DE2147167C2

DE2147167C2 - Verstärkerschaltung und Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer Kennlinie

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Publication number: DE2147167C2
Application number: DE2147167A
Authority: DE
Inventors: Arthur F. Rockville Maryland Standing
Original assignee: Comsat Corp
Current assignee: Comsat Corp
Priority date: 1970-09-23
Filing date: 1971-09-22
Publication date: 1982-11-11
Also published as: FR2108453A5; JPS5568813U; BE772970A; GB1369604A; DE2147167A1; JPS5699912U; JPS5921532Y2; AU3373971A; SE7408719L; CA944443A; NL7113112A; SE377414B; IT939851B; DE214167C; SE403545B; GB1369603A; US3675138A; JPS575924Y2; AU460256B2

Description

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Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung, mit einem Verstärker, bei dem die Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen von der Amplitude der Eingangssignale abhängt und mit einem dem Verstärker vorgeschalteten Phasenschieber, der in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals eine Phasenverschiebung des Eingangssignals ausübt und dieses phasenverschobene Signal an den Verstärker anlegt, sowie einen Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer Kennlinie.

Eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art ist beispielsweise aus der GB-PS 12 18 947 bekannt, wobei dort eine Phasenvorverzcrrungs-Kompensationsschaltung vorgesehen ist, die eine Amplituden/Phasen-Verschiebung liefert, die im wesentlichen umgekehrt zu der Verschiebung ist, die von einer Wanderfeldröhre geliefert wird.

Im einzelnen erfolgt die Vorverzerrungs-Phasenverschiebung in einem Zirkulator, der drei Anschlüsse aufweis!. Das Eingangssignal, das einer Vorverzerrung unterworfen werden soll, liegt am ersten Anschluß an, während das Ausgangssignal des Vorverzerren am dritten Anschluß anliegt. Der zweite oder mittlere Anschluß ist über eine Leitung an eine spannungsgesteuerte Reaktanz angeschlossen. Im Betrieb wird ein Teil des Ausgangssignals abgegriffen und in der Weise an die Abschlußreaktanz angelegt, daß diese gesteuert wird. Das an den Zirkulator angelegte Eingangssignal läuft über die an den zweiten oder mittleren Anschluß angeschlossene Leitung zur Abschlußreaktanz, wird von dieser reflektiert und tritt am zweiten oder mittleren Anschluß wieder in den Zirkulator ein, woraufhin das Signal den Zirkulator über den dritten Anschluß verläßt.

Bei der Schaltung gen· i'.ß der GB-PS 12 18 947 ist der Betrag der Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Zirkulator« durch die Impetanz der AbschluQreaktanz bestimmt, die ihrerseits mit dem Eingangssignal steuerbar ist Dabei kann eine Amplitudenvorverzerrung mit einem spannungsgesteuerten Widerstand vorgenommen werden, bei dem es sich z. B. um eine Diode handeln kann. Dabei wird dort mit einer direkten Phasenverschiebung und Amplitudensteuerung in Abhängigkeit vom Eingangssignal gearbeitet

Ferner ist es aus der Literaturstelle IRE Transcations on Audio, Mai/Juni 1960, Seiten 103/104 an sich bekannt eine komplementäre Schaltung mit nicht-linearer Übertragungsfunktion in der Eingangsschaltung eines verzerrenden Verstärkers zu verwenden, um eine komplementäre Vorverzerrung zu liefern und damit das Ausgangssignal des Verstärkers zu Iinearisierea

Zur gleichzeitigen Übertragung von Informationen auf einer Vielzahl von Kanälen unterschiedlicher Frequenz werden häufig Breitbandübertragungsschaltungen verwendet Aktive Elemente, die in diesen Breitbandübertragungsschaltungen verwendet werden, wie z. B. Wanderfeldröhren und Klystrons, zeigen erstens nicht-lineare Amplituden- und zweitens Phasenerscheinungen, die unabhängig voneinander Verzerrungen verursachen, d. h. Zwischenmodulationsprodukte, weiche zu unerwünschten Rauschen im System beitragen. Die erste Form der Verzerrung beruht auf der nicht-linearen Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers, wenn er sich der Sättigung nähert Die zweite Form der Verzerrung beruht auf der Änderung der Phasenverschiebung des Signals durch den Verstärker, wenn sich die Eingangsleistung ändert

Obwohl ein Verstärker Frequenzen eines Mehrträgersystems mischt und somit Zwischenmodulationsprodukte verursacht wenn die Signalpegel ausreichend sind, um den Verstärker in seinen nicht-linearen Bereich zu treiben, werden weniger Verzerrungen auftreten, wenn der Verstärker in seinem linearen Bereich arbeitet d. h. bei Signalpegeln deutlich unterhalb des Sättigungspegels des Verstärkers. Um somit die Erzeugung von unerwünschten Zwischenmodulationsprodukten zu verringern, werden üblicherweise die für Mehrträgerbetrieb verwendeten Verstärker zurückgedreht d. h. sie werden innerhalb des linearen Bereiches betrieben. Im Hinblick auf die Begrenzer werden auch Verzerrungen auftreten, wenn die Begrenzer in ihrem nichtlinearen Bereich arbeiten. Es ist jedoch nicht ausreichend, einen Begrenzer zurückzudrehen, denn sonst würde die Funktion dieses Elementes beeinträchtigt, da er nicht mehr als Begrenzer arbeitete.

Die Notwendigkeit, Verstärker zurückzudrehen, um gleichzeitig Information über eine Vielzahl von Trägern zu übertragen, hat mehrere Nachteile. Erstens: Um eine gewünschte Signalverslärkung mit einem Minimum an Verzerrung zu erziehen, ist die Verwendung von Verstärkern höherer Leistung erforderlich, als sie üblicherweise benötigt werden, um das Zurückdrehen zu ermöglichen; infolgedessen muß, da der Verstärker nicht mit seiner ollen Leistungsfähigkeit betrieben wird, ein Verlust des Leistungsvermögens akzeptiert werden. Zweitens: Der Betrieb eines derartigen Verstärkers erfordert die Verwendung einer kostspieligeren Ausrüstung. Zum Beispiel größere Kühleinrichtungen, um den Verstärker höherer Leistung entsprechend zu kühlen, vor allem ist der Verstärker selbst auch erheblich teurer. Drittens: Obwohl das Zurückdrehen die Zwischenmodulationsprodukte aufgrund der nichtlinearen Amplitudencharakteristik verrineert. werden

Phasenänderungen der Signale bestehenbleiben, wenn die Signale den Verstärker durchlaufen, und somit Zwischenmodulationsprodukte hervorrufen. Da auch die meisten gravierenden Phasenänderungen bei niedrigen Antriebspegeln auftreten und verschwinden, wenn sich der Pegel der Sättigung nähert, so tragen die Zwischenmodulationsprodukte von der Phasenverzerrung erheblich zur Gesamtverzerrung bei geringen Betriebspegeln bei, so daß eine Grenze für eine Verbesserung gesetzt wird, die sich durch ein Zurückdrehen des Eingangspegels erreichen läßt.

Auch wenn vorstehend von Mehrträger-Übertragungssystemen die Rede ist, wird auch jedes andere System, bei dem die Übertragung von Amplitudenänderungen erforderlich ist, das Zurückdrehen erforderlich machen und somit r.ie Verstärker-Leistungsfähigkeit verringern.

Ausgehend von Anordnungen der eingangs genannten Art liegt daher der Erfindung die Aufgabe zugrunde. Verstärkerschaltungen anzugeben, die mit verbesserter Genauigkeit in der Lage sind, auch bei Betrieb außerhab des Linearbereiches einwandfrei zu arbeiten, ohne daß unerwünschte Rauschsignale durch Zwischenmodulationsprodukte entstehen.

Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art gemäß den Merkmalen im Kennzeichen des Hauptanspruches auszubilden, während vorteilhafte Weiterbildungen der Verstärkerschaltung in den Unteransprüchen 2 bis 13 angegeben sind. Weilerhin wird gemäß der Erfindung ein Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer Kennlinie angegeben, der sich durch die Merkmale im Kennzeichen des Anspruchs 14 auszeichnet, während vorteilhafte Weiterbildungen dieses Amplitudenvorverzerrers in den Ansprüchen 15 bis 18 angegeben sind.

Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung wird im grundsätzlichen Gegensatz zu herkömmlichen Anordnungen mit einer indirekten Phasenverschiebung und Amplitudensteuerung gearbeitet. Das Eingangssignal wird zwar zur direkten Steuerung der Amplitude des Ausgangssignals verwendet, jedoch nur ein Teil dieses Eingangssignals im Phasenvorverzerrer. Erst nach der Kombination mit einem anderen Teil des Eingangssignals erfolgt die gewünschte Vorverzerrungs-Phasenverschiebung.

Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erfolgt zunächst eine Aufteilung des Eingangssignals in zwei Teilsignale mit Verzweigungsschaltungen oder Hybrid-Schaltungen, wobei das eine Teilsignal in seiner so Amplitude relativ zum anderen Teilsignal in einem Maße geändert wird, daß wiederum von dem Eingangssignal abhängt

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert Die Zeichnung zeigt in

F i g. 1 ein Blockschaltbild des Amplitudenvorverzerrers gemäß der Erfindung;

Fig.2 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;

F i g. 3 eine graphische Darstellung einer typischen Amplitudencharakteristik einer Wanderfeldröhre;

F i g. 4 eine graphische Darstellung einer typischen Phasencharakteristik einer Wanderfeldröhre;

Fig.5 eine graphische Darstellung einer typischen Übertragungscharakteristik eines Begrenzers;

F i g. 6 eine graphische Darstellung der Dämpfungs

charakteristik eines Diodendämpfungsgliedes mit variablem Steuerstrom;

Fig. 7A und 7B graphische Darstellungen des Ansprechverhaltens der Diodendämpfungsglieder bei bestimmten Punkten innerhalb der Schaltung gemäß Fig. 1 und 2;

Fig. 8 eine graphische Darstellung eines Signals an einem bestimmten Punkt in der Schaltung gemäß Fig. 2; und in

F i g. 9A und 9B graphische Darstellungen von Ergebnissen, die sich mit den Schaltungen gemäß der Erfindung erzielen lassen.

Die Fig. 3 zeigt eine graphische Darstellung einer typischen Amplitudenkennlinie einer Wanderfeldröhre, die die Ausgangsleistung als Funktion der Eingangsleistung angibt und auch den Sättigungspunkt der Röhre zeigt. Aus dieser graphischen Darstellung ist qualitativ ersichtlich, daß zur Vermeidung einer Amplitudenverzerrung die Röhre erheblich unterhalb ihres Sättigungspegels betrieben werden muß, d. h. in ihrem linearen Bereich. Wenn jedoch eine Fehlerkurve aus der Differenz zwischen der tatsächlichen Röhrencharakteristik (F i g. 3) und einer perfekt linearen Röhrencharakteristik erzeugt werden kann, d. h. eine Kurve, die die Inverse zu der Kurve gemäß F i g. 3 ist, dann wird eine Kombination der Kurve nach F i g. 3 und ihrer Inversen zu einer Linearisierung der Röhre führen, so daß ein Betrieb fcs Verstärkers als lineare Anordnung bis zur Sättigung möglich ist. Der Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung, der nachstehend näher erläutert ist, stellt eine Einrichtung dar, die die inverse Charakterstik des Verstärkers erzeugt, den sie treibt

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, werden Eingangssignale mit einer Leistung AVn einer Hybridschaltung oder Verzweigungsschaltung 1 zugeführt. Die Funktion der Verzweigungsschaltung 1 besteht in an sich bekannter Weise darin, die Leistung jedes Eingangssignals zu halbieren und jeweils Ausgangsleistungen i£- auf den

Leitungen 2 und 3 zu liefern. Die Verzweigungsschaltungen sorgen auch für eine differenzielle Phasenänderung bei den Ausgangssignalen, jedoch braucht diese Phasenänderung für Zwecke der Amplitudenvorverzerrung nicht berücksichtigt werden. Das eine Ausgangs-

signal -^- der Verzweigungsschaltung 1 wird dann über

die Leitung 2 der Verzweigungsschaltung 4 zugeführt, welche die gleiche Funktion wie die Verzweigungsschaltung 1 ausübt Die Verzweigungsschaltung 4 teilt wiederum ihre Eingangsleistung in zwei Hälften und liefert zwei Ausgangssignale, jeweils mit der Lei'

—■ . Jedes Ausgangssignal —j*- wird dann über Leitungen 5 bzw. 6 Diodendämpfungsgliedern 7 bzw. 8 zugeführt

Die Diodendämpfungsglieder 7 und 8 haben Dämpfungscharakteristiken, die eine Funktion ihrer jeweiligen Kopplungskoeffizienten k₇ bzw. kg sind. Der Kopplungskoeffizient k₇ des Diodendämpfungsgliedes 7 ist eine Funktion seines Vorspannungsstromes h, der fest ist, und somit bleibt der Kopplungskoeffizient eine Konstante k₇. Das Ausgangssignal des Diodendämpfungsgliedes 7 auf der Leitung 9 ist somit gleich k₇

-^- und linear, wie sich aus F i g. 7A entnehmen läßt

Das Diodendämpfungsgiied 8 hat einen Koppiungskoeffizienten fe, der eine Funktion des variablen Steuerstromes I» ist, der proportional zur Eingangslei-

stung des Vorverzerren ist. Die Dämpfungscharakteristik des Diodendämpfungsgliedes 8 ist somit auch proportional zur momentanen Leistung Pj_n, wie nachstehend näher erläutert ist. Die Dämpfungscharakteristik eines Diodendämpfungsgliedes, das von einem Strom proportional zu seiner momentanen Eingangsleistung gesteuert ist, hat eine Form, die sich durch eine exponentielle Kurve approximieren läßt, wie sich „·'. s F i g. 6 entnehmen läßt. Das Ausgangssignal auf der Leitung IO des Diodendämpfungsgliedes 8 ist somit ktP

gleich und ist exponentiell, wie sieb aus Fig. 7B

entnehmen läßt.

Um den Steuerstrom Ie in linearem Verhältnis zur momentanen Eingangsleistung P_m zu variieren, wird eine Rückkopplungs-Steuerschaltung verwendet. Das

Ausgangssignal -^- von der Verzweigungsschaltung 1

auf d<v Leitung 3 wird einem variablen Dämpfungsglied it cdcr einer anderen Einrichtung einstellbarer Verstärkung zugeführt. Das variable Dämpfungsglied 11 ist für jeden Hochleistungsverstärker vorhanden und hat ein Ausgangssignal, das linear proportional zur

Eingangsleistung -^²- ist und sich auf dem gewünschten

Pegel befindet, um einen Kristalldetektor 12 innerhalb seines quadratischen unteren Bereiches zu treiben. Das Ausgangssignal des Kristalldetektors 12, das eine linear-proportionale Spannung zum Ausgangssignal

~j~ ist, wird dann einem Verstärker 13 zugeführt, der

eine'. Ausgangsstrom /g erzeugt, der linear proportional zu seinem Eingangssignal vom Kristalldetektor 12 und somit linear proportional zur momentanen Eingangslei-

stung -τ- auf der Leitung 3 ist. Ein fester Vorspan-

nungsstrom /₈' ist ein Anfangssteuerstrom, der anfangs dazu verwendet wird, einen Wert für den variablen Kopplungskoeffizienten k» zu erhalten, wie sich aus Fig. 6 entnehmen läßt.

Eine Klemmschaltung 14 ist am Ausgang des Verstärkers 13 vorgesehen, um den Steuerstrom /₈ auf einem Maximalwert festzuhalten. Die maximale Stromstärke ItMAX wird auf einen Punkt eingestellt, bei dem die Leistung des Diodendämpfungsgliedes 8 sich am Sättigungspunkt des Verstärkers hoher Leistung befindet, dies geschieht in der Weise, daß das Diodendämpfungsglied 8 oberhalb der Sättigung eine lineare Charakteristik hat, wie es mit dem linearen Bereich in F i g. 7B angegeben ist, wie nachstehend näher erläutert ist.

Die Ausgangssignale h ~ bzw. Ar₈ -j¹ der Diodendämpfungsglieder 7 bzw. 8 auf den Leitungen 9 bzw. 10 werden dann einer Hybridschaltung oder Verzweigungsschaltung 15 zugeführt Diese Hybridschaltung 15 addiert diese Ausgangssignale und liefert ein Ausgangssignal

Ar₇-^- 4

4 4

auf der Leitung 16. Wie sich aus den F i g. 7A und 7B entnehmen läßt, hat das zuletzt genannte Ausgangssignal eine Charakteristik, die die Inverse der Amplitudencharakteristik des Hochleistungs-Verstärkers gemaß Fig.3 bis zur Sättigung und oberhalb der Sättigung linear ist Das amplitudenmäßig vorverzerrte Ausgangssignal der als Kombinationsschaltung

25

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65 arbeitenden Hybridschaltung 15 auf der Leitung 16 wird dann an einen Hochleistungs-Verstärker angelegt, der nun in wirksamer Weise linearisiert ist und somit nicht mehr zurückgedreht zu werden braucht. Somit kann der Hochleistungs-Verstärker in der Sättigung betrieben werden, wobei eine große Verringerung der Zwischenmodulationsprodukte erfolgt.

Die vorstehenden Erläuterungen beziehen sich auf die Linearisierung eines Hochleistungsverstärkers bis zur Sättigung, um Zwischenmodulationsprodukte zu verringern. Oberhalb der Sättigung wird das Ausgangssignal komprimiert, wie sich aus Fig. 3 entnehmen läßt. Die Kompression des Signals oberhalb der Sättigung führt auch zur Erzeugung von unerwünschten Zwischenmodulationsprodukten. Es ist gezeigt worden, daß dann, wenn der Bereich der Kurve gemäß F i g. 3 oberhalb der Sättigung flachgemacht wird, d. h. wenn oberhalb der Eingangsleistung für die Sättigung das Ausgangssignal konstant bleibt, sich die Zwischenmodulationsprodukte reduzieren lassen, wie oben erwähnt, ist der Amplitudenvorverzerrer gemäß F i g. I so ausgelegt, daß er oberhalb der Sättigung linear ist, d. h. bei der maximalen Stromstärke /».

Um den Bereich oberhalb der Sättigung flacher zu machen, muß der lineare Bereich gemäß Fig.7B ebenfalls flach sein, so daß dann, wenn das Signal den Hochleistungsverstärker durchläuft, der Effekt darin besteht, den Bereich oberhalb der Sättigung flach zu machen. Zu diesem Zweck ist ein Begrenzer zwischen dem Amplitudenvorverzerrer gemäß Fig. 1 und dem Hochleistungsverstärker vorgesehen. Der Begrenzer hat die Wirkung, den linearen Bereich gemäß Fig. 7B flachzumachen. Der Begrenzer sorgt für eine Abflachung des linearen Bereiches gemäß F i g. 7B, indem er Signale hindurchläßt, jedoch nur bis zu einem Maximum. Es darf auch darauf hingewiesen werden, wie es in F i g. 5 dargestellt ist, daß ein Begrenzer selbst eine nichtlinineare Anordnung darstellt und somit kann, um die Erzeugung von unerwünschten Zwischenmodulationsprodukten zu reduzieren, ein Amplitudenvorverzerrer der in Fig. 1 dargestellten Art vor dem Begrenzer eingebaut sein. Dieser Amplitudenvorverzerrer würde in der Weise ausgelegt werden, daß er eine Charakteristik erzeugt, die invers zu der des Begrenzers ist.

Die Verwendung eines Amplitudenvorverzerrers zur Linearisierung eines Begrenzers hat einen weiteren Vorteil. In einem Nachrichtenübertragungssystem unter Verwendung von Frequenzmodulation FM ist der Ausgangsträgerversatz des FM-Modulators eine Funktion der dem FM-Modulator zugeführten Spannung. In ein<;m Mehrkanalsystem können der Ausgangsträgerversatz oder die Bandbreiten von zwei benachbarten Kanälen zu gewissen Zeiten groß genug sein, um ein Überlappen oder Übersprechen hervorzurufen. Beim Empfänger sorgen die Filter für eine Filterung bei jedem Kanal und werden eine derartige Überlappung vermeiden, jedoch ist es schwierig, Filter so auszulegen, daß sie ein Übersprechen in wirksamer Weise unterbinden.

Anstatt die Verwendung von diesen schwierig zu konzipierenden Filter bei den Empfängern erforderlich zu machen, können ein Begrenzer und ein Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung vor jedem FM-Modulator vorgeschaltet sein, um die Spannung zum Modulator zu begrenzen. Dies würde den Ausgangsversatz oder die Bandbreite jedes FM-Modulators begrenzen und somit in wirksamer Weise das Übersorechen

verringern und das Erfordernis von Filtern der vorstehend genannten Art vermeiden. Ohne die Verwendung des Amplitudenvorverzerrers gemäß der Erfindung ist es nicht möglich, einen Begrenzer wegen seiner nicht-linearen Charakteristik zu verwenden.

Es sollte auch vor dem Hochleistungsverstärker ein Anpassungsverstärker vorgeschaltet sein. Die Funktion des Anpassungsverstärkers besteht darin, das Ausgangsleistungssignal risa Amplitudenvorverzerrers auf einen erforderlichen Pegel maßstäblich anzupassen, um den Hochleistungsverstärker zu treiben. Der Anpassungsverstärker ist ebenfalls nicht-linear, und obwohl ein »Zurückdrehen« dieser Einrichtung nicht zu solchen Nachteilen führt, die dann auftreten, wenn ein »Zurückdrehen« eines Hochleistungsverstärkers erfolgt, was an den geringen Gestehungs- und Betriebskosten eines Anpassungsverstärkers liegt, kann dem Anpassungsverstärker ein Amplitudenvorverzerrer der in F i g. 1 dargestellten Art vorgeschaltet sein, um ihn zu iinearisieren.

Im folgenden soll erneut auf F i g. 1 Bezug genommen werden; obwohl die Verzweigungsschaltung 1 so dargestellt ist, daß sie jeweils Ausgangssignale mit

Ausgangsleistungen -&■ in die Leitungen 2 bzw. 3

einkoppelt, kann irgendein Kopplungsglied in zufriedenstellender Weise verwendet werden, um das Signal mit der Eingangsleistung P-,„ in die Leitungen 2 bzw. 3 einzukuppeln. Da außerdem das Diodendämpfungsglied 7 das Ausgangssignal der Verzweigungsschaltung 4 nur linear am Eingang der als Kombinationsschaltung arbeitenden Verzweigungsschaltung 15 einkoppelt, kann ein beliebiges lineares Dämpfungsglied an seiner Stelle verwendet werden. Wenn jedoch das Diodendämpfungsglied 7 nicht tatsächlich verwendet wird, dann sollten die elektrischen Längen zwischen den Hybrid- oder Verzweigungsschaltungen 4 und 15 die gleichen sein wie in den Fällen, wo das Diodendämpfungsglied 8 zwischen sie geschaltet ist. Gleiche elektrische Längen sind erforderlich, um störende Interferenzen zwischen den beiden Eingangssignalen h -^i und k. -3i zu vermeiden, die in der Kombina-

4 4

tionsschaltung addiert werden.

Fig.4 zeigt eine graphische Darstellung einer typischen Phasencharakteristik einer Wanderfeldröhre, wobei die differenzielle Phasenverschiebung als Funktion der Eingangsleistung aufgetragen ist Aus dieser graphischen Darstellung ist ersichtlich, daß dann, wenn die Phase des Eingangssignal an der Röhre einer Vorverzerrung unterliegt, um die differentielle Phasenverschiebung durch die Röhre zu kompensieren, dann können Zwischenmodulationsprodukte verringert werden. Das bedeutet, wenn aufgrund einer Änderung der Eingangssignalleistung eine differentielle Verschiebung von —6° (Nacheilung) auftritt, wenn das Signal die Röhre durchläuft, z. B. von -20° auf -26°, dann wird dies, wenn das Eingangssignal einer Vorverzerrung unterworfen werden kann, um ihm eine differentielle Phasenverschiebung von +6° (Voreilung) vor dem Eintritt in die Röhre zu verleihen, zu einem Signal führen, dessen Ausgangsphase aus der Röhre in der gleichen Relation zur Phase des Eingangssignals zum Vorverzerrer liegt, so daß sich eine differentielle Phasenverschiebung durch die Röhre in wirksamer

Woico Inmnwcmran löR»

In F i g. 2 ist ein Blockschaltbild einer Phasenkompensationsschaltung dargestellt, wobei Phasenangaben an verschiedenen Stellen in der Schaltung eingetragen sind, die das Verständnis dieser Scnaltung erleichtern sollen. Bei der Beschreibung dieser Schaltung werden die Voraussetzungen gemacht, daß (1) die Phasenverschie bung durch die Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 0° ist und Ausgangssignale von 0° bzw. 90° an seinen beiden Ausgängen ergibt, und daß (2) sämtliche an die Diodendämpfungsglieder angelegten Leistungen gleich sind.

Ein Eingangssignal mit der Leistung P_in wird der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 17 mit einer Phase von 0° zugeführt. In Wirklichkeit ist diese Phase am Eingang nur eine Referenzphase und kann irgendeinen Anfangswert annehmen, jedoch wird zu Erläuterungszwecken angenommen, daß die Eingangsphase des Signals zu Beginn den Wert 0° hat. Außerdem wird zur Erleichterung der Beschreibung angenommen, daß die Impedanz durch die Schaltung konstant ist, so daß die Leistung proportional zur Spannung ist, was sich durch Pi„-ti„ (Spannung) ausdrücken laßt, so daß die nachstehende Erläuterung unter Angabe von Spannungen und Phasenverschiebungen erfolgen kann. Die Verzweigungsschaltung 17 teilt das Eingangssignal £,„in zwei Hälften und liefert jeweils zwei Ausgangssignale

— auf den Leitungen 18 bzw. 19. Das Ausgangssignal

auf der Leitung 18 erleidet dabei eine Phasenverschiebung von -90° aufgrund der differentiellen Phasenverschiebung in der Verzweigungsschaltung, wie sich aus den Phasenangaben an dieser Stelle entnehmen läßt.

während das Ausgangssignal -y- durch die Verzwei gungsschaitung auf der Leitung 19 bei einer Phase von 0° bleibt, wie es mit der Phasenangabe bei der Leitung

19 angegeben ist. Das Ausgangssignal —^- mit einer

Phase von -90° auf der Leitung 18 wird dann einer Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 20 zugeführt,

während das Ausgangssignal -^- mit einer Phase von

2

0° der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 21 zugeführt wird.

Die Verzweigungsspannung 20 teilt dann ihr Eingangssignal -^S- mit einer Phase von -90° in zwei

Hälften und liefert zwei Ausgangssignale mit -^- mit einer Phase von -180" bzw.-f⁵· mit einer Phase von

-90°. Das Ausgangssignal -γ- mit einer Phase von

—180° wird dann verwendet, um einen Steuerstrom in einer nachstehend näher beschriebenen Vorschubschaltung zu erzeugen. Ein Ausgangssignal mit

einer Phasenverschiebung von -180° wird dann über eine Leitung 23 an eine Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 24 angelegt Diese Verzweigungsschaltung 24

liefert dann ein Ausgangssignal mit einer

ο

Phase von - 180° auf der Leitung 25. Was das Ausgangssignal — mit einer Phase von 0°

2 auf der Leitung 19 anbetrifft so wird dies der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 21 zugeführt, welche

Ausgangssignale —f- mit einer Phase von 0° bzw.

—f· mit einer Phase von —90° auf den Leitungen 26

L)ZW. 27 erzeugt. Das Ausgangssignal —~ mit einer

Phasenverschiebung von -90° wird einem Diodendämpfimssglied 28 zugeführt, dessen Charakteristik linear ist, was durch einen konstanten Kopplungskoeffizienten Ar₂₈ angegeben ist, der eine Funktion ei.nes festen Vorspannungsstromes /₂₈ ist. Die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des Diodendämpfungsgliedes 28 ist auch in Fig. 7A dargestellt. Das Ausgangssignal auf der Leitung 29 vom Diodendämpfungsglied 28 wird dann

K E
gleich dem Wert mit einer Phasenverschie-

bung von -90° sein und der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 30 zugeführt.

Das Ausgangssignal —^ mit einer Phase von 0° auf

der Leitung 26 wird einem Diodendämpfungsglied 31 zugeführt. Das Diodendämpfungsglied 31 hat eine Charakteristik, die exponentiell aufgrund eines Kopplungskoeffizienten, k}\ ist, der Funktion seines Steuerstromes /j* IFt. Der Steuerstrom /31 ist nicht fest, sondern proportion"¹ zur momentanen Eingangsleistung. Das

Ausgangssignal —— mit einer Phasenverschiebung von 4

-90° von der Verzweigungsschaltung 20 wird als Eingangsleistung verwendet, um den Steuerstrom /₃₁ zu

erzeugen. Das Ausgangssignal -j²· mit einer Phasenverschiebung von —90° von der Verzweigungsschaltung 20 wird einem variablen Dämpfungsglied 31 oder einer anderen geeigneten Einrichtung einstellbarer Verstärkung und dann einem Kristalldetektor 32 zugeführt, der eine Ausgangsspannung proportional zur momentanen Leistung \ot\Sjjl mit einer Phasenverschie-

bung von —90° liefert. Diese Spannung wird dann einem Verstärker 33 zugeführt, der den Steuerstrom /31 in Abhängigkeit von seiner Eii.gangsspannung erzeugt.

Der Steuerstrom Ai wird dann einem Diodendämpfungsglied 31 zugeführt, um den Kopplungskoeffizienten Ar₃I zu verändern und damit dem Diodendämpfungsglied 31 eine exponentielle Charakteristik bis hinauf zu seiner Sättigung zu verleihen, wie es sich aus der graphischen Darstellung gemäß Fig. 7B ergibt. Das variable Dämpfungsglied, der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 arbeiten in ähnlicher Weise wie die Vorschubsteuerung des Amplitudenvorverzerrers, um einen Steuerstrom zu liefern, der linear proportional zu der Eingangsleistung ist Der zu Beginn feste Vorspannungsstrom /31 ist der Anfangssteuerstrom, der verwendet wird, um zu Beginn einen Wert für den variablen Kopplungskoeffizienten Ar₃₁ zu erhalten, wie es in F i g. 6 dargestellt ist

Der maximale Steuerstrom /„,«(2) wird eingestellt, indem man die Verstärkung im variablen Dämpfungsglied so einstellt daß die Phasenänderung der Röhre bei der Sättigung vollständig kompensiert ist Das Ausgangssignal =iü- mit einer Phasenverschiebung von

— 90° von der Verzweigungsschaltung 20, das variable Dämpfungsglied, der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 bilden die Rückkopplungs-Steuerschaltung. Das Ausgangssignal des Diodendämpfungsgliedes gungsschaltung 30 zugeführt. Das Ausgangssignal mit einer Phasenverschiebung von —90° auf 4

der Leitung 29 erleidet eine Phasenverschiebung von -90° und ergibt ein Signal mit einer

Phasenverschiebung von -!80° und erscheint am oberen Ausgang der Verzweigungsschaltung 30 mit dem Ausgangssignal

O

mit einer Phase von 0 .

An diesem Ausgang führt die Verzweigungsschaltung 30 einen Subtraktionsvorgang der beiden Signale aus. Da

k E
das Ausgangssignal -2LJs. _mjt einer Phasenverschie-

if bung von -180° größer sein wird als das Ausgangssignal ^³¹^'" mit einer Phase von 0°, was auf der

Linearität des Diodendämpfungsgliedes 28 beruht, wird das Ausgangssignal der Verzweigungsschaltung 30 auf der Leitung 35 in der Weise auftreten, wie es in der graphischen Darstellung gemäß Fig.8 angegeben ist und wird einen Wert von

mit einer Phase von 0° sein.

31 wird somit —

Das Ausgangssignal

auf der Leitung 34 wird einer Hybrid- oder Verzwei-

mit einer Phase von 0° mit einer Phasenverschiebung von — 180° haben. Das Ausgangssignal (Ar₂₈-Ar_3!) -γ- mit einer Phasenverschiebung von — 180° auf der Leitung 35 bildet das eine Eingangssignal für eine Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 36. Das Ausgangssignal Ar₂₂ — mit

einer Phasenverschiebung von —180° auf der Leitung 25 bildet das andere Eingangssignal für diese Verzweigungsschaltung 36. Ein Ausgangssignal (Ar₂₈- Ar₃|) ——

mit einer Phasenverschiebung von —180° tritt am oberen rechten Ausgang der Verzweigungsschaltung 36 als Ausgangssignal (Ar₂₈-Ar₃,) -^- mit einer Phasenver-

Io

Schiebung von —270° auf. Das Ausgangssignal Ar₂₂ ——

mit einer Phasenverschiebung von —180° gef"· durch die Verzweigungsschaltung 36 hindurch und erscheint

am oberen rechten Ausgang als Ausgangssignal Ar₂₂ -~

mit einer Phasenverschiebung von —180°. An diesem Ausgang wird das resultierende Signal der beiden

so Signale eine Phasenvoreilung mit zunehmender Eingangsleistung Pi„ haben, wenn man es mit dem Eingangssignal mit der Leistung P,„ für die Verzweigungsschaltung 17 vergleicht. Dies beruht auf der differentiellen Amplitudenänderung wegen der zunehmenden Leistung P_in zwischen dem Ausgangssignal

Ar₂₂ -£■ mit einer Phasenverschiebung von -180° und Io

dem Ausgangssignal (Ar₂₈-Ar₃₁) %■ mit einer Phasen-

16 verschiebung von -270°, wobei ersteres größer ist.

Am unteren Ausgang der Verzweigungsschaltung 36 ergibt sich das Ausgangssignal Ar₂₂ -SSl mit einer

Phasenverschiebung von -180° von der Leitung 25 als Ausgangssignal Ar₂₂ ~ mit einer Phasenverschiebung

von -270°, während das Ausgangssignal (Ar₂₈-Ar₃₁) -^f²-

mit einer Phasenverschiebung von —180" von der Leitung 35 als Ausgangssignal (kx—kn) -£■ mit einer

im

Phasenverschiebung von —180° erscheint Die Resultierende dieser Signale wird ein Signal sein, dessen Phasenänderung sich in einer Phasenvoreilung gegenüber dem Eingangssignal P_m für die Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 17 befindet Obwohl die Amplitude des resultierenden Signals sich vom ursprünglichen Eingangssignal unterscheiden wird, wird diese Differenz nicht wesentlich die Wirkung des Phasenschiebers oder Phasenkompensator verändern.

Ein durch eine Wanderfeldröhre laufendes Signal wird einer Phasenverzögerung oder Phasennacheilung unterliegen. Um daher diese Phasennacheilung durch die Röhre zu kompensieren, wird das Ausgangssignal der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 36, die eine Phasenvoreilung liefert, das an die Röhre angelegte Ausgangssignal. Die Wahl der richtigen Vorspannungsund Steuerströme wird in einem Ausgangssignal mit einer ausreichenden Phasenvoreilung resultieren, um die differentielle Phasennacheilung zu kompensieren, der dieses Signal aufgrund der variablen Eingangsleistung unterliegen wird. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal der Wanderfeldröhre in der gleichen Phasenrelation zur Eingangsleistung P_m für den Phasenkompensator oder Phasenschieber stehen, und zwar unabhängig von der momentanen Leistung des Eingaiigssignals P_int und zu einer Verringerung der Zwischenmodulationsprodukte führen.

Wie beim linearen Diodendämpfungsglied 7 des Amplitudenvorverzerrers sind, da die Diodendämpfungsglieder 22 und 28 linear sind, diese nicht wesentlich für den Betrieb des Phasenschiebers bzw. Phasenkompensators, und es können beliebige lineare Dämpfungs- glieder verwendet werden. Wenn sie jedoch nicht verwendet werden, ist es erforderlich, die gleiche elektrische Länge zwischen den Verzweigungsschaltungen 20 und 24 bzw. den Verzweigungsschaltungen 21 und 30 aufrechtzuerhalten, um störende Interferenzen zu vermeiden.

Wiederum sollte ein Anpassungsverstärker auch zwischen den Ausgang voreilender Phase des Phasenkompensators oder Phasenschiebers und die Hochleistungsröhre geschaltet sein, welche vom Signal eines derartigen Ausgangs getrieben wird, um in angepaßter Weise die Hochleistungsröhre zu treiben.

Die richtige Vorverzerrung des Eingangssignal für die Wanderfeldröhre oder eine andere Einrichtung hinsichtlich der Amplituden- und Phasenvorverzerrung wird in zwei Stufen durchgeführt Als erstes wird in Kenntnis der Form der Übertragungscharakteristik von beispielsweise einer Wanderfeldröhre die erforderliche Form des vorverzerrten Signals durch die Wahl der richtigen Vorspannungs- und Steuerströme erreicht, 5$ wobei letzterer von der Rückkopplungs-Steuerschaltung erhalten wird. Sobald die gewünschte Form des vorverzerrten Signals erhalten ist, wird dann als zweites seine Amplitude auf das erforderliche Ausgangssignal eingestellt, und zwar mit dem Anpassungsverstärker, eo um die Wanderfeldröhre richtig zu treiben. Da die Amplitudenübertragungscharakteristiken der meisten Wanderfeldröhren sich hinsichtlich der Absolutwerte unterscheiden, aber eine ähnliche Form besitzen, ist es möglich, das vorverzerrte Signal für die Amplitudenvor verzerrung dieser Wanderfeldröhren einzustellen, in· dem man lediglich die Verstärkung der Anpassungsverstärker einstellt Die Phasenübertragungscharakteristiken von verschiedenen Wanderfeldröhren werder jedoch hinsichtlich der Form variieren, und somit wäret geeignete Einstellungen der Vorspannungs- und Steuerströme sowie des Anpassungsverstärkers erforderlich um eine richtige Phasenkompensation vorzunehmen.

Die Ausgangsleistung einer Wanderfeldröhre sowie die differentielle Phasenänderung durch die Röhre ist eine Funktion der Frequenz. Um somit den Amplituden vorverzerrer und den Phasenkompensator oder Phasenschieber gemäß der Erfindung in einer breiter Bandbreite zu betreiben, können sowohl ein Amplituden entzerrer als auch ein Gruppenlaufzeitentzerrer an sich bekannter Bauart verwendet werden. Der Amplituden entzerrer wird zwischen den Amplitudenvorverzerrei gemäß der Erfindung und die Wanderfeldröhre geschaltet um zu gewährleisten, daß die Wanderfeld röhrenverstärkung Ober das Betriebsband konstant ist Der Gruppenlaufzeitentzerrer wird zwischen der Phasenkompensator oder Phasenschieber gemäß dei Erfindung und die Wanderfeldröhre geschaltet um zt gewährleisten, daß die Phasenübertragungscharakteristik über das Betriebsband identisch ist

In F i g. 9A sind die Ergebnisse dargestellt die sich mil dem Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung erzielen lassen. Man erkennt eine graphische Darstellung der Eingangs/Ausgangs-Charakteristik einer Wanderfeldröhre für einen einzelnen unkompensierter Träger und einen einzelnen Träger, der mit den: Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung kompensiert ist Außerdem ist eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2/i-/2) unkondensiert dargestellt wenn ein zweiter Träger gleichzeitig die Wanderfeldröhre durchläuft sowie eine Kurve des Zwischenmodulationsproduktes (2Zi-Z₂) mit Amplitudenkompensation, wenn der Amplitudenvorverzerrer gemäß dei Erfindung verwendet wird. Diese graphische Darstellung zeigt deutlich die Linearisierung der Amplituden charakteristik der Wanderfeldröhre durch die Sättigung hindurch. Außerdem ist die Verringerung der Leistung eines Zwischenmodulationsproduktes dargestellt wenr die Träger einer Amplitudenvorverzerrung gemäß dei Erfindung unterworfen worden sind.

In F i g. 9B sind außerdem die Ergebnisse dargestellt die sich mit dem Phasenkompensator oder Phasenschie ber gemäß der Erfindung erzielen lassen. Die obere Kurve zeigt die Eingangs/Ausgangs-Amplitudencha rakteristik einer Wanderfeldröhre für einen einzelner Träger mit kompensierter Phase. Dabei ist keine Linearisierung dieser Kurve dargestellt da diese graphische Darstellung nur die Phasenkompensatior zeigt Es ist jedoch auch eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2/i - /2) unkondensiert dargestellt wenn ein zweiter Träger gleichzeitig die Wanderfeldröhre durchläuft sowie eine Kurve des Zwischenmodu lationsproduktes (2/i-/2) mit kompensierter Phase wenn der Phasenschieber gemäß der Erfindung verwendet wird. Ein Vergleich dieser zuletzt genannter Kurven zeigt die Verringerung der Leistung dei Zwischenmodulationsprodukte, wenn der Phasenschie ber gemäß der Erfindung verwendet wird.

Hierzu S Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärkerschaltung, mit einem Verstärker, bei dem die Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen von der Amplitude der Eingangssignale abhängt, und mit einem dem Verstärker vorgeschalteten Phasenschieber, der in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals eine Phasenverschiebung des Eingangssignals ausübt und dieses phasenverschobene Signal an den Verstärker anlegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Ausgangssignals des Verstärkers unabhängig von der Amplitude des Eingangssignals die gleiche Phasenbeziehung zur is Phase des Eingangssignal aufweist, und daß der Phasenschieber folgende Baugruppen aufweist:

Eine erste Verzweigungsschaltung (17), die das Eingangssignal in erste und zweite Signale (18,19) aufteilt, einen an die erste Verzweigungsschaltung (17) angeschlossenen Amplitudenvorverzerrer (20, 32, 33), der die Amplitude des ersten Signals (18) gegenüber der Amplitude des zweiten Signals (19) in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals differential ändert,

sowie eine an den Amplitudenvorverzerrer (20, 32, 33) angeschlossene Baugruppe (31, 30, 36) zur Kombination der differentiell geänderten Signale in einem quadratischen Phasenverhältnis zur Erzielung eines resultierenden Signals mit einer Phasenverschiebung gegenüber dem Eingangssignal, welche die Phasenverschiebung des rt jltierenden Signals im Verstärker kompensier (F i g. 2).

2. Verstärkerschaltung nach Aj -.pinch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verzweigungsschaltung (17) aus dem Eingangssignal zwei Signale (18,

19) mit jeweils halber Leistung (£i- jerzeugt wobei das erste Signal (18) eine Phasenverschiebung und « das zweite Signal (19) keine Phasenverschiebung erleidet.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenverzerrer (20, 32, 33) in Serienschaltung eine zweite Verzweigungsschaltung (20), ein variables Dämpfungsglied einstellbare Verstärkung, einen Kristaiidetektor (32) und einen Verstärker (33) aufweist, und daß die zweite Verzweigungsschaltung (20) ihr Eingangssignal (18) in zwei gleiche Hälften teilt und »

die eine Hälfte (-j¹-Johne Phasenverschiebung

dem variablen Dämpfungsglied des Amplitudenvorverzerrers (20,32,33) zuführt

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweiten Verzweigungsschaltung (20) ein erstes lineares Dämpfungsglied (22) nachgeschaltet ist, daß die andere Hälfte

(4) des Eingangssignals (18) mit einer weiteren Phasenverschiebung erhält und das über eine dritte Verzweigungsschaltung (24) an eine vierte Verzweigungsschaltung (36) als Ausgangsschaltung angeschlossen ist.

5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten Verzweigungsschaltung (17) parallel zur zweiten Verzweigungsschaltung (20) eine fünfte Verzweigungsschaltung (21) nachgeschaltet ist, die das zweite Signal (19) der ersten Verzweigungsschaltung (17) erhält

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die fünfte Verzweigungsschaltung (21) zwei Ausgangssignale (26,27) unterschiedlicher Phase erzeugt, die an zwei parallelgeschaltete, zweite (31) und dritte Dämpfungsglieder (28) angeschlossen sind, und daß die Ausgänge (34, 29) der zweiten und dritten Dämpfungsglieder (31, 28) an eine sechste Verzweigungsschaltung (30) angeschlossen sind.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die sechste Verzweigungsschaltung (30) die Signale von den beiden Ausgängen (34, 29) einer unterschiedlichen Phasenverschiebung sowie einer Subtraktion voneinander unterwirft und an seinem einen Ausgang (35) ein zweites Signal für die Ausgangs-Verzweigungsschaltung (36) liefert

8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Dämpfungsglied (3t) eine exponentieüe Dämpfung besitzt, während das dritte Dämpfungsglied (28 eine lineare Dämpfung aufweist

9. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste (22), zweite (31) und dritte Dämpfungsglied (28) als Diodendämpfungsglieder ausgebildet sind.

10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet daß die Dämpfungsgliedzf (22,31,28) jeweils einen Steuereingang aufweisen, an dem ein Anfangssteuerstrom On, hv, Iw) anliegt

11. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet daß die an den Amplitudenvorverzerrer (20,32,33) angeschlossene Baugruppe (31,30,36) aus dem zweiten Dämpfungsglied (31) sowie den sechsten und fünften Verzweigungsschaltungen (30,36) besteht

12. Verstärkerschaltung nach txmm der Ansprüche i bis 11, dadurch gekennzeichnet daß der Amplitudenvorverzerrer (20, 32, 33) dem zweiten, exponentiellen Dämpfungsglied (31) ein Steuersignal (ht) zuführt, das der momentanen Leistung des Eingangssignals proportional ist

13. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß das dem exponentiellen Dämpfungsglied (31) zugeführte Steuersignal (h\) bis zu einer maximalen Stromstärke reicht die auf den Sättigungspunkt des Verstärkers eingestellt ist und daß das dem Verstärker zugeführte Signal bis zu einer maximalen Leistung reicht die beim Sättigungspunkt des Verstärkers (33) liegt

14. Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer Kennlinie, gekennzeichnet durch

eine Verzweigungsschaltungsanordnung (1, 4), die das Eingangssignal (Pm) in drilte und vierte Signale (2,3) aufteilt

ein viertes Dämpfungsglied (7) zur linearen Dämpfung des dritten Signals (2),

eine Steuerschaltung (11 — 14) zur Lieferung eines Rückkopplungs-Steuersignals, das die momentane Leistung des vierten Signals (3) repräsentiert, ein gesteuertes fünftes Dämpfunsglied (8), das mit dem Rückkopplungs-Steuersignal beaufschlagt ist und ein Ausgangssignal mit expotentiellem Verlauf

zum vierten Signal (3) aufweist, und
eine Ko.ribinationsschaltung (15) zur Verknüpfung des linear gedämpften Signals und des exponentiell gedämpften Signals, wobei das Verknüpfungssignal (16) am Verstärker anliegt (F i g. 1).

15. Amplitudenvorverzerrer nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzweigungsschahungsanordnung (1, 4) eine siebente Verzweigungsschaltung (1), die das dritte und vierte Signal (2, 3) liefert, und eine achte Verzweigungsschaltung (4) aufweist, die das dritte Signal (2) erhält und an die visrten und fünften Dämpfungsglieder (7, 8) angeschlossen ist.

16. Amplitudenvorverzerrer nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten und fünften Dämpfungsglieder (7, 8) als Diodendämpfungsglieder ausgebildet sind.

17. Amplitudenvorverzerrer nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (11 — 14) in Reihenschaltung ein variables Dämpfungsglied (11), einen Kristalldetektor (12), einen Verstärker (13) und eine K'.jmmschaltung (14) aufweist

18. Amplitudenvorverzerrer nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten und fünften Dämpfungsglieder (7, 8) jeweils einen Steuereingang aufweisen, an dem ein Anfangssteuerstrom (h, I») anliegt.