer der Transistoren auf seinem Maximalstrom I_max betrieben werden. Die Spannungen bei der Maximalleistung sollten ebenfalls die maximalen erlaubten Spannung V_max (möglicherweise mit einem Sicherheitsabstand bzw. – Rand) sein. Für einen Verstärker der Klasse B ist die optimale Last R_opt gegeben durch V_max/I_max. Für einen idealen Doherty-Verstärker hängt die Impedanz der optimalen Last von dem Übergangspunkt α ab, so dass gilt R_o = R_opt(1 – α).
Für den Übergangspunkt α unterhalb von 0,5 sollte der Strom i₁ in dem idealen verlustlosen schmalbandigen Fall linear mit der Signalamplitude variieren und gleich I_max (1 – α) der Maximalwertamplitude sein. Der Strom i₂ sollte stattdessen für Ausgangsspannungen unterhalb des Übergangspunkts Null sein und oberhalb des Übergangspunkts variieren, wie wenn die (normalisierte) Amplitude minus α dividiert durch (1 – α). Dies bedeutet, dass der Hilfsverstärker 12 den Strom Imax bei der Maximalwertamplitude abgibt. Für Übergangspunkte oberhalb 0,5 (was für die Fälle von optimalisierten Mehrfachträgern sehr unwahrscheinlich ist) wäre i1 stattdessen gleich wie I_max bei der Maximalwertamplitude, und i2 wäre maximal I_max (1 – α)/α.
Das Verfahren für den verlustbehafteten, breitbandigen Fall ist komplizierter. Die Begrenzungen für die Ströme und Spannungen sind die Gleichen wie für den schmalbandigen, verlustlosen Fall, jedoch macht die statistische Natur der breitbandigen Signale es schwierig, analytische Ausdrücke für diese zu erhalten. Die Spannungen werden dann von der verwendeten Bandbreite, der Amplitudenverteilung und Phasenbeziehungen der einzelnen Träger des Signals abhängen. Der verlustbehaftete, schmalbandige Fall kann jedoch einen Startpunkt bereitstellen, von dem aus Einstellungen für die spezifischen vorkommenden Signale ausgeführt werden können.
In dem verlustbehafteten Fall wird der Filter zum Erzielen des linearen Teils von i₁, wie auf das dimensionslose Eingangssignal x angewendet, V_max/α * z₁₁ ^–1 sein. Die physikalische Bedeutung dieses Filters ist es, den Strom i1 zu erzeugen, so dass die Spannung an dem Ausgang des Stromgenerators des Hauptverstärkers 10 V_max auf der normalisierten Eingangsamplitude α erreicht, wenn die von diesem Stromgenerator gesehene Impedanz z₁₁ beträgt. Der Ausdruck z₁₁ ^–1, das inverse Filter der Impedanz z₁₁, beträgt gleich 1/z₁₁, wenn er im Frequenzbereich betrachtet wird.
Das auf die nicht-lineare Funktion f2(x) angewendete Filter weist auch die Dimension eines Stroms auf. In der Praxis wird dies dadurch erzielt, dass geeignete Treiberspannungen für die Transistoren erzeugt werden, die als Durchgangsleitfähigkeiten (Englisch: Transconductances) wirken, so dass das Endergebnis der gewünschte Stromausgang ist. Das auf f2(x) angewendete Filter zum Erhalten von i₂ ist in dem verlustlosen Fall ohne Frequenzkompensation einfach eine Multiplikation mit j * I_max (90 Grad Phasenverschiebung). Die maximale Amplitude der Funktion f2(x) wird als gleich Eins in diesem Fall angenommen. Der Aufhebungsausdruck bzw. Wegstreichausdruck ist dann f2(x) gefiltert durch –j * I_max * z₂₂ * z₂₁ ^–1. Die Kompensation (z₁₂ – z₂₂ * z₂₁ ^–1 * z₁₁)^–1 zum Erzielen einer frequenzunabhängigen, nicht-linearen Spannung an dem Hauptverstärker 10 kann in normalisierter und dimensionsloser Form auf diese beiden Ausdrücke multipliziert werden.
Der Ausdruck zum Erzielen des nicht-linearen Teils von i₁ kompensiert bereits diese Verluste. Die Ausdrücke für die nicht-linearen Teile müssen abgeändert werden, um dies zu erzielen. Weil die Beziehung zwischen den beiden nicht-linearen Strömen bereits gebildet ist, wird dies erreicht, indem die Stärke (Verstärkung) von beiden Teilen in gleichen Maßen verändert wird, so dass die Amplitude der Unterdrückungsspannung an dem Hauptverstärker 10 die gleiche Steigung aufweist wie der lineare Teil. Der Faktor, mit dem zu multiplizieren ist, ist V_max/α dividiert durch (z₁₂ – z₂₂ * z₂₁ ^–1 * z₁₁) * j * I_max/(1 – α). Der Zähler und der Nenner sind Spannungsanstiege pro normalisierter Amplitude für die Spannung an dem Hauptverstärker 10 aufgrund des linearen Teils von i1 und des nicht-linearen Stroms. Der Nenner stellt den Spannungsanstieg dar, wenn die für den schmalbandigen, verlustlosen Fall abgeleitete Stromstärke verwendet wird. Eine Sache, die hier zu beachten ist, ist dass die Kompensation (z₁₂ – z₂₂ * z₂₁ ^–1 * z₁₁)^–1 zum Erzielen einer frequenzunabhängigen, nicht-linearen Spannung an dem Hauptverstärker 10 automatisch in dieser "neuen" Kompensation enthalten ist. Daher ist in der Zurücksicht die Normalisierung tatsächlich nicht notwendig.
Die analytischen Ausdrücke zum Erzielen bzw. Erhalten von i₂ und i₁ sind folglich:
Wie vorher stellt "*" die Faltung im Zeitbereich dar, wenn die dimensionslosen Signale f2(x) und x im Zeitbereich dargestellt sind. Wenn sie im Frequenzbereich dargestellt sind, bedeutet das Symbol stattdessen die Multiplikation der Frequenzantworten, und die Multiplikation mit inversen Filtern kann stattdessen als eine Division durch die Filter geschrieben werden. Die Faktoren j und –j sind aus den Ausdrücken verschwunden, jedoch in der Realität sind die Phasen der Ströme ungefähr dieselben wie zuvor. Was passiert ist, ist, dass die Imaginärteile in die (z₁₂ – z₂₂ * z₂₁ ^–1 * z₁₁)^–1 Faktoren eingebettet werden. Weil z₁₂ (zumindest in der Nähe der Mittenfrequenz der größte Teil des Ausdrucks) hauptsächlich die Umformung eines Stroms in einer Spannung über eine Viertelwellenleitung darstellt, verursacht dies eine 90° Phasenverschiebung auf der Mittenfrequenz. Das abgeleitete Netzwerkmodell wird in 5 gezeigt. Die Filter 22, 26 und 28 können daher wie folgt dargestellt werden:
Bis hierher sind nur die Optimalisierung der Spannung an dem Hauptverstärker 10 und das Aufheben der Verzerrung am Ausgang betrachtet worden, und es sind Ausdrücke für die optimalen Ströme abgeleitet worden. Die Spannungsamplitude am Hilfsverstärker 12 ist aus der Diskussion herausgelassen worden. Dies ist teilweise, weil ein festgelegter Hardware-Aufbau angenommen worden ist, d.h. die Impedanz der Viertelwellenleitung und die Last sind als festgelegt angenommen worden. Für ein verlustloses System stellt dies kein ernsthaftes Problem dar, der Effekt des Optimalisierens für eine glatte Antwort und eine optimale Amplitude an dem Hauptverstärker 10 ist, dass das Ausgangssignal eine leichte Frequenzabhängigkeit bekommt. Wenn jedoch die Verluste betrachtet werden, kann der Effekt sein, dass die maximale Spannung an dem Hilfsverstärker 12 niemals V_max erreicht, selbst auf maximalen Eingangsniveaus. Dies stellt ein ernsthafteres Problem dar, weil die Transistoren dann (bei Maximalwertausgabe) weniger als die maximale Leistung an die Last abgeben, während sie immer noch die gleiche Versorgungsspannung haben, und die Effizienz wird abnehmen. Die einfachere Lösung besteht darin, entweder die Versorgungsspannung zu verringern oder die Impedanz der Lastzu vergrößern, bis die maximale Spannung am Maximalwertausgang erzielt wird (die letztere Lösung wird bevorzugt, weil dieses Schema eine bessere Effizienz und mehr verfügbare Ausgangsleistung hergibt). Die Kompensation für Verluste kann auch den Effekt haben, dass keiner der Transistoren I_max erreicht, was auch eine Unter-Benutzung der Transistoren impliziert. Die Impedanzen (der Last und der Viertelwellen-Leitung) können dann verändert werden müssen, um die maximal mögliche Ausgangsleistung von den Transistoren zu benutzen. Ebenso wichtig ist es, dass beide Transistoren in dem sicheren Bereich gehalten werden, so dass die maximalen Ströme und Spannungen erreicht, jedoch nicht überschritten werden. Es ist zu beachten, dass ein Neuentwurf der Kompensationen nach dem dargestellten Schema notwendig wird, wenn die Impedanzen in dem Schaltkreis verändert werden. Auch kann, wenn Maximalleistung nicht ein Ziel des Entwurfs ist, der Schaltkreis anderweitig optimalisiert werden, um andere Ziele zu erreichen.
Der Effekt der Kompensation nach der vorliegenden Erfindung ist in den 6 und 7 mit Verweis auf ein simuliertes Beispiel mit einem Mehrfachträgersignal veranschaulicht. Das Signal besteht aus neun Trägern innerhalb von 80 MHz Bandbreite, die um 1 GHz herum zentriert ist.
In diesem Beispiel sind Verluste sowohl als Verluste in der Viertelwellen-Übertragungsleitung als auch als Leitungsverluste an den Ausgängen der Transistoren vorhanden. In 6 sind die normalisierten Stärken der Spannungen an dem Hauptverstärker 10 und dem Hilfsverstärker 12 dargestellt über der gewünschten Stärke (die normalisierte Amplitude von x) für den nicht kompensierten Fall (Stand der Technik). Die Treibersignale sind eingestellt worden, um beide Spannungen innerhalb des linearen (nicht gesättigten) Bereichs der Transistoren zu halten. Die unterschiedlichen Steigungen der Ausgangssignale (Spannung am Hilfsverstärker 12) unterhalb und oberhalb des Übergangspunkts zeigen eine statische Nicht-Linearität an. Die unterschiedlichen Breiten dieser Kurven zeigen eine mit dem Niveau variierende Frequenzabhängigkeit auf. Die Spannung an dem Hauptverstärker 10 ist überhaupt nicht in der Nähe des gewünschten konstanten Niveaus oberhalb des Übergangspunkts, was bedeutet, dass die mittlere Effizienz niedrig sein wird (obwohl sie wahrscheinlich besser ist als für Verstärker der Klasse B).
Die normalisierten Stärken der Spannungen an dem Hauptverstärker 10 und dem Hilfsverstärker 12 nach dem Aufheben der Entzerrung und dem Kreuzkoppeln zum Anheben der Effizienz nach der vorliegenden Erfindung sind in 7 veranschaulicht. Die Kompensation des Netzwerks für Verluste ist durch Veränderung der Impedanz der Übertragungsleitung und der Lastimpedanz ausgeführt worden. Die Ausgangsspannung kann als linear angesehen werden, und die Spannung an dem Hauptverstärker 10 ist für die Effizienz deutlich nahe am Optimalen. Die aufgeweitet bzw. breiter gezeichneten Linien sind für beide Spannungen eine Folge der Bandbreitenbeschränkungen, für den linearen Teil aufgrund des Doherty-Netzwerks und für die nicht-linearen Teile aufgrund der simulierten Bandbreite von etwa 400 MHz.
Gelegentlich sind die optimalen Lastimpedanzen der Transistoren sehr verschieden von den Impedanzen, die für die Viertelwellen-Leitung und die Last verfügbar sind. Die Transistoren sind häufig auch in einem Gehäuse untergebracht, was bedeutet, dass der Stromquellen-Ausgang nur indirekt verfügbar ist. Ein Doherty-Verstärker kann immer noch hergestellt werden, indem die Viertelwellen-Leitung zu einem Punkt, der eine oder zwei Viertelwellenlängen von dem Transistor entfernt ist, durch geeignete aneinander angepasste Netzwerke bewegt bzw. verschoben werden [3, 6, 7].
Ein Beispiel eines modifizierten Doherty-Netzwerks, das lateral diffundierte Metalloxidhalbleiter (LDMOS, Englisch: Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor) Feldeffekttransistoren (FETs) einsetzt, ist in 8 gezeigt (für die Zwecke dieser Anmeldung wird ein solches Ausgangs- bzw. Ausgabenetzwerk immer noch als ein Doherty-Ausgangsnetzwerk angesehen). Es besteht aus zweistufigen, angepassten Netzwerken, die den Transistoren am nächsten sind, und der regulären Viertelwellen-Leitung außerhalb der angepassten Netzwerke. Jedes angepasste Netzwerk besteht aus zwei pi-angepassten Bereichen bzw. Abschnitten, in denen der Kondensator C_m1 ein Teil von sowohl dem ersten als auch dem zweiten, möglicherweise symmetrischen Abschnitt bzw. Bereich ist. Die normalerweise sehr große Ausgangskapazität CDS der LDMOS Transistoren impliziert, dass der angepasste, dem Transistor am nächsten liegende Abschnitt eine sehr niedrige Impedanz aufweist. Der zweite Abschnitt formt die Systemimpedanz normalerweise in der Größenordnung von 50 Ohm um, herunter auf dieses Niveau. Die Anpassung kann für beide Zweige gleich ausgeführt werden, wenn eine Viertelwellen-Leitung, die die geeignete Impedanz z_t aufweist, hergestellt werden kann. Alternativ können in Abhängigkeit davon, welche Last und welche Übertragungsleitungsimpedanzen verfügbar sind, verschiedene angepasste Netzwerke eingesetzt werden.
Das modifizierte Doherty-Netzwerk in 8 weist drei Knoten auf, die es wert sind, analysiert zu werden. Der Entwurf des kreuzgekoppelten Verzerrungsaufhebungssignals beginnt in diesem Fall mit dem Identifizieren, wie sich die RF Ströme von dem Knoten des Hauptverstärkers 10 und dem Knoten des Hilfsverstärkers 12 in die Spannungen an dem Ausgangsknoten umwandeln. Dies liefert eine Beziehung zwischen dem kreuzgekoppelten Teil und dem "direkten" Teil, so dass der kreuzgekoppelte Teil ein zusätzliches Filter von –z_o2 * z_o1 ^–1 aufweisen sollte, wobei gilt
Der lineare Teil des Stroms i₁ ist auch für die modifizierten Netzwerke bestimmt durch den Ausdruck x * V_max/α * z₁₁ ^–1, was in diesem Teil die Verstärkungs- und Filterkennlinien liefert.
Die "Filter-Faktorsumme" (z₁₂ – z₀₂ * z₁₁ * z₀₁ ^–1) der nicht-linearen Spannungen an dem Stromgeneratorausgang des Hauptverstärkers 10, und das Kriterium der "gleichen Steigung" ergeben die vollständigen Ausdrücke für das direkte und das kreuzgekoppelte Filter. Das Verfahren ist ähnlich zu demjenigen, das für das einfache Doherty-Netzwerk abgeleitet worden ist, mit der Ausnahme, dass die neuen Durchgangsimpedanzen bzw. Transimpedanzen z₀₂ und z₀₁ anstelle von z₂₂ und z₂₁ benutzt werden. Etwas, was es zu beachten gilt, insbesondere für die modifizierten Netzwerke, ist, dass die schmale Bandbreite Probleme für den Kompensationsvorgang verursachen kann. Weil (Z12 – Zo2 * Z11 * Zo1^–1) Nullen aufweisen kann, die nicht weit entfernt von der Mittenfrequenz liegen, wird das Inverse dieses Filters, das auf die nicht-linearen Komponenten der Ströme angewendet wird, an diesen Punkten unendlich hohe Amplituden aufweisen. Die Kompensation (und mithin die Bandbreite der nicht-linearen Signale) muss daher auf eine ausreichend schmalere Bandbreite als diese "Kompensationspole" begrenzt werden. Mit Ausnahme dieser Betrachtungen sind die analytischen Ausdrücke zum Erhalten von i₂ und dem Kompensationsterm i₁ für den vollständig kompensierten, modifizierten Doherty-Verstärker wie folgt:
Die Spannung an dem Hilfsverstärker 12 wird eine unterschiedliche Frequenzabhängigkeit für den linearen und den nicht-linearen Teil aufweisen. Es ist jedoch nicht notwendig, dieses zu kompensieren, so lange die maximalen Spannungen und Ströme nicht überschritten werden, weil der Hilfsverstärker 12 nicht der Ausgangsknoten ist. Die Richtlinien, die im Zusammenhang mit dem einfachen Doherty-Verstärker beschrieben worden sind bezüglich des Maximalisierens der verfügbaren Leistung durch Erreichen der maximalen (sicheren) Ströme und Spannungen, die diese jedoch nicht überschreiten, gelten ebenso für den modifizierten Doherty-Verstärker. Das Rezept ist dasselbe: verändere die Impedanzen der Last- und Übertragungsleitung, bis die meisten Spannungen und Ströme ihre Maximalwerte bei dem selben Punkt des gewünschten Amplitudenbereichs erreichen.
Ein Mehrstufen Doherty-Verstärker stellt noch eine andere Herausforderung, weil sogar mehrere Knoten in dem System vorhanden sind. Die Störung sollte an dem Ausgang minimal sein und das Anheben der Effizienz sollte idealerweise die Spannungsniveaus oberhalb der Übergangspunkte für mehrere (alle mit Ausnahme des Letzten einen) Verstärker optimalisieren. Die grundlegenden Regeln, die vorher entwickelt worden sind, sind immer noch anwendbar, jedoch können Kompromisse notwendig sein, um das beste Gesamtergebnis zu erzielen. Ein mehrstufiger, zusammengefasster Verstärker, der nach den Prinzipien der vorliegenden Erfindung betrieben wird, wird nun mit Verweis auf die 9–11 beschrieben.
Das Hauptmerkmal des mehrstufigen Doherty-Verstärkers ist, dass er mehr als einen Verstärker (Stromgenerator), der mit hoher Übertragung (Durchgangsimpedanz) mit dem Ausgang gekoppelt ist, aufweist. Dies bedeutet, dass für lineare Betriebsarten bzw. Operationen (d.h., ohne Sättigung oder begrenzende Effekte) die lineare Ausgangsspannung selbst in einem idealen, mehrstufigen Doherty-Verstärker aus zwei oder mehreren, von verschiedenen Verstärkern herrührenden, nicht-linearen Teilen zusammengesetzt ist.
Zwei besondere Anordnungen sind zum Erzielen der linearen Ausgabe notwendig. Zunächst werden die nicht-linearen Signale, die zum Unterdrücken der Spannung an dem vorhergehenden (ein niedrigerer Übergangspunkt) Verstärker verwendet werden, an dem Ausgang durch ein ähnlich gefiltertes, nicht lineares Signal von einem Verstärker mit einer hohen Durchgangsimpedanz bis zum Ausgang, normalerweise der vorhergehende Verstärker selbst, ausgeglichen werden. Zweitens müssen die nicht-linearen Teile, die zusammen die lineare Ausgabe ergeben, eine gleiche Frequenzabhängigkeit und Verstärkung aufweisen, wie von dem Ausgang aus gesehen wird.
Die Stromgeneratoren, die die hohe Übertragung zu dem Ausgang aufweisen, weisen auch hohe Übertragung zueinander auf. Dieser Effekt ist zum Halten der Niedrigleistungsverstärker auf konstanter Spannung oberhalb der Übergangspunkte für den eigentlichen "Doherty-Effekt" genauso wichtig.
Der allgemeine Fall von mehrstufigen Doherty-Verstärkern wird nun beispielhaft anhand eines dreistufigen, in 9 und 10 veranschaulichten Verstärkers beispielhaft dargestellt. In dem Ausgangsnetzwerk der 9 werden die folgenden Definitionen verwendet.
In 10 wird für die drei nicht-linearen Funktionen f1(x), f2(x) und f3(x) des Eingangssignals angenommen, dass sie die gleiche Amplitudensteigung wie das normalisierte Eingangssignal x (dessen Steigung gleich 1 ist) aufweisen. Die Phasen dieser Signale sind ebenfalls identisch mit der des Eingangssignals x.
Die erste Funktion f1(x) ist unterhalb des zweiten Übergangspunkts α₂. Oberhalb dieses Punktes weist sie die gleiche Phase wie x auf und die Amplitude ist gleich wie eine Konstante α₂ gleich x.
Die zweite nicht-lineare Funktion f2(x) ist null, bis die Amplitude von x auf α₁ ist, und ihre Amplitude steigt von dort aus linear an.
Die dritte Funktion f3(x) verhält sich wie die zweite, jedoch beginnt ihr Anstieg oberhalb von α₂.
Die erste und dritte Funktion zusammen addiert geben das Eingangssignal x zurück. Diese letzte Aussage (und allgemein, dass die Summe von jeder anderen Funktion das lineare Eingangssignal zurück gibt) ist das Haupterfordernis, selbst wenn die nicht-linearen Funktionen nicht-abrupt und/oder durch Polynome der Eingangsamplitude oder -Leistung ausgebildet sind. Die Formen der Signale, die in erster Linie dazu entworfen sind, Spannungen oberhalb der Übergangspunkte zu unterdrücken, sind nur in dem Ausmaß wichtig, dass sie die Spannungen gut genug unterdrücken sollten.
Die Spannung an dem Hauptverstärker 10 sollte auf allen Niveaus oberhalb des ersten Übergangspunkts α₁ so konstant wie möglich sein. Wie vorher wird dies teilweise erreicht durch inverses Filtern für die Impedanz, die an diesem Leistungsverstärker gesehen wird, indem V_max/α₁ * z₁₁ ^–1 auf f1(x) auf den Strom des Hauptverstärkers angewendet wird. Zum Erreichen eines linearen Ausgangs muss der Strom aus dem zweiten Hilfsverstärker 12b in ein Signal mit der gleichen Frequenzabhängigkeit an dem Ausgangsknoten umgeformt werden wie der umgeformte Strom aus dem Hauptverstärker 10. Dies wird erreicht durch die Anwendung des Filters V_max/α¹ * z₁₁ ^–1 * z₃₁ * z₃₃ ^–1 auf f3(x) für den Strom des Hilfsverstärkers 12b und führt zu verschiedenen Frequenzabhängigkeiten für die Spannungen aufgrund der Ströme i₁ und i₃ an dem Knoten des Hauptverstärkers 10. Weil dieses eine nicht-lineare Frequenzabhängigkeit an diesem Knoten bewirkt, muss eine Kompensation vorgesehen werden oder anderenfalls würde das erhöhte Verhältnis des Maximalwerts zum Mittelwert der Knotenspannung die Effizienz negativ beeinflussen. Eine Kompensation kann dadurch gefunden werden, dass die Differenz zwischen der Frequenzabhängigkeit an dem Hauptverstärker 10 von i₃ * Z13 für eine korrekte Ausgabe optimalisiert wird und die Frequenzabhängigkeit von i₃ * z₁₃ für Glattheit an dem Hauptverstärker 10 optimalisiert wird. Diese Differenz beim Filtern am Hauptverstärker 10 ist V_max/α₁ * (1 – z₁₃ * z₃₁ * z₁₁ ^–1 * z₃₃ ^–1), daher wird die Funktion f3(x) mit dieser Funktion gefiltert und als ein Teil von i₂, der hohe Übertragung zu dem Knoten des Hauptverstärkers 10 aufweist, eingefügt. Weil sich dieses nicht-lineare Signal in dem Ausgang in der Form der nicht-idealen (idealerweise Null) Durchgangsimpedanz z₃₂ zeigt, muss sie auch auf einen anderen Strom angewendet werden, vorzugsweise i₁, und beide dieser Teile müssen sich zusammen am Ausgangsknoten des Hilfsverstärkers 12b ausgleichen bzw. kompensieren, und weisen am Hauptverstärker 10 eine flache Frequenzantwort auf. Das Anhängen (d.h. multiplizieren) des zusätzlichen Filters z₃₂ * z₃₁ ^–1 an den i₁ Teil und des Filters (z₂₁ – z₁₁ * z₃₂ * z₃₁ ^–1)^–1 an beide Teile erledigt dies.
Die nicht-lineare Funktion f2(x), die idealerweise nur auf i₂ angewendet wird und nur den Spannungsanstieg an dem Hauptverstärker 10 unterdrückt, wird in dem praktischen, nicht kompensierten Fall aufgrund der Durchgangsimpedanz z₃₂ an dem Ausgang gesehen. Die Kompensation dafür ist die gleiche wie für die soeben beschriebene Kompensation des "Differenzterms" . Das Filter – V_max/α₁ * (z₂₁ – z₁₁ * z₃₂ * z₃₁ ^–1)^–1 wird auf f2(x) für den i₂ Teil angewendet und derselbe Filter ohne das Minuszeichen, jedoch mit einem angehängten Filter von z₃₂ * z₃₁ ^–1, wird auf den f2(x) für den i₁ Teil angewendet.
Das schematische Auftreten in dem hergeleiteten Netzwerk, mit den durch i_ab bezeichneten Filtern, wobei a, b = 1, 2, 3, wird in 10 veranschaulicht. Die b's bezeichnen die Nummer der Funktion und die a's die Ziel- bzw. beabsichtigten Leistungsverstärker. Weil die Ausgabe der Filter (in diesem Modell) Ströme sind und die Signale fn(x), dimensionslos sind, wobei n = 1, 2, 3, während die Filter die Dimension eines Stroms aufweisen.
Was soeben beschrieben worden ist, ist nur für den Hauptverstärker 10 eine Optimalisierung der Spannung. Dies macht Sinn, weil er eine konstante Amplitude für einen größeren Teil des dynamischen Bereichs aufweisen sollte als der Hilfsverstärker 12a. Die Spannung an dem Hilfsverstärker 12a ist bisher unbeachtet gelassen worden, obwohl dies idealerweise eine flache Spannungsamplitude für Eingabesignale oberhalb des zweiten Übergangspunkts α₂ aufweisen sollte. Wenn Verluste in dem Schaltkreis vorhanden sind, können die Last- und die Viertelwellen- Leitungsimpedanzen verändert werden, und es können Übergangspunkte verschoben werden, um die Effizienz zu maximalisieren. Wenn die Spannung an dem Hilfsverstärker 12a nicht kompensiert worden ist, können Verluste ihr ideales konstantes Niveau oberhalb der Regeldifferenz des Übergangspunkts erreichen, selbst wenn das "Knie" so gemacht werden kann, dass das Ziel Vmax erreicht ist. Dies wird in 11 gezeigt.
Eine Kompensation für den Hilfsverstärker 12a oberhalb des zweiten Übergangspunkts kann gefunden werden, indem die Summe der Spannungsantworten für die nicht-linearen Funktionen, die oberhalb dieses Punktes eine Steigung aufweisen, d.h. f2(x) und f3(x), am Hilfsverstärker 12a genommen wird. Eine Funktion mit dieser Amplitude und Frequenzantwort wird dann gegenphasig in den Ausgangsknoten des Hilfsverstärkers 12a eingeführt, indem die Funktion f3(x) durch verschiedene Filter auf die Ströme i₁ und i₃ angewendet wird. Der Strom i₁ ist der Hauptkanal zu dem Hilfsverstärker 12a und der i₃ Teil wird mit eingeschlossen, um die Nicht-Linearität an dem Ausgang aufzuheben bzw. auszugleichen. Nachdem die Bedingungen für die Aufhebung bzw. der Streichung (wie vorher) eingerichtet worden sind, wird der erhaltene Filterquotient an den i₁ Teil angehängt und die zusammengefasste Frequenzabhängigkeit an dem Hilfsknoten des Hilfsverstärkers 12a berechnet. Das Inverse dieses Filterausdrucks wird dann an beide Teile angehängt. Das Ergebnis dieser Vorgänge ist ein flacher Bereich oberhalb des zweiten Übergangspunkts für den Hilfsverstärker 12a, auf Kosten der Flachheit am Hauptverstärker 10. Für Schaltkreise mit niedrigen Verlusten wird die Knotenspannung am Hauptverstärker 10 nicht viel verschlechtert; wenn jedoch Verluste vorhanden sind, dann bekommt diese eine Aufwärtssteigung oberhalb des zweiten Übergangspunkts. Dieser Effekt verringert die Effizienz wahrscheinlich mehr als das, was gewonnen wird, wenn man eine optimale Spannung am Hilfsverstärker 12a hat.
In den vorhergehenden Beispielen diente der Startpunkt gewesen, die frequenzunabhängigen linearen und nichtlinearen Spannungen am Hauptverstärker 10 zu erhalten. Dies ist gut zum Optimalisieren der Effizienz, weil der flache Teil des Spannungsbereichs so dicht wie möglich ohne Sättigung am Maximum gehalten werden kann. Es bestehen selbstverständlich auch andere Möglichkeiten, einen Betrieb dicht am Optimum zu erzielen, was in bestimmten Implementierungstypen besser geeignet sein kann. Einige dieser werden in den folgenden Abschnitten besprochen.
Die Prinzipien des Betriebs sind in der Form eines dimensionslosen, normalisierten Eingangssignals und einem "End" Produkt in der Form eines besonders entworfenen Stromausgangs von den Leistungsverstärkern beschrieben worden. Die Transistoren und alle anderen Komponenten eines praktischen Verstärkersystems sind so in die Filtergleichungen gebettet bzw. aufgenommen worden. In Wirklichkeit kann das Eingabesignal in einer Vielzahl von Formen vorliegen, und mehrere Stufen der Verarbeitung können in einigen Implementierungen die Erzeugung der nicht-linearen Signale und die Anwendung der kreuzgekoppelten Filter von den tatsächlichen Leistungsverstärkern trennen. Beispielsweise kann das Eingangssignal in rein digitaler Form und bei niedrigen Frequenzen sein, wenn digitale Signalverarbeitung zum Ausbilden der Treiberfunktionen verwendet wird. Die Umformung in Spannungen zum Betreiben der Leistungstransistoren (die ihre Eingangsspannung in geregelte Ausgangsströme umformen) wird dann durch eine Verarbeitungskette, die digital-zu-analog Umwandlung, Mischer, Filter und Verstärker umfasst, ausgeführt, bis die Treibersignale für die Leistungsverstärker auf der richtigen Frequenz und in der richtigen Form und Größe sind. Die nicht-linearen Funktionen und die kreuzgekoppelten Filter werden in diesem Fall vollständig im digitalen Bereich implementiert und können eine Kompensation für die Frequenzabhängigkeit der Aufwärts-Umwandlungskette und die Anpassungsschaltkreise an den Transistoreingängen umfassen.
In anderen Varianten wird die nicht-lineare Verarbeitung durch nicht-lineare Schaltkreise auf der endgültigen Frequenz oder auf einer Zwischenfrequenz ausgeführt. Eine Vielzahl von Möglichkeiten, dies auszuführen, ist verfügbar, einschließlich des Vorspannens von Niedrigleistungstransistoren für einen Betrieb in der Klasse C, Multiplikation mit einer von dem RF Signal abgeleiteten "Formungsfunktion", und Multiplikation mit dem linearen Signal mit einer Formungsfunktion, die im Basisband erzeugt worden ist. Die kreuz-gekoppelten Filter können dann durch zusammengefasste und/oder verteilte Filtertechniken implementiert werden, mit Strom ein/Spannung aus oder Spannung ein/Strom aus, können doppelt abgeschlossen sein oder jede andere geeignete Filtertechnik, die die richtige Filterantwort über das gewünschte Band geben kann, einsetzen. Das gleiche gilt für die nicht kreuzgekoppelten Filter.
In jeder Variante gibt es einige grundlegende Regeln, die anzuwenden sind. Zunächst müssen alle Zweige aneinander angepasste Verzögerungen aufweisen, d.h. die Phasen- und Zeitbeziehungen zwischen den verschiedenen Signalen müssen streng kontrolliert werden. Weil Filter und nicht-lineare Verarbeitungen Verzögerungen aufweisen, muss jeder Zweig ohne eine Funktion (nicht-linear oder Filter) durch eine. gleiche Verzögerung kompensiert werden. Die wohl erwogenen Verzögerungen, die eingesetzt werden, um die gewünschten Phasenbeziehungen zwischen Signalen (d.h. Viertelwellen-Leitung) zu erschaffen, brauchen nicht kompensiert zu werden. Zweitens muss zum optimalen Arbeiten die Amplitude von allen Signalen für die Aufhebung der Entzerrung und die Anhebung der Effizienz angepasst werden.
Obwohl diese Filter kompliziert erscheinen können, weil sie aus vielen frequenzabhängigen Impedanzen und Durchgangsimpedanzen zusammengesetzt sind, kann die Komplexität der Implementierung in verschiedenen Arten verringert werden. In einer digitalen Implementierung können die Filter aus gemessenen Impedanzen durch Multiplikation und Division im Frequenzbereich zusammengesetzt werden. Die auf diese Weise zusammengesetzten Filter können dann entweder direkt zum Filtern im Frequenzbereich verwendet, oder in Zeitbereichfilter umgewandelt werden. Ein Frequenzbereich-Fenster kann zum Beschränken der Filter auf geeignete Bandbreiten angewendet werden. Typischerweise werden Filter als FIR (Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten, Englisch: Finite Impulse Response) Filter mit einer Länge von 20–40 Anzapfungen implementiert.
Wie in dem Abschnitt "Zusammenfassung" besprochen, wenn der Hilfsverstärker durch Arbeiten in der Klasse C den nicht-linearen Strom bereitstellt, kann sein nicht-linearer Ausgangsstrom für die Verwendung bei der Kreuz-Kopplung getrennt modelliert werden. Die Stromfunktion des Hilfsverstärkers kann in diesem Fall nicht beliebig gefiltert werden, weil die Nicht-Linearität am Ende der Verarbeitungskette (in den Leistungstransistoren selbst) ist. In solchen Fällen befindet sich die gesamte Aufhebung der Verzerrung in dem kreuz-gekoppelten Pfad, sowohl die Filter als auch das Modell der nicht-linearen Funktion des Verstärkers der Klasse C. Der lineare Pfad (zu dem Hauptverstärker 10) kann selbstverständlich in jedem Fall ebenfalls Kompensationsfilter aufweisen, ebenso wie dies der Pfad zu dem Hilfsverstärker 12 auch kann, insbesondere um die anderen Frequenzabhängigkeiten in diesem Pfad zu kompensieren.
Die Impedanz des Antennennetzwerks, wie das von dem Ausgang des Leistungsverstärkers aus gesehen wird, ist allgemein nicht im Detail bekannt, wenn ein Verstärker hergestellt wird. Jedoch hat dies einen Einfluss auf die Impedanzen in dem Doherty-Ausgangsschaltkreis. Einige Verfahren, die verwendet werden können, um eine besser bekannte Impedanz zu erhalten, umfassen das Verwenden eines Isolators in dem Antennenpfad, um eine breitbandigere Widerstandskennlinie zu erhalten, oder das Einfügen eines Resonators oder Filters, der schmalbandiger als das Antennennetzwerk ist, so dass stattdessen die Impedanz dieses Teils (von dem angenommen wird, dass es bereits in dem Herstellungsstadium einigermaßen bekannt ist) die tatsächliche Antennenimpedanz dominiert.
Gelegentlich ist es nicht praktisch, alle für den optimalen Betrieb benötigten Filter zu implementieren. Es bestehen auch große Unterschiede zwischen den Filtern im Hinblick darauf, wie viel sie zu der Gesamtleistungsfähigkeit (Verringerung der Verzerrung und Effizienz) beitragen. Daher kann es nützlich sein, reduzierte Varianten mit ausgelassenen oder vereinfachten Filtern zu entwerfen. Allgemein können diese reduzierten Varianten erfolgreich sein, wenn einige Filter oder Teile eines Filters als über den Frequenzbereich von Interesse ungefähr konstant angesehen werden können. Die Verstärkung und der Phasenwert des Filters an der Mittenfrequenz kann dann durch das vollständig frequenzabhängigen Filter ersetzt werden. Damit die Aufhebung der Verzerrung in dem Ausgang wirklich funktioniert, gibt es allgemein ein Erfordernis für einen spezifischen Filterquotienten zwischen zwei Zweigen (wie vorher beschrieben). Dies bedeutet, dass ein Inverses eines Filters, der schwierig zu implementieren sein kann, ausgelassen werden kann, und dass der Filter selbst in den anderen Zweig eingefügt werden kann. Beide Zweige müssen dann in Bezug auf die Verstärkung und die Phase des veränderten Filters (auch der Mittenfrequenz) kompensiert werden. Eine sehr reduzierte Variante kann gefunden werden, indem die Frequenzabhängigkeit insgesamt nicht berücksichtigt wird. Dies kann möglicherweise nutzvoll sein, wenn der Betriebsfrequenzbereich ziemlich schmal ist oder wenn Verluste die Erzeugung der Verzerrung in der Ausgabe dominieren.
Ein einfaches, jedoch elegantes Verfahren zum Erhalten der Filter z₂₁ und z₂₂ besteht darin, eingangsseitige Kopien des Doherty-Ausgabenetzwerks zu verwenden, die die gleichen passiven Schaltkreiselemente enthalten, wie die, die auch in dem tatsächlichen Ausgangsnetzwerk vorhanden sind. Wenn ein solches Netzwerk von einem Stromgenerator (Niedrigsignaltransistor) an der Eingangsseite getrieben bzw. betrieben wird, dann weist die Ausgangsspannung automatisch die richtige Frequenzabhängigkeit auf. Das Erfordernis, damit dies funktioniert, ist, dass die parasitischen Elemente des Transistorausgangs, die Viertelwellen-Leitung und die Antennennetzwerkimpedanz genau modelliert werden können. Eine Möglichkeit besteht darin, die Impedanzen von allen Elementen in dem Netzwerk zu skalieren, um leichter realisierbare Werte und/oder bessere Spannungs- und Stromwertniveaus zu erzielen.
Das Filtern mit z₂₁ kann erreicht werden, indem stattdessen z₁₂ verwendet wird. Auf diese Weise kann das Filtern des nicht-linearen Signals mit beiden Impedanzen mit nur einer Kopie des Ausgangsnetzwerks ausgeführt werden. Der Nachteil ist, dass die Last (über die die Spannung erzielt wird) in diesem Fall das Modell des parasitischen Elements des Transistors ist. Die Last beim Verwenden von z₂₁ (und z₂₂) ist ein Modell der Antennennetzwerkimpedanz parallel zu dem Modell der Ausgangsparasiten des Transistors des Hilfsverstärkers 12. Die Antennenimpedanz ist besser bekannt, spreizt sich nicht viel zwischen den Verstärkern auf und weist eine besser geeignete Stärke als die Parasiten auf. Kleinsignalverstärker mit geeigneter Eingangsimpedanz sind daher leicht zu finden, die mit Reaktanzen bzw. Spulen komplementär ergänzt werden können, um ein Modell der Antennennetzwerkimpedanz auszubilden.
Für eine Implementierung unter Verwendung von ausschließlich RF/Mikrowellentechniken kann der einfache Doherty-Verstärker durch Benutzung der Ideen aus den vorhergehenden Abschnitten sub-optimal implementiert werden. Die Sub-Optimalität rührt her von der Neuanordnung der Gleichungen, um die inversen Filter überflüssig zu machen, und es wird gezeigt, dass diese die Effizienz in Bezug auf den oben hergeleiteten, optimalen Betrieb nicht signifikant verschlechtert sind. Die Aufhebung der Verzerrung an dem Ausgang ist immer noch vollständig. Die nicht-lineare Funktion kann durch einen Verstärker der Klasse C, dessen Vorspannung für einen bestimmten Übergangspunkt eingestellt worden ist, erzeugt werden (und dies wird in diesem Beispiel angenommen).
Das inverse Filter zu z₂₁ wird durch den kreuzgekoppelten Pfad weggenommen, und stattdessen wird dieses Filter selbst in den Pfad zu dem Hilfsverstärker 12 eingefügt. Die Verstärkung und die Phase des Filters werden durch ihre Werte auf der Mittenfrequenz ersetzt. Das Inverse des zusammengefassten Filters z₁₂ – z₂₂ * z₂₁ ^–1 * z₁₁ in dem direkten und kreuzgekoppelten Pfad wird ebenfalls durch seine Verstärkung und Phasenwerte auf der Mittenfrequenz ersetzt, genauso wie dies für das Filtern mit dem Inversen zu z₁₁ in dem linearen Pfad zu dem Hauptverstärker 10 geschieht. Was übrig bleibt ist lediglich das für eine perfekte Aufhebung der Verzerrung an dem Ausgang grundlegende Filtern plus die kompensierenden Verstärkungen für die Maximalisierung der Effizienz unter diesen (sub-optimalen) Bedingungen.
Das vereinfachte Schema eines derartigen Schaltkreises wird in 12 gezeigt. Wenn die nicht-lineare Funktion des RF Signals, f2(x) durch einen Verstärker der Klasse C erzeugt wird, kann es auch durch Treiben von Verstärkern G1 und G2 in einem Modus der Klasse C erzeugt werden. Die Signalniveaus in den Kompensationsnetzwerken sind niedrig angedacht, um den Leistungsverbrauch zu minimalisieren. Die Verstärkung auf höhere Spannungen wird vorzugsweise in Vorverstärkern zu dem Hauptverstärker 10 und in dem Hilfsverstärker 12 ausgeführt.
Die Antennennetzwerkimpedanz ist in diesem Fall durch einen 50 Ohm Widerstand mit einem parallelen, auf die Mittenfrequenz abgestimmten Resonator modelliert. Die Verstärker G1 und G2 sind (identische) gesteuerte Stromerzeugern. Die Eingangsimpedanz von (identischen) Verstärkern G3 und G4 zusammen mit geeigneten zusätzlichen Reaktanzen bzw. Spulen emulieren die Antennennetzwerkimpedanz Z_ANT, und mögliche Parasiten an den Ausgängen von G1 und G2 werden in den entsprechenden Z_p2 und Z_p1 mit eingeschlossen. Der Verstärker G0 stellt eine angepasste Verstärkung, Verzögerung und Phase für den linearen Teil an den Hauptverstärker 10 bereit. Die Leistungsverstärker enthalten die notwendigen Eingangsanpassungsnetzwerke und Vorverstärker.
Wenn alle Verstärkungen optimal eingestellt sind und das Ausgangsnetzwerk, die Parasiten und die Antennennetzwerkimpedanz richtig durch ihre eingangsseitigen Modelle emuliert werden, dann wird die Leistungsfähigkeit nahezu optimal. Die Spannungsstärken an dem Hauptverstärker 10 und dem Hilfsverstärker 12 für die beschriebene Situation sind in 13 veranschaulicht. Diese Kurven sind unter den gleichen Bedingungen und mit denselben Bandbreiten, wie dem in 7 gezeigten vollständig optimalisierten Fall erhalten worden. Der Spannungsüberschwingung und die Unterschwingung an dem Hauptverstärker 10 (die Breite des flachen Teils der Kurve) ist für den nicht-optimalen Fall nur geringfügig höher, was bedeutet, dass die Effizienz nur geringfügig verschlechtert ist. Eine erhöhte Frequenzabhängigkeit des Ausgangssignals (Spannung an dem Hilfsverstärker 12) wird als eine Verbreiterung der Spannungsspur sichtbar, obwohl der Amplitudenteil davon in einem spektralen Plot bzw. in einer spektralen Darstellung kaum bemerkbar ist.
In der Praxis wird die Leistungsfähigkeit der beschriebenen Verfahren davon abhängen, wie gut die Kennlinien des Doherty-Ausgangsnetzwerks bekannt sind. Das Messen von Durchgangsimpedanzen in dem Ausgangsnetzwerk ist häufig schwierig direkt auszuführen, weil die (RF) Spannungsmessfühler und der Strominjektor stets Parasiten aufweisen, die berücksichtigt werden müssen. Indirekt können Impedanzparameter (Z Parameter) durch Messungen mit sich fortbewegenden Wellen (S Parameter) extrahiert werden. Es kann auch eine Kombination von verschiedenen Parametern, die leicht zu messen sind, gewählt werden. Die erforderlichen Filter oder emulierenden Netzwerke können dann unter Benutzung von extrahierten Impedanzen und Durchgangsimpedanzen entworfen werden.
Es ist schwierig, die genauen Werte der Durchgangsimpedanzen und Impedanzen zu erhalten, und dies ist in vielen Fällen ihrerseits nicht wichtig. Dass man die richtigen Quotienten der zwei Frequenzantworten und die richtigen Verstärkungen und Phasen in den zwei Pfaden des gemeinsamen Ausgangs hat, sind die wichtigsten Ziele zum Erreichen der Kompensation der Verzerrung am Ausgang. In der gleichen Art und Weise ist die Anpassung der Verstärkung und der Phase des linearen Teils an die kombinierten, nicht-linearen Teile das wichtigste Kriterium, wenn man auf Flachheit bzw. Glattheit oberhalb des Übergangspunkts optimalisiert. Unter der Annahme, dass die Last- und Viertelwellen-Leitungsimpedanzen korrekt sind, dann können die Amplituden des Bereichs mit der flachen Spannung und die Ausgangsspannungen dann durch eine gemeinsame Verstärkungseinstellung auf Maximalwerte eingestellt werden.
Wenn man die Philosophie des vorhergehenden Abschnitts benutzt, kann ein Beschneidungsschema (Englisch: Trimming Scheme) entworfen werden. Durch Einspeisen eines Signals an verschiedenen Punkten in dem Schaltkreis und Beschneiden (Englisch: Trimming), bis eine Aufhebung oder eine andere messbare Bedingung eintritt, kann der Schaltkreis im Hinblick auf Linearität und Effizienz optimalisiert werden. Die Aufhebung der Verzerrung in dem Ausgang kann zuerst bearbeitet werden, indem ein Breitbandtestsignal für f2(x) substituiert wird. Um dies unter realistischen Betriebsbedingungen auszuführen, kann der Hauptverstärker gleichzeitig durch ein anderes Signal (das in dem Ausgangssignal leicht unterscheidbar ist) angeregt werden. Damit können die Filter, Verstärkungen und Phasen der beiden Aufhebungspfade zu dem Ausgang beschnitten bzw. getrimmt werden, weil sie mit dem gleichen Signal versorgt werden.
Die Verstärkung des linearen Pfads zu dem Hauptverstärker 10 kann (an mehreren Frequenzen zum Sicherstellen der Flachheit der Amplitude) eingestellt werden, indem der Startpunkt der Kompression in dem Ausgang für einen Hauptverstärker beobachtet wird. Die Kompression sollte bei einer Leistung entsprechend dem Übergangspunkt auftreten, wenn f2(x) deaktiviert ist.
Das letzte Kriterium, die optimale Unterdrückung des Spannungsanstiegs an dem Hauptverstärker 10 oberhalb des Übergangspunkts, erfordert eine Phasen- und Verstärkungsanpassung des linearen Teils mit dem zusammengefassten, nicht-linearen Teil an diesem Knoten. Ein Weg, um dies auszuführen, besteht darin, das spektrale Wiederanwachsen zu beobachten, möglicherweise mit einem einfachen Zweiton-Test, und dann Einzustellen, bis dieses minimalisiert ist. Andere Möglichkeiten können darin bestehen, die Phase zunächst durch Kompensation in den zwei Pfaden zu dem Ausgang einzustellen und die Verstärkungen später einzustellen, mit dem Wissen, dass die Phase richtig ist. Jeder weg, die Phasenanpassung oder die elektrische Weglängendifferenz, sollten bereits vor der Einstellung ausreichend korrekt sein (innerhalb eines Bruchteils einer Wellenlänge), um lokale Minima an Positionen von mehreren Weglängen entfernt von der richtigen zu vermeiden. Es kann auch ein Verfahren eingesetzt werden zum Trimmen bzw. Beschneiden während des Beobachtens des spektralen Wiederanwachsens unter Verwendung eines realistischen (breitbandigen, Mehrfach-Träger-) Signals, während gleichzeitig die Leistungseffizienz des Verstärkers verfolgt wird.
Das Überprüfen der Spannung an dem Hauptverstärker auf seine Flachheit bzw. Glattheit oberhalb des Übergangspunktes, anstelle des bloßen Beobachtens der Effizienz, kann ebenfalls dazu beitragen, die maximale Effizienz zu erzielen. Der Messfühler muss eine hohe Impedanz aufweisen, um das Anwachsen der Verluste zu vermeiden oder die Bedingungen im dem Schaltkreis anderweitig nachteilig zu beeinflussen. Abgesehen davon kann die Impedanz des Messfühlers in den Kompensationen der Verzerrungsaufhebung und der Anhebung der Effizienz eingebaut werden.
Viele Parameter in dem Ausgangsnetzwerk und den Verstärkern verändern sich langsam aufgrund von Alterung, Temperaturvariationen und anderen Veränderungen der Umwelt. Dies bedeutet, dass die Aufhebung der Verzerrung und die Effizienz des Verstärkers sich von seinem anfänglichen Niveau verschlechtern können. Um mit diesem Problem umzugehen können die Filter und die Verstärkungen in dem Kompensationsnetzwerk und der lineare Pfad so ausgeführt werden, dass sie in Echtzeit auf die Variationen der Parameter reagieren.
Die in den vorhergehenden Abschnitten beschriebenen Einstellungen können automatisiert werden, indem der Ausgang und möglicherweise die Spannung an dem Hauptverstärker 10 überwacht werden und diese mit den eingegebenen Signalen an verschiedenen Punkten in dem Netzwerk in Beziehung gesetzt werden. Die gemessenen Werte können dann zum Verändern der Parameter des Eingabenetzwerks verwendet werden. Eine Alternative besteht darin, spezielle, nur für Messungen verwendete Signale (Pilotsignale) einzufügen. Ein Pilotsignal, das zum Einstellen der Aufhebung verwendet wird, wird sich in dem Ausgang selbst aufheben, wenn das Eingangsnetzwerk richtig eingestellt ist.
Eine vollständig digitale Implementierung der Aufhebung der Verzerrung und Techniken zur Anhebung der Effizienz wird Vorteile gegenüber einer analogen Implementierung aufweisen, weil die Filter für ausführliche bzw. detaillierte Einstellungen leichter zugänglich werden. Eine analoge Implementierung beruht auf den Einstellungen der Schaltkreiselemente, jedoch ist es schwierig, den Schaltkreis selbst während des Betriebs zu verändern.
Durchgehend ist in diesem Text die Annahme verwendet worden, dass Sättigung etwas zu vermeidendes ist und dass das Doherty-Verfahren mit zusätzlichen Tricks verwendet werden sollte, um sicherzustellen, dass die Transistoren außerhalb der Sättigung gehalten werden, wobei die Effizienz maximalisiert und die Verzerrung minimalisiert wird. Der Hauptgrund hierfür ist jedoch, dass die Sättigung der Niedrigleistungsverstärker, insbesondere des Hauptverstärkers 10, andernfalls direkt in den Leistungsniveaus auftreten würde, wo ein Mehrfachträgersignal statistisch gesehen mehr von seiner Zeit verbringt. Die Verzerrung in dem Ausgang aufgrund einer Nicht-Linearität in diesem Bereich ist daher sehr groß. Standardmäßige Leistungsverstärker werden normalerweise an der Oberseite ihres Ausgangsleistungsbereichs in die Sättigung getrieben, um zusätzliche Ausgangsleistung und vergrößerte Mittelwerteffizienz zu erzielen. Die hiervon herrührende Verzerrung ist für einen Verstärker, der von einem Mehrfachträgersignal betrieben wird, ziemlich niedrig weil die Wahrscheinlichkeitsdichte in Richtung auf das obere Ende der (quasi-) Rayleigh Verteilung der Amplitudenniveaus exponentiell abnimmt. Ähnliche Verfahren können für die verbesserten Doherty-Verstärker verwendet werden, indem der nicht-lineare Strom verändert wird, um einen ähnlichen Spannungsanstieg an allen Verstärkern oberhalb der Kompression zu erzielen. Dies wird teilweise auf sich selbst achten, wenn der Hilfsverstärker 12 in die Sättigung geht, so dass eine Modifizierung nicht notwendig sein bräuchte. Der abgegebene Strom wird dann verringert werden, mit einem Spannungsanstieg auch an dem Hauptverstärker 10 als ein Ergebnis. Einige extra bzw. zusätzliche Leistung, bessere Mittelwerteffizienz und eine nur wenig schlechtere Verzerrung werden das Ergebnis sein. Der Übergangspunkt kann selbstverständlich ebenfalls entsprechend verändert werden, um den vollen Vorteil aus dieser Lösung zu ziehen. Unterhalb dieses Komprimierungsbereichs wird alles immer noch linear und nicht-gesättigt sein.
Weil Sättigung ein etwas vage definierter Zustand ist, wobei ein Übergangsbereich, in dem der Leistungsverstärker weder eine reine Stromquelle noch eine kaum begrenzbare Spannungsquelle ist, können Lösungen gefunden werden, bei denen ein Leistungsverstärker geringfügig oberhalb des "flachen" Spannungsbereichs gesättigt gehalten wird. Die in der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen Verfahren können benutzt werden, um diesen Grad der Sättigung sehr genau zu steuern, so dass die Effizienz über das eines streng nicht- gesättigten Verstärkers hinaus erhöht wird, jedoch wächst die Verzerrung nicht über einen gesetzten Grenzwert.
Die vorgeschlagene Lösung schließt die Verwendung von zusätzlichen Linearisierungstechnikern nicht aus. Nachdem die Effizienz optimalisiert worden ist und die schwierige frequenzabhängige Entzerrung und andere Doherty-spezifische Störprodukte im großen Bereich von dem Kompensationsverfahren verringert worden sind, können die residualen bzw. verbleibenden Verzerrungen, die aus gerätespezifischen Nicht-Linearitäten herrühren, angesprochen werden. Zwei bekannte Verfahren zur Verringerung der Störung in Breitband RF- und Mikrowellen-Verstärkern sind die Regelung mit Störgrößenaufschaltung (Englisch: Feedforward Method) und Vorentzerrungsverfahren. Wie in dem Abschnitt "Hintergrund" angedeutet wird die verringerte, frequenzabhängige und Entzerrung in großem Umfang die Erfordernisse für zusätzliche Linearisierungstechniken erleichtern.
Eine Alternative zu Linearisierungsschleifen um den gesamten Verstärker herum besteht darin, den Ausgangsstrom für jeden Transistor (Leistungsverstärker) zu linearisieren. Dies weist den zusätzlichen Vorteil auf, dass die Leistungsfähigkeit der Entzerrungsaufhebung der oben beschriebenen Verfahren komplexer sein kann, weil die Nicht-Linearitäten des Stromgenerators (Transistors) andernfalls Störungsprodukte auf die Spannungen hinzufügen würden, die sich idealerweise am Ausgang kompensieren sollten. Weil diese Verzerrungen im allgemeinen in ihrer Form nicht gleich sind, obwohl sie in ihrer Größe ähnlich sein können, wird der verbleibende Teil, der nicht vollständig kompensiert sein kann, auf die Aufhebung der Doherty-spezifischen Verzerrung eine Begrenzung setzen.
Traditionell sind Doherty-Verstärker dafür bekannt, dass sie eine Linearität ("umgekehrt proportional zu ihrer Effizienz" [7]) aufweisen. Die in diesem Dokument vorgestellten Verfahren entfernen diesen Kompromiss, weil sie gleichzeitig die Linearität und Effizienz von Doherty-Verstärkern optimalisieren können. Darüber hinaus können sie dies über eine sehr breite Bandbreite mit beibehaltener Leistungsfähigkeit ausführen. Die Lösung ist für alle Typen von Doherty-Verstärkern und für viele Typen von Nicht-Idealzuständen wirksam, sowohl von denen, die von schmalbandigen Annäherungen abhängig sind als auch von denjenigen aufgrund linearer Parasiten.
Die Möglichkeit der breiteren relativen Bandbreite und höherer Effizienz ermöglicht den Einsatz der (modifizierten) Doherty-Verstärker in bisher nicht zugänglichen Gebieten. Beispielsweise ermöglicht es die breitere relative Bandbreite, die Doherty-Technik für Radio- bzw. Funksystemen auf niedrigen Frequenzen zu verwenden oder Verstärker mit hoher Effizienz für die gesamte Systembandbreite bereitzustellen, statt kleinerer Einheiten oder einzelner Kanäle. Selbst wenn tatsächlich ein schmalerer Bereich der Bandbreite verwendet wird, ermöglicht das Verfahren das Ausführen eines vereinheitlichten Verstärkers mit flexibler Anordnung der verwendeten Bandbreiten oder Kanäle innerhalb einer viel größeren Bandbreite. Dies impliziert niedrige Herstellungskosten, weil weniger Varianten hergestellt werden müssen.
Viele verschiedene Implementierungen sind möglich. Digitale oder analoge Signalverarbeitung kann eingesetzt werden, und die Verarbeitung kann mit einer Vielzahl von Techniken ausgeführt werden, im Basisband, auf Zwischen- oder endgültigen (Funk, Englisch: RF) Frequenzen. Beliebige Kombinationen aus diesen können verwendet werden, wobei die Erfordernisse für eine Funktion mit einem geeigneten Weg zum Implementieren desselben angepasst werden. Die Lösung kann statistisch eingesetzt werden, zum Zeitpunkt der Herstellung optimalisiert werden, oder zu bestimmten Zeiten während der Wartung, oder dynamisch adaptiv für kontinuierliches Optimalisieren der Linearität und Effizienz des Verstärkers.
In der obigen Beschreibung ist angenommen worden, dass ein kreuzgekoppeltes Signal, das das nicht-lineare Verhalten des Ausgangsstroms des Hilfsverstärkers emuliert von dem Eingangssignal in den Hauptverstärker 10 subtrahiert wird. Die Kreuz-Kopplung ist jedoch tatsächlich nicht streng notwendig, wie im Folgenden mit Verweis auf die 14–17 gezeigt wird. Der gleiche Effekt kann auf Wegen erreicht werden.
14 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform ist äquivalent zu der Ausführungsform der 5. Der Unterschied ist, dass die nicht-lineare Funktion 18 in dem oberen Eingabezweig zu dem Hauptverstärker 10 dupliziert worden ist. Die Filter sind die gleichen wie in 5.
15 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform ist eine vereinfachte Version der Ausführungsform der 14. In dieser Ausführungsform wird das Filtern nur in dem oberen Eingabezweig zu dem Hauptverstärker 10 ausgeführt. Des Weiteren sind die Filter proportional zu:
Filter 22: z₂₂ * z₂₁ ^–1
Filter 26: z₁₁ ^–1
16 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. In dieser Ausführungsform gibt es verschiedene nicht-lineare Funktionen in dem oberen und unteren Zweig. Die obere nicht-lineare Funktion f1(x) im Block 38 weist zwei konstante Steigungen auf, eine erste Steigung von gleich 1 bis hinauf zu dem Übergangspunkt, und eine zweite, verringerte Steigung, die der Nicht-Linearität in dem unteren Zweig entgegenwirkt. Ein Entzerrungsaufhebungsfilter 40 ist nur in dem unteren Zweig bereitgestellt. Dieses Filter ist proportional zu: z21 * z22 –1
17 ist ein vereinfachtes Blockschaubild einer anderen beispielhaften Ausführungsform des zusammengefassten Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform, die eine weiter ausgearbeitete Version der Ausführungsform in 16 ist, weist ein Filter 42 in dem oberen Zweig und ein Filter 44 in dem unteren Zweig auf. Die Filter sind proportional zu:
Filter 44: z₂₁ * z₂₁ ^–1 * z₁₁ ^–1
Filter 42: z₁₁ ^–1
Es wird von dem Fachmann in diesem technischen Gebiet verstanden, dass vielfältige Modifizierungen und Veränderungen an der vorliegenden Erfindung ausgeführt werden können, ohne von deren Schutzumfang abzuweichen, der durch die beigefügten Patentansprüche definiert ist.
Literaturverweise

[1] F.H. Raab, "Efficiency of Doherty-RF Power Amplifier Systems", IEEE Trans. Broadcasting, Vol. BC-33, Nr. 3, Seiten 77–83, September 1987.
[2] US Patent Nr. 5,420,541 (D.M. Upton et al.).
[3] US Patent Nr. 5,568,086 (J.J. Schuss et al.).
[4] US Patent Nr. 5,786,727 (B. E. Sigmon).
[5] US Patent Nr. 5,025,225 (Tajima et al.).
[6] D. M. Upton et al., "A New Circuit Topology to Realize High Efficiency, High Linearity and High Power Microwave Amplifiers", IEEE Proc. RAWCON'98.
[7] WO 97/20385 (J. F. Long).

Claims

Ein zusammengefasster Verstärker umfassend: einen Leistungshauptverstärker (10) und einen Leistungshilfsverstärker (12), die über ein Doherty-Ausgabenetzwerk (16) mit einer Last verbunden sind; und Mittel (18, 22, 24) zum Emulieren und Kompensieren des nicht-linearen Verhaltens des Ausgangsstroms des Leistungshilfsverstärkers in dem Eingangssignal für den Hauptverstärker.
Der zusammengefasste Verstärker nach Anspruch 1, umfassend Mittel zum Entzerren bzw. Ausgleichen der Frequenzantwort des zusammengefassten Verstärkers.
Der zusammengefasste Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, umfassend Mittel zum Kreuzkoppeln und Subtrahieren einer gefilterten Version des Eingangssignals für den Hilfsverstärker von dem Eingangssignal des Hauptverstärkers.
Der zusammengefasste Verstärker nach Anspruch 3, umfassend ein Kreuzkopplungsfilter, das die Impedanz des Hilfsverstärkers emuliert und die Durchgangsimpedanz bzw. Transimpedanz zwischen dem Haupt- und dem Hilfsverstärker kompensiert.
Der zusammengefasste Verstärker nach Anspruch 3, umfassend ein Kreuzkopplungsfilter, das die Transimpedanz von dem Hilfsverstärker zu dem Ausgangsknoten emuliert und die Transimpedanz von dem Hauptverstärker zu dem Ausgangsknoten kompensiert.
Der Kompositverstärker nach Anspruch 4 oder 5, umfassend eingabeseitige Filter zum Entzerren der Frequenzantwort des Haupt- und des Hilfsverstärkers.
Eine Übertragungsvorrichtung umfassend: einen zusammengefassten Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6.