DE2748077A1

DE2748077A1 - Verzerrungskompensationsschaltung

Info

Publication number: DE2748077A1
Application number: DE19772748077
Authority: DE
Inventors: John Robinson Donnell; George Ludwig Heiter; Hotze Miedema
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-10-29
Filing date: 1977-10-27
Publication date: 1978-05-11
Also published as: BE860103A; FR2369755B1; JPS5356948A; SE7711733L; AU3001977A; US4109212A; FR2369755A1; DE2748077C3; NL7711689A; ES463649A1; DE2748077B2; IL53203A

Description

Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Verzerrungskompensationsschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Vorverzerrungs- und Nachverzerrungsmethoden zum Auslöschen der Verzerrung, die durch nichtlineare Ubertragungseigenschaften aktiver Vorrichtungen, wie Verstärker, eingebracht werden, sind bekannt. Bei einer typischen bekannten Anordnung, wie sie beispielsweise in der US-PS 3 383 618 beschrieben ist, wird eine nichtlineare Vorrichtung in einer Kompensationsschaltung durch einen Teil des Ausgangssignals eines Verstärkers betrieben. Die nichtlineare Vorrichtung erzeugt ein zusammengesetztes Signal, das eine Gruppe von Verzerrungskomponenten enthält, die einen Bereich von Verzerrungen mehrerer Ordnungen überdecken. Alle diese Verzerrungskomponenten gelangen durch zwei Steuervorrichtungen, eine für die Phase und die andere für die Amplitude, bevor sie mit dem Ausgangssignal des Verstärkers gekoppelt werden, um eine Verringerung der Gesamtsignalverzerrung durch eine komplementäre Auslöschung zu erzeugen. Bei der erwähnten und anderen ähnlichen Anordnungen ist es erforderlich, die Phase und Amplitude aller Verzerrungskomponenten wie ein ein-

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ziges zusammengesetztes Signal einzustellen, um die Verzerrung dritter Ordnung auszuschalten und dadurch eine Gesamtverringerung der Signalverzerrung zu erhalten.

Immer wenn die Signalbandbreite klein ist im Vergleich zur Mittenfreguenz, fallen die geradzahligen Ordnungen der nichtlinearen Verzerrung auf den Bereich außerhalb des Signalbandes, und nur bestimmte ungeradzahlige Ordnungen der Verzerrung fallen ins Signalband. Von diesen ungeradzahligen Ordnungen der Verzerrung ist die dritte Ordnung in der Regel die stärkste und problematischste. Die höheren Ordnungen der Verzerrung, d. h. Ordnungen größer als drei, die im Ausgangssignal eines unkompensierten Bandpaßverstärkers vorhanden sind, sind gewöhnlich gering. Die Verzerrungskomponenten höherer ungeradzahliger Ordnung, die im Ausgangssignal der nichtlinearen Vorrichtung vorhanden sind, die zum Kompensieren des Verstärkers verwendet wird, weisen eine andere Phase und Amplitude auf als die höheren Verzerrungsordnungen im Ausgangssignal des Verstärkers. Diese Unterschiede beruhen auf unvermeidlichen kleinen Abweichungen zwischen den Eigenschaften der kompensierenden nichtlinearen Vorrichtung und des Verstärkers. Wenn diese beiden Ausgangssignale vereinigt werden, kann deshalb zwar die Verzerrung dritter Ordnung verringert werden, aber diehöheren Ordnungen der Verzerrung werden typischerweise verstärkt. Dieser nachteilige Kompromiß macht viele bekannte Verzerrungskom-

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pensationsmethoden für zahlreiche Anwendungen unwirksam. Sol che Kompensationsmethoden sind besonders unangemessen für eine Verwendung in Analogübertragungsanlagen, die in Hintereinanderschaltung zahlreiche Streckenverstärker im übertragungsweg benutzen.

Um das oben erläuterte Problem zu überwinden, wurde die in der US-PS 3 825 84 3 beschriebene Verzerrungskompensationsschaltung entwickelt. In dieser Schaltung wird die Verzerrung dritter Ordnung in einem Signalweg im wesentlichen ausgeschaltet, ohne eine nachteilige Vergrößerung der Verzerrung höherer Ordnungen. Ein Teil des Signals im Signalweg wird extrahiert und einem Quadrierer und einem Multiplizierer zugeführt, die zusammen eine Kompensationsschaltung bilden. Der Quadrierer wirkt so auf sein Eingangssignal ein, daß er ein Ausgangssignal zweiter Ordnung erzeugt. Im Multiplizierer werden das Ausgangssignal zweiter Ordnung und das diesem zugeführte andere Eingangssig nal miteinander multipliziert, um ein Ausgangssignal dritter Ordnung zu erzeugen. Die Phase und Amplitude des Signals drit ter Ordnung werden eingestellt, um ein Kompensationssignal zu erzeugen. Dieses Kompensationssignal wird dann auf den Signal weg gekoppelt, so daß die im Signalweg erzeugte Verzerrung dritter Ordnung im wesentlichen durch eine komplementäre Auslöschung ausgeschaltet wird.

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Obwohl die in der genannten US-PS 3 825 843 beschriebene Schaltung beim Ausschalten von Verzerrung dritter Ordnung erfolgreich war, erzeugt die Wechselwirkung zwischen dieser Schaltung und der nichtlinearen Schaltung, die linearisiert werden soll, Verzerrung höherer Ordnungen, die ursprünglich nicht im Ausgangssignal vorhanden sind. Diese Verzerrungskomponenten höherer Ordnung weisen jedoch eine relativ niedrige Amplitude auf, wenn der Ausgangssignalpegel beträchtlich unterhalb der Sättigung liegt, und stellen bei den meisten Anwendungen kein Problem dar. Der Pegel dieser Komponenten höherer Ordnung wird jedoch rasch mit zunehmenden Signalpegeln größer, und die Neigung zu noch höhereren Ausgangspegeln kann den Punkt erreichen, an welchem diese Verzerrungskomponenten höherer Ordnung nicht länger ohne weiteres ignoriert werden können.

Wenn jedoch die in der US-PS 3 825 843 gezeigte Verzerrungskompensationsschaltung so modifiziert wird, daß sie nicht in Vorwärtskopplung sondern in Rückwärtskopplung arbeitet, werden die Verzerrungsanteile dritter Ordnung wie zuvor ausgeschaltet, ohne jedoch zusätzliche Verzerrungsanteile höherer Ordnung zu erzeugen.

Unglücklicherweise hat selbst diese Methode ihre Nachteile. Genauer gesagt ist die Herstellung der Schaltung relativ teuer, und zwar aufgrund der Kosten für das Kubierglied (zur Bildung der dritten Potenz)' den Phasenauf löser, den Verstärker und so

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weiter_; und die anfängliche Einstellung der Vorrichtung ist recht kompliziert, und zwar aufgrund der Notwendigkeit, die Verzögerung der getrennten Schaltungszweige einzustellen.

Der Artikel "Roseau lineariseur pour tube ä onde progressive" (Linearisierungssystem für Wanderfeldröhren) von C. Bremenson und P. Jaubert, Revue Technique Thompson CSF, Band 6, Nr. 2, Juni 1974, Seiten 529 bis 548, beschreibt eine Komplementärvarzerrungsschaltung, bei der eine Varistoranordnung als nichtlineares Element in einer Brückenschaltung verwendet wird. Gemäß Fig. 9 dieses Artikels umfaßt die Komplementärverzerrungsschaltung, die für einen Betrieb bei 6 GHz ausgelegt ist, einen 3 db-9O °-Hybdridkoppler, einen 3 db-180°-Hybridkoppler und eine nichtlineare Varistorschaltung im unteren Zweig. Diese Anordnung soll die Ausgangsleistung einer Wanderfeldröhre (auch Wanderwellenröhre genannt) maximal machen, vorausgesetzt, daß der Pegel der Intermodulationsprodukte wenigstens 25 db unterhalb des Pegels der Grundsignale des Wanderfeldröhrenausgangssignals liegt.

Unglücklicherweise löst diese Anordnung nicht das Problem, das vorliegend aufs Korn genommen ist, nämlich den Pegel der Intermodulationsprodukte bei einem Wanderfeldröhrenausgangssignal um 25 db zu reduzieren, ein viel schwierigeres Erfordernis, und ein Erfordernis, das nur gelöst werden kann, wenn die Wir-

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kungen von Verstärkungskompression/Expansion und kapazitiver/ induktiver AM/PM-Umwandlung gleichzeitig in Betracht gezogen werden.

Die Lösung dieses Problems ist im Anspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform mit Varaktor-Phasenmodulatoren, wobei ein 3 db-90°-Eingangskoppler und ein 3 db-18O°- Ausgangskoppler benutzt werden;

Fig. 2 eine Reihe von Vektordiagrammen zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltung;

Fig. 3 eine schematische Darstellung einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform, bei der eine veränderliche Vorspannung für die Varaktor-Phasenmodulatoren benutzt wird;

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer anderen Form von Varaktor-Phasenmodulator zur Verwendung in der in den Fig. 1 und 3 gezeigten Schaltung;

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Fig. 5 eine schematische Darstellung einer dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform, bei der ein Varistor-Expander und ein Varistor-Kompressor im oberen bzw. un- : teren Schaltungszweig benutzt werden; und

Fig. 6 eine schematische Darstellung einer vierten erfindungsgemäßen Ausführungsform, die eine Hybridanordnung der in den Fig. 1 und 5 gezeigten Ausführungsformen aufweist.

Kurz gesagt wird eine Verzerrungskompensationsschaltung beschrieben, mit einer Einrichtung zum Aufteilen eines Signalweges in zwei Komponenten gleicher Amplitude jedoch unterschiedlicher Phase in Kombination mit einem ersten nichtlinearen Phasenmodulator zum Einbringen einer Phasenverschiebung in eine der Komponenten, wobei die Phasenverschiebung proportional zur augenblicklichen Signalleistung der Komponente ist, und mit einem zweiten nichtlinearen Phasenmodulator zum Einbringen einer Phasenverschiebung in die andere Komponente, wobei die Phasenverschiebung proportional zur augenblicklichen Signalleistung in der Komponente ist, und mit einer Vorrichtung, die mit dem Ausgang des ersten und des zweiten Phasenmodulators verbunden ist, zur Wiedervereinigung der phasenverschobenen Komponenten.

Fig. 1 zeigt eine beispielhafte Komplementärverzerrungsschaltung gemäß Erfindung. Bei dieser Ausführungsform werden als nichtlineare Elemente Varaktoren verwendet. Wie erläutert werden wird, können jedoch auch andere nichtlineare Elemente be-

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nutzt werden. Die zugehörigen Vektordiagramme für diese Schaltung sind in Fig. 2 gezeigt. Für diese Diagramme ist die Verwendung eines Signals mit einer einzigen Frequenz angenommen. Weiterhin wird angenommen, daß die einzige interessierende Verzerrung die im Signalband liegende Verzerrung dritter Ordnung ist.

Die Komplementärverzerrungsschaltung 10 in Fig. 1 umfaßt einen 3 db-90°-Koppler 11 und entweder einen 3 db-90°-Koppler oder einen 3 db-180°-Koppler 12, die dem Eingang bzw. Ausgang der Verzerrungsschaltung 10 zugeordnet sind. Ein Paar Phasenmodulatoren 13 und 14 sind je zwischen die Tore der Koppler 11 und 12 geschaltet. Mechanisch gekoppelte, einstellbare Dämpfungsglieder A1, A2 und A3, A4 sind in die Eingangs- und Ausgangsschaltungen der Phasenmodulatoren 13 bzw. 14 geschaltet.

Es wird nun das Vektordiagramm in Fig. 2 betrachtet. Fig. 2A repräsentiert das Ausgangssignal eines typischen Verstärkers, der mit einem Eingangssignal einer einzigen Frequenz betrieben wird. Beim NichtVorhandensein von Verzerrung würde das Ausgangssignal dieses Verstärkers durch den Vektor ÖP darzustellen sein. Die Wirkungen einer unerwünschten AM/PM-Umwandlung innerhalb des Verstärkers sind durch den Vektor PR dargestellt, und die Wirkungen unerwünschter Veiätärkungskompression sind durch den Vektor PS dargestellt. Die Vektoren PR und PS bilden zusammen

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einen Verzerrungsvektor PQ, und das resultierende verzerrte Verstärkerausgangssignal ist durch den Vektor OQ gegeben. Offensichtlich liegt die Funktion der hier beschriebenen Komplementärverzerrungsschaltung darin, ein Verzerrungsprodukt zu erzeugen, das den Vektor PQ exakt auslöscht. Diese Situation ist beispielsweise in Fig. 2D gegeben, in welcher der Vektor CF exakt gleich und entgegengesetzt dem Vektor PQ in Fig. 2A ist.

Der gewünschte auslöschende Verzerrungsvektor cF wird in der Komplementärverzerrungsschaltung in Fig. 1 folgendermaßen erzeugt. Das Eingangssignal wird vom 3 db-Koppler 11 in zwei gleiche, jedoch orthogonale Komponenten aufgeteilt. Jede dieser Komponenten gelangt durch einen nichtlinearen Phasenmodulator, der eine Phasenverschiebung induziert, die proportional zur augenblicklichen Sigi&Leistung ist. Die nichtlineare Phasenmodulation resultiert aus der Tatsache, daß der Blindwiderstand der in den Modulatoren verwendeten Varaktoren von dem Signalpegel abhängt, der ihnen zugeführt wird. In der in Fig. gezeigten Schaltung werden Reflexionen minimal gemacht, indem Varaktorenpaare verwendet werden, die einen Abstand von einer Viertelwellenlänge voneinander aufweisen. Zusätzlich mag es vorteilhaft sein, die mittlere Kapazität eines jeden Varaktors durch Verwendung einer geeigneten induktiven Anordnung wegzustimmen. Die Fig. 2B bis 2D zeigen Vektordiagramme für die

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beispielhafte Bedingung, daß es sich bei der Anordnung in Fig. 1 beim Koppler 11 um einen 3 db-90°-Koppler und beim Koppler 12 um einen 3 db-180°-Koppler handelt. Die folgende Beschreibung richtet sich auf diese beispielsweise Bedingung.

Fig. 2B zeigt das Signal, das den oberen Zweig in Fig. 1 passiert, d. h., das Signal, das den Phasenmodulator 13 passiert, wie es am Ausgang des Verstärkers erscheinen würde. Der Winkel 0. in Fig. 2B ist proportional zur augenblicklichen Signalleistung, d. h., zum Quadrat der anliegenden Signalamplitude. Somit ist der Verzerrungsvektor VW, der im Phasenmodulator 13 erzeugt wird, proportional zur dritten Potenz der Signalamplitude. Gleichermaßen wird gemäß Fig. 2C das den unteren Zweig der KomplementärVerzerrungsschaltung passierende Signal, d. h., das den Phasenmodulator 14 passierende Signal, in seiner Phase um einen Winkel 0j verschoben, der ebenfalls proportional zur augenblicklichen Signalleistung ist, was zu einem Verzerrungsvektor YZ führt. Der Ausgangskoppler 12 vereint die in den Fig. 2B und 2C gezeigten Signale in das in Fig. 2D dargestellte Signal. In Fig. 2D repräsentiert der Vektor AB das Eingangssignal des Phasenmodulators 13, und er entspricht dem Vektor UV in Fig. 2B. Gleichermaßen repräsentiert der Vektor BC das Eingangssignal des Phasenmodiiators 14, und er entspricht dem Vektor XY in Fig. 2C. Der Vektor CE ist die im Phasenmodulator 13 erzeugte Verzerrung, und er entspricht dem Vektor VW in Fig. 2B. Und der Vektor EF repräsentiert die im Modulator 14 erzeug-

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te Verzerrung und er entspricht dem Vektor YZ in Fig. 2C. Man sieht, daß der Gesamtverzerrungsvektor CF gleich und entgegengesetzt dem Verzerrungsvektor PQ ist, der innerhalb des zu entzerrenden Verstärkers erzeugt wird. Somit wird der Verzerrungsvektor PQ durch den Vektor CF ausgelöscht.

Man beachte: Obwohl beide nichtlineare Phasenmodulatoren gleiche Eingangssignale empfangen, erzeugen sie nicht den gleichen Verzerrungspegel, d. h., EF j* CE. Sowohl CE als auch EF ist proportional zur dritten Potenz der Signalamplitude, die Proportionalitätskonstanten sind jedoch verschieden. Würden die Phasenmodulatoren den gleichen Verzerrungspegel erzeugen, würde der kombinierte Verzerrungsvektor nur eine Phasenmodulation darstellen, und die Komplementärverzerrungsschaltung hätte nicht die Kapazität, die Wirkungen einer Verstärkungskompression oder -expansion auszulöschen.

Es ist nicht wesentlich, zwischen den Eingangssignalen der Phasenmodulatoren eine Phasenverschiebung von genau 90 zu haben. Es können andere Phasenunterschiede benutzt werden, solange die Eingangssignale beider Phasenmodulatoren orthogonale Komponenten aufweisen. Wie jedoch zuvor erläutert, ist ein unterschiedlicher Grad der Phasenmodulation in den beiden Zweigen der Schaltung wesentlich, wenn die Wirkungen von VerstSrkungskompression oder -expansion ausgelöscht werden sollen.

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Es können verschiedene Methoden benutzt werden, um die Amplitude und Phase der innerhalb einer jeden Komplementärverzerrungsschaltung erzeugten Verzerrung einzustellen. In Fig. 1 werden zwei Gruppen gekoppelter, einstellbarer Dämpfungsglieder A1, A2 und A3, A4 zur Einstellung des Verzerrungspegels benutzt. Sowohl die Dämpfungsglieder A1 und A2 als auch die Dämpfungsglieder A3 und A4 sind derart gekoppelt, daß die Summe ihrer Dämpfung konstant ist. Bei dieser Ausführungsform sind die linearen AusgangsSignaIe der Phasenmodulatoren unabhängig von der Dämpfungseinstellung, jedoch ändern sich die in den Phasenmodulatoren erzeugten Komponenten dritter Ordnung pro jede Änderung um 1 db in A1 oder A3 um 2 db.

Der Pegel der in den Phasenmodulatoren erzeugten Verzerrung kann auch durch Verändern der Varaktorvorspannung gesteuert werden. Dies ist in der in Fig. 3 gezeigten anderen Ausführungsform dargestellt, die im wesentlichen identisch mit der in Fig. 1 gezeigten Anordnung ist, mit der Ausnahme, daß die Dämpfungsglieder A1, A2 und A3, A4 weggelassen und durch einstellbare Vorspannungseinrichtungen 16 und 17 ersetzt sind. Bei dieser erfindungsgemäßen Ausführungsform muß Sorgfalt darauf verwendet werden, sicherzustellen, daß die durch die Komplementärverzerrungsschaltung eingeführte Phasenverschiebung nicht von der Varaktorvorspannung abhängt, da dies das lineare Ausgangssignal ebenfalls von dieser Vorspannung abhängig machen

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würde. Diese Beschränkung fordert, daß der Blindwiderstand der Varaktordioden im Vergleich zur Leitungsimpedanz groß ist, was in der Praxis unschwer zu erreichen ist.

Anstelle des in den Fig. 1 und 3 gezeigten Phasenmodulators nach Art einer varaktorbelasteten übertragungsleitung kann auch ein Reflexionsphasenmodulator benutzt werden. Die Verwendung eines Phasenmodulators dieser Art, wie er in Fig. 4 gezeigt ist, würde die Vorspannungs- und Steueranordnungen der zuvor erläuterten Schaltungen nicht ändern.

Wie zuvor erwähnt sollte der Grad der Phasenmodulation, die in den beiden Zweigen der in den Fig. 1 und 3 gezeigten Komplementärverzerrungsschaltungen erzeugt wird, nicht gleich sein, auch sollten die Signale in beiden Zweigen nicht phasengleich oder gegenphasig sein.

Dies wird offensichtlich, wenn man die in Fig. 3 gezeigte Grundkomplementärverzerrungsschaltung analysiert. Sind die in den beiden Zweigen der Schaltung eingeführten Phasenverschiebungen ^₁ und 0y, dann findet man folgende Werte für die S-Parameter der Laplace-Transformation, und zwar für die beispielhafte Bedingung, daß es sich beim Koppler 11 umeinen 3 db-9O°- Koppler und beim Koppler 12 um einen 3 db-18O -Koppler handelt.

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^₁₃ = -1/2

S₁, = 1/2 (e^1 ₊ j[e^j02])

'12

S₁₄

Dies führt zu folgenden Formeln für Betrag und Phase:

+ 1/2 W₁ + 0₂)

V ⁰I " ⁰2 sin (Ϊ- ₊ )

1/2 (0₁ + 0₂)

Bei der zuvor erläuterten Varaktoranordnung sind 0₁ und 0_ durch nichtlineare Phasenschieber eingeführt, die eine Phasenverschiebung erzeugen, die proportional zum Quadrat der Signalamplitude ist. Wenn ein Signal einer einzigen Frequenz mit der Amplitude ν dem Tor 1 zugeführt wird, kann man die Phasenverschiebungen 0₁ und 0₂ angeben als:

0₁ « «

0₂ » ß

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— 1 ο —

und wobei cc und ß feste Phasenverschiebungen repräsentieren Mit diesen nichtlinearen Phasenverschiebungen werden die S-Parameter zu

= cos [i/2 (d-ß) + ^-] + 1/2 ₁

(S₁₃) = - -J- + 1/2(« + ß) + 1/2(_ri+r_a) v^a

/2(^-β) + i-] + 1/2(_ri-r₂) v^a cos Ci/2(d-ß) + ^

(S₁₂) = -4- ⁺ 1/2(A+ ß) + 1/2(^+IT₂) v²

Der Betrag von S ist ein Maß für die Einfügungsdämpfung zwischen den Anschlüssen der Phasenmodulatoren und das Argument von S ist ein Maß für die Phasenverschiebung. Wenn das Eingangs signal am Tor 1 zugeführt wird, findet man für das Ausgangssignal am Tor 3:

Ausgangs-ZEingangsspannungsverhältnis: cosj/l/2 («t-ß)+-4-J gleichphasige Verzerrung: 1/2 (r₂~r₁) v³sin [i/2 (Λ-ß)+^ 90°-Phasenverzerrung: 1/2 (r^r-Jv³

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und am Tor 2:

Ausgangs^/Eingangsspannungsverhältnls: sin [/I/2 (c(-ß) +\
gleichphasige Verzerrung: 1/2(r^-r.)v^a cosfi/2 (u-ß)+^
9O°-Phasenverzerrung: +1/2(r₁+r_)v³

Es ergibt sich, daß es ja nach Art der auszulöschenden Verzerrung nötig sein kann, entweder Ausgangstor 2 oder Ausgangstor 3 zu verwenden. Zieht man in Betracht, daß die Ausgangsspannung nicht Null sein kann, findet man, daß gleichphasige Verzerrung nur ausgelöscht werden kann, wenn (oi-B) weder 9O° noch 270° (in 360°) ist.

Das eine oder das andere Ausgangstor kann verwendet werden, um eine Verstärkungskompression oder -expansion zu korrigieren, solange die Phasenmodulationskonstanten r.. und r_ eine Differenz (T₁-r_) mit geeignetem Vorzeichen aufweisen.

Die Verwendung nichtlinearer Blindwiderstände mit Koeffizienten r₁ und r_ entgegengesetzten Vorzeichens ändert das Vorzeichen der 90°-Phasenverzerrung und macht es möglich, entweder kapazitive oder induktive 90°-Verzerrung auszulöschen.

Das Ausgangs'/Eingangsspannungsverhaltnis für beideAusgangstore hängt von der Phasendifferenz (Λ-ß) ab. Am Tor 3 nähert sich

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- 2O -

dieses Verhältnis Eins, wenn (o(-ß) ->-90° geht; am Tor 2 nähert es sich Eins, wenn (d-ß) ~-> 90 geht. An keinem der Ausgangstore kann man dieses Maximum erhalten, da dann die in der Komplemontnrverzerrungsschaltung erzeugte gleichphasige Verzerrung ausgeschaltet würde. Der wirkliche Wert von (o(-ß) sollte ein Kompromiß zwischen der Einfügungsdämpfung der Verzerrungsschaltung und deren Möglichkeit zur Erzeugung von gleichphasiger Verzerrung sein.

Durch Ändern des Verhältnisses der durch die Phasenmodulatoren eingeführton Phasenmodulation ist es möglich, den Phasenwinkel des Verzerrungsproduktes einzustellen. Dies macht es möglich, die Komplcmentärverzerrung, die in der zu entzerrenden Schaltung erzeugt worden ist, genau anzupassen. Die Fig. 2D und 2E zeigen die verschiedenen Möglichkeiten unter diesen Umständen und überdecken die Situation, in welcher der Verstärker Verstärkungskompression oder Verstärkungsexpansion einführt. Wie zuvor erläutert hängt das Vorzeichen der Phasenmodulation von der Art des verwendeten nichtlinearen Blindwiderstandes ab.

Aus Fig. 2L> kann man entnehmen, daß die in der Komplementärverzerrungsschal lunq erzeugte Verzerrung auch gebildet werden könnte, wenn anstelle von nichtlinearen Phasenmodulatoren nichtlineare Dämpfungsglieder verwendet wurden. Der Grund dafür ist,

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daß der Vektor CE phasengleich mit dem Vektor BC und der Vektor EF 180 gegenüber dem Vektor AB phasenverschoben ist. ELne auf dieser Arbeitsweise beruhende Komplementärverzerrungsschaltung ist in Fig. 5 gezeigt. Wie dort dargestellt ist, umfaßt die Komplementärverzerrungsschaltung 20 einen 3 db-90°- Koppler 21 und einen 3 db-180 -Koppler 22, wobei zwischen die Tore der Koppler 21 und 22 eine Expanderschaltung 2 3 bzw. eine Kompressorschaltung 24 geschaltet sind. Gekoppelte Dämpfungsglieder A1, A2 und A3, A4 sind den Eingängen und Ausgängen von Expander bzw. Kompressor in einer Weise zugeordnet, die der zuvor im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 3 diskutierten Weise analog ist.

Im Betrieb wird das Eingangssignal in zwei gleiche, orthogonale Komponenten getrennt. Eine dieser Komponenten gelangt durch ein als Expander 23 verwendetes nichtlineares Dämpfungsglied. Die andere Signalkomponente gelangt durch ein zweites nichtlineares Dämpfungsglied, das den Kompressor 24 aufweist. Sowohl der Expander 23 als auch der Kompressor 24 arbeiten augenblicklich und umfassen nichtlineare Widerstände oder Varistoren, die einen inkrementalen Leitwert di/dv aufweisen, der vom Quadrat der Signalamplitude abhängt. Wenn die Varistoren in der gezeigten Dämpfungsgliedanordnung verwendet werden, be wirken sie, daß eine nichtlineare Komponente dritter Ordnung etzeugt wird, die entweder einen Expansions- oder einen Kompres-

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r, ionsef fekt ergibt.

Geeignete Einstellungen sowohl des Expanders als auch des Kompressors bewirken, daß din von der KompLementarverzerrungsschnltung erzeugte Verzerrung die unerwünschte Verzerrung auslöscht. Man beachte wieder, daß die Vektoren CE und EP in Fig. 2Γ) nicht gleich sein können, wenn Verstärkungskompressions- oder -expansionseffekto innerhalb des Verstärkers korrigiert werden sollen.

Wie im Fall der in den Fig. 1 und 3 gezeigten varaktorbestückten Verzerrungsschaltungen braucht das Eingangssignal nicht notwendigerweise in orthogonal·e Komponenten aufgeteilt zu werden, solange die Komponenten, in welche es aufzuteilen ist, nicht gleichphasig sind oder einen Phasenunterschied von 180 aufweisen. Die zum Einstellen des in Fig. 5 gezeigten Verzerrungsgenerators verwendete Methode ist der in Fig. 1 verwendeten ähnlich. Genauer ausgedrückt wird die Einstellung vorgenommen, indem die beiden Gruppen gekoppelter Dämpfungsglieder A1, A2 und A3, A4 geändert werden. Wiederum sollte sie Summe der Dämpfung der Dämpfungsglieder A1 und A2 sowie die Summe der Dämpfung der Dämpfungsglieder A3 und A4 konstant gehalten werden, um einen konstanten Signalpegel aufrechtzuerhalten. Der Expander und der Kompressor, die in Fig. 5 gezeigt sind, werden typischerweise bei ZF-Frequenzen verwendet. Eine etwas unter-

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schiedliche Anordnung, beispielsweise 3 db-Koppler, bei denen Varistordioden als Reflexions- oder übertragungselemente verwendet werden, kann zur Verwendung bei Mikrowellenfrequenzen vorteilhafter sein.

Es kann auch eine Hybridversion der zuvor beschriebenen Komplementärverzerrungsschaltung aufgebaut werden. Gemäß Fig. 6 verwendet diese Hybridversion einen nichtlinearen Phasenschieber oder Phasenmodulator 31 in einem Zweig und ein nichtlineares Dämpfungsglied oder einen Kompressor 32 im anderen Zweig. Diese Anordnung macht es erforderlich, daß die Signale in beiden Zweigen gleichphasig sind. Der Ausgangskoppler vereinigt dann die modulierten, gleichphasigen Komponenten in ein Signal mit der gewünschten Amplitude und Phasenmodulation zur Korrektur der Verzerrung. Im Hinblick auf die obige Beschreibung sowohl der Varaktoren als auch der Varistoren verwendenden Komplementärverzerrungsschaltungen ist die in Fig. 6 gezeigte Hybridversion selbstverständlich und braucht nicht weitergehend beschrieben zu werden.

Varistoren, die als nichtlineare Dämpfungsglieder benutzt: werden, induzieren unvermeidlich Signalverluste, die durch eine erhöhte Verstärkung im Signalweg kompensiert werden müssen. Dieser Nachteil tritt nicht auf, wenn die Verzerrung mit Hilfe nichtlinearer Phasenschieber erzeugt wird, wie es bei der in

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Fig. 1 gezeigten Schaltung geschieht. Zudem kann man zeigen, daß ein Varaktor bei höheren Signalpegeln betrieben werden kann als eine exponentielle Varistordiode, bevor unerwünschte nichtlineare Anteile höherer Ordnung bemerkbar werden.

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Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ZWIRNER · HIRSCH 2 7 A 8 O 7 7 PATENTANWÄLTE IN MÖNCHEN UNO WIESBADEN Postschesse München: Patentconsult 8 München 60 RadcdcestraOe 43 Telefon (089)883603/883604 Telex 05-212 313 Postadresse Wiesbaden: Palenlconsult 62 Wiesbaden Sormenoerg^r Straße 43 Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Western Electric Company, Incorporated New York, N.Y., USA Donneil 1-5-8 Verzerrungskompensationsschaltung Patentansprüche

1.; Verzerrungskompensationsschaltung für einen zu Verzerrung neigenden Signalweg, mit einer Einrichtung, die das Signal auf dem Signalweg in zwei Komponenten gleicher Amplitude, jedoch unterschiedlicher Phase aufteilt, gekennzeichnet durch einen ersten nichtlinearen Phasenmodulator (13), mit dem einer der Komponenten eine Phasenverschiebung erteilt wird, die der augenblicklichen Signalleistung der Komponente proportional ist; durch einen zweiten nichtlinearen ' Phasenmodulator (14), mit dem der anderen Komponente eine Phasenverschiebung erteilt wird, die der augenblicklichen

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München: Kramer ■ Dr.Weser ■ Hirjch — Wiesbaden: Bl-irrbadi · Dr. Bergen · Z.virner

Signalleistung dieser Komponente proportional ist; und eine mit dem Ausgang des ersten und des zweiten Phasenmodulators gekoppelte Einrichtung zum Wiedervereinigen der phasenverschobenen Komponenten.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Signalkomponenten orthogonal zueinander sind.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Signalkoraponenten nicht orthogonal zueinander sind, jedoch orthogonale Komponenten umfassen.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Phasenmodulator je aufweisen:

erste und zweite gemeinsam gepolte Varaktoren, die in einem Abstand von etwa einer Viertelwellenlänge der interessierenden Frequenz angeordnet sind;

eine Einrichtung, mit der den Varaktoren eine feste Vorspannung zugeführt wird;

und erste und zweite gekoppelte Signaldämpfungsglieder, die je dem Eingang bzw. Ausgang des Phasenmodulators zugeordnet sind.

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5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweiten Phasenmodulator je aufweisen:

erste und zweitegemeinsam gepolte Varaktoren, die in einem Abstand von etwa einer Viertelwellenlänge bei der interessierenden Frequenz angeordnet sind;

und eine Einrichtung zum Anlegen einer veränderlichen Vorspannung an die Varaktoren zu dem Zweck, den darin erzeugton Verzerrungsgrad zu variieren, wobei der Blindwiderstand der Varaktoren im Vergleich zur Leitungsimpedanz hoch ist.

6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daB der erste und der zweite Phasenmodulator je aufweisen:

einen Reflexionsphasenmodulator mit einem Paar nichtlinearer Blindwiderstandsvorrichtungen, die mit den Toren eines Kopplungsnetzwerks verbunden sind.

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