DE2147167A1

DE2147167A1 - Vorrichtung zur Verringerung der Zwischenmodulation

Info

Publication number: DE2147167A1
Application number: DE19712147167
Authority: DE
Inventors: A F Standing
Original assignee: Comsat Corp
Current assignee: Comsat Corp
Priority date: 1970-09-23
Filing date: 1971-09-22
Publication date: 1972-04-06
Also published as: GB1369604A; JPS5921532Y2; AU3373971A; BE772970A; JPS575924Y2; SE377414B; SE7408719L; US3675138A; FR2108453A5; DE214167C; JPS5568813U; CA944443A; IT939851B; AU460256B2; JPS5699912U; SE403545B; GB1369603A; NL7113112A; DE2147167C2

Description

Anmelder: Communications Satellite Corporation 950 L'Enfant Plaza, S.W., Washington, D.C.,USA.

Vorrichtung zur Verringerung der Zwischenmodulation

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Verringerung der Zwischenmodulation bei aktiven Elementen, wie beispielsweise Klystrons, Wanderfeldröhren und Begrenzer.

Zur gleichzeitigen -Übertragung von Informationen über mehrere Kanäle mit verschiedenen Frequenzen werden häufig Breitbandübertragungsschaltungen verwendet. Aktive Elemente, welche in diesen Breitbandübertragungsschaltungen verwendet werden, wie beispielsweise Wanderfeldröhren und Klystrons, zeigen erstens nicht-lineare Amplituden- und zweitens Phasenerscheinungen, welche unabhängig voneinander Verzerrungen verursachen, d.h. Zwischenmodulationsprodukte,, wodurch sie zu unerwünschtem Hauschen in dem System beitragen. Die erste Form der Verzerrung entsteht wegen den nichtlinearen Eingangs-Ausgangsleistungskennlinien der' Verstärker, wenn sich diese der Sättigung nähern. Die zweite Form der Verzerrung entsteht aufgrund der Veränderung der Phasenverschiebung des durch den Verstärker hindurchgehenden Signals, wenn die Eingangsleistung verändert wird.

Obgleich ein Verstärker Frequenzen eines Mehrträgersystems mischt und somit Zwischenmodulationsprodukte verursacht, wenn die Signalhöhen ausreichend sind, um den Verstärker im nichtlinearen Bereich zu betreiben,

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so werden doch, weniger Verzerrungen auftreten, wenn tier Verstärker in seinem linearen Bereich betrieben wird, d.h. bei Signalhöhen, die genügend unterhalb der Sättigungshöhe des Verstärkers liegen. Um die Erzeugung unerwünschter Zwischenodulationsprodukte zu verringern, werden daher üblicherweise die Verstärker, welche für einen Mehrträgerbetrieb verwendet werden, "zurückgedreht", d.h. sie werden innerhalb des linearen Bereiches betrieben. Auch bei Begrenzer treten Verzerrungen auf, wenn diese in ihrem nichtlinearen Bereich betrieben werden. Jedoch reicht es nicht aus, einen Begrenzer "zurückzudrehen , da hierdurch die Wirkung der Einrichtung beseitigt werden würde und er nicht mehr als Begrenzer arbeiten würde.

Die Notwendigkeit_r Verstärker "zurückzudrehen^, um gleichzeitig Informationen über mehrere Träger zu senden, bringt einige !fachteile mit sich. Um eine gewünschte Signalverstärkung bei einer minimalen Verzerrung zu erzielen, müssen erst einmal Verstärker höherer Leistung verwendet werden, um ein "Zurückdrehen¹¹ zu erlauben, als es sonst erforderlich wäre, wodurch demzufolge ein Verlust des Leistungswirkungsgrades akzeptiert werden muss, da der Verstärker nicht mit seiner vollen Kapazität betrieben wird. Zweitens erfordert der Betrieb eines derartigen Verstärkers die Verwendung einer kostspieligeren Ausrüstung, wie z.B. eine größere Kühlvorrichtung, um den Verstärker hoher Leistung entsprechend kühlen zu können, und vor allem ist der Verstärker selbst auch erheblich teuerer. Zum dritten sei aufgeführt, daß, obgleich das "Zurückdrehen" die Zwischenmodulationsprodukte wegen der nichtlinearen Amplitudenkennlinien verringert, die Hiasenveränderungen der Signale bestehen bleiben, wenn die Signale durch den Verstärker laufen, wodurch Zwischenmodulationsprodukte erzeugt werden.

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Da auch die meisten merklichen Phasenänderungen im unteren Aussteuerbereich auftreten und verschwinden, wenn sich der Pegel der Sättigung nähert, so tragen die Zwischenmodulationsprodukte von der Phasenverzerrung merklich zur Gesamtverzerrung im unteren Aussteuerbereich bei, wodurch für die Verbesserung eine Grenze gesetzt ist, welche durch ein Zurückdrehen des Eingangspegels erreichbar ist.

Obgleich das oben aufgeführte sich auf Mehrträger-Übertragungssysteme richtet, so ist auch bei anderen Systemen,die eine Übertragung von Amplitudenverände rungen verlangen, ein "Zurückdrehen" erforderlich, wodurch der Verstärkerwirkungsgrad verringert wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, hier Abhilfe zu schaffen. Die Lösung dieser Aufgabe besteht darin, daß gemäß der Erfindung zwei in Vorwärtsrichtung eingespeiste Vorverzerrerschaltungen in Reihe angeordnet und vor einem nichtlinearen Verstärker hoher Leistung verwendet werfen, um den Betrieb des Verstärkers im iiichtlinearen Bereich zu ermöglichen, wobei Zwischenmodulationsproöukte verringert werden. Der erste Schaltkreis besteht aus einem aktiven Signalamplitudenvorverzezrer, aer in der Lage ist, eine Eingangs/Ausgangsleistungskennliiiie zu erzeugen, die zur Kennlinie des Verstärkers umgekehrt ist, so daß diese wirksam linearisiert wird. Der zweite Schaltkreis besteht aus einem aktiven Signalphasenkompensator, der unterschiedliche Phasenänderungen, die wegen der Signalamplitudenänderungen am Eingang des Verstärkers durch den Verstärker gehen, kompensiert, so daß die Phase des Ausgangssignals von dem Verstärker in bezug auf die Phase άβε Signals zum Eingang des Kompensators unverändert ist. Dies bedeutet, daß der momentane Leistungepegel des Melirträgereingoiigssignals, wenn es öurc]! den Phasenkompensator gemäß vorliegender luiC een Verstärker hoher Leictunr wandert,

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ein konstantes Phasendifferential zwischen dem Eingang zum Phasenkompensator und dem Ausgang des Verstärkers hoher Leistung aufrecht erhalten muss, unabhängig von dem momentanen Leistungseingang zum Phasenkompensator. Eine Vorverzerrung des Eingangssignals zum Verstärker hinsichtlich der Amplitude und Phase wird erreicht, indem eine Anzahl nichtlinearer Elemente verwendet wird, deren Kennlinien in der richtigen Zeitbeziehung durch die momentane Eingangsleistung zu den Vorverzerrerschaltkreises gesteuert werden. Alternativ kann Jeder Schaltkreis unabhängig verwendet werden, um die Verzerrung entweder wegen der nichtlinearen Amplituden-oder Phasenveränderungen zu verringern.

Bei dem ersten Vorverzerrer schaltkreis, v/elcher oben erwähnt ist, der eine Eingangs/Ausgangsleistungskennlinie aufweißt, die zum Verstärker hoher Leistung, mit dem dieser verbunden ist, umgekehrt ist, wird die Leistung des Eingangssignals zum Vorverzerrerschaltkreis geteilt und zwei Diodendämpfungsgliedern entsprechend zugeführt. Ein Diodendämpfungsglied zeigt einen Dämpfungsverlauf, der eine Funktion seines Kopplungskoeffizienten k ist, welcher seinerseits eine Funktion des Steuerstromes zur Diode ist. Der Koeffizient k kann durch eine Exponentialfunktion des Steuerstromes angenähert werden. Der Steuerstrom eines Diodendampf ungsgliedes wird auf einer festen Vorspannunggehalten, wodurch k konstant gehalten wird und ein Ausgang erzielt wird, der linear ist. Der Steuerstrom des zweiten Diodendämpfungsgliedes ist nicht fest, jedoch durch die Eingangsleistung zum Vorverzerrerschaltkreis über einen vorwärts eingespeisten Steuerschaltkreis gesteuert, wodurch der Kopplungskoeffizient in Übereinstimmung mit der ^D ORiQiNAL

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Kopplungskoeffizient in Übereinstimmung mit der Eingangsleistung zum Vorverzerrerschaltkreis variabel gemacht wird. Der Dämpfungsverlauf dieses Diodendämpfungsgliedes wird daher exponentiell sein. Nachdem die Vorspannungen und Steuerströme richtig ausgewählt wurden, werden die Ausgangssignale von beiden Diodendämpfungsgliedern addiert, um ein Signal zu erzeugen, dessen Dämpfungsverlauf invers zur Kennlinie des Verstärkers hoher Leistung ist, der durch das Ausgangs signal des Vorverzer-rerschaltkreises betrieben wird, wodurch die Eingangs/ Ausgangsleistungskennlinien des Verstärkers hoher Leistung effektiv linearisiert werden.

Der zweite Vorverzerrerschaltkreis oder Phasenkompensator unterscheidet sich im einzelnen von dem Amplitudenvorverzerrerschaltkreis, jedoch ist der in Vorwärtsrichtung eingespeiste Steuerschaltkreis im wesentlichen der gleiche. Das Eingangssignal des Phasenkompensators wird einer Gabelschaltung zugeführt, die das Signal in zwei Signale gleicher Leistung mit einer Phasendifferenz zwischen ihnen von 90° aufteilt.Diese Signale werden dann entsprechend ZweigabelSchaltungen zugeführt, wo sie weiteren Leistungsteilungen und Phasenänderungen unterliegen. Drei von vier Ausgängen der zuletzt genannten Zweigabelschaltungen werden sodann entsprechend drei Diodendämpfungsgliedern zugeführt, welche die Amplituden der Signale differentiell ändern. Zwei der Signale werden linear gedämpft, während das dritte Signal expoenentiell gedämpft wird. Ein linear gedämpftes Signal und das exponentiell gedämpfte Signal, die eine richtige Phasenbeziehung aufweisen, werden sodann kombiniert und zum anderen linear gedämpften Signal addiert, um ein resultierendes Signal zu erzeugen.

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Aufgrund einer Phasendifferenz zwischen dem kombinierten Signal und dem anderen linear gedämpften Signal und wegen einer differentiellen Änderung der Amplitude zwischen dem kombinierten Signal und dem anderen linear gedämpften Signal ist das resultierende Signal einer Phasenänderung in bezug auf das Eingangssignal des Phasenkompensators unterwrfen worden. Die Phasenänderung wird gemäß der differentiellen Phasenverschiebung bestimmt, welche durch den Verstärker hoher Leistung erzeugt wird, wenn die momentane Eingangsleistung zum Verstärker sich ändert, um eine solche Phasenverschiebung zu kompensieren. Die Phasenkompensation wird durch Auswahl geeigneter Vorspannungen und Steuerströme erreicht.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung, in der Ausführungsbeispiele dargestellt sind, näher erläutert. Hierbei zeigen:

Figur 1 ein Blockschaltdiagramm des Amplitudenvorverzerrers nach der vorliegenden Erfindung;

Figur 2 ein Blocks ehalt diagramm des Phasenkompensators nach der vorliegenden Erfindung;

Figur 3 eine graphische Darstellung einer typischen Amplitudenkennlinie für eine Wanderfeldröhre;

Figur 4 eine graphische Darstellung einer typischen Phasenkennlinie einer Wanderfeldröhre;

Figur 5 eine graphische Darstellung einer typischen Übertragungskennlinie für einen Begrenzer;

Figur 6 eine graphische Darstellung der Dämpfungskennlinie eines Diodendämpfungsgliedes mit einem veränderlichen Steuerstrom;

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Figuren ?Ä u. 7B

graphische Darstellungen der Dämpfungsverläufe der Diodendämpfungsglieder an gewissen Punkten innerhalb der Vorrichtung nach den Figuren 1 und 2;

Figur 8 eine graphische Darstellung eines Signals an einem gewissen Punkt in der Vorrichtung nach Figur 2 und

Figuren 9Au. 9B

graphische Darstellungen der Ergebnisse, die mit der Vorrichtung nach der vorliegenden Erfindung erzielt werden.

Figur 5 gibt eine graphische Darstellung einer tjroischen Amplitudenkennlinie einer Wanderfeldröhre wieder, aus der die Ausgangsleistung als Funktion der Eingangsleistung hervorgeht, welche auch den Sättigungspunkt der Röhre zeigt. Aus dieser graphischen Darstellung wird qualitativ ersichtlich, daß zur Vermeidung einer Amplitudenverzerrung die Röhre beträchtlich unterhalb des Sättigungspegels betrieben werden muss, d.h. in ihrem linearen Bereich. Wenn jedoch eine Fehlerkurve von. der Differenz zwischen der tatsächlichen Röhrenkennlinie (Figur 3) und einer genau linearen Kurve hergestellt werden kann, d.h. eine Kurve, die zur Kurve nach Figur 3 invers ist, so ergibt eine Kombination der Kurve nach Figur "-j und ihrer inversen Kurve eine Linearisierung der Röhre, wodurch ein Betrieb des Verstärkers als eine lineare Einrichtung durch die Sättigung hindurch ermöglicht wird. Der Amplitudenvorverzerrer nach der vorliegenden Erfindung, der im folgenden näher beschrieben wird, ist eine Vorrichtung, die die inverse Kennlinie des Verstärkers erzeugt, den sie antreibt. BAD

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"*■ O "~

Wie aus Figur 1 ersichtlich ist, v/erden die Eingangssignale mit der Leistung P- der Gabelschal tung 1 zugeführt. Die Punktion der Gabelschaltung 1, die an sich bekannt ist, besteht darin, die Leistung jedes Eingangssignals zu halbieren und auf den Leitungen 2 und entsprechend drei Ausgangs signale von in zu erzeugen. Die Gabelschaltung erzeugt auch in den Ausgangssignalen eine Differentialphasenänderung, jedoch braucht diese Phasenänderung für die Zwecke der Amplitudenvorverzerrung nicht berücksichtigt zu werden. Ein Ausgangssignal aus der Gabelschaltung 1 von

ρ
der Größe in wird sodann über die Leitung 2 der Gabelschaltung 4- zugeführt, welche die gleiche Funktion ausübt, wie die Gabelschaltung 1. Die Gabelschaltung 4- halbiert ihre'Eingangsleistung erneut und erzeugt zwei Ausgangssignale der

P P

Leistung in. Jedes Ausgangssignal der Größe in wird sodann über die entsprechenden Leitungen 5 und 6 den Dxodendampfungsglxedern 7 und 8 zugeführt.

Die Diodendämpfungsglieder 7 und 8 weisen Dämpfungskennlinien auf, die eine Funktion ihrer entsprechenden Kopplungskoeffxzxenten kn und ko sind. Der Kopplungskoeffizient k^ des Diodendämpfungs-

ρ
Ausdruck k₇ in , der, wie aus Figur 7A hervorgeht,

gliedes 7 is* eine Funktion des festen Stromes IY₇, so daß der Kopplungskoeffizient eine Konstante kr; bleibt. Die Ausgangsleistung des Diodendämpfungsgliedes 7 auf der Leitung 9 ist daher gleich dem Ausdruck kr,
linear ist.

Das Diodendämpfungsglied 8 besitzt einen Kopplungskoeffizienten kg, der eine Funktion des veränderbaren Steuerstromes Ig ist, welcher der Eingangsleistung

zum Vorverzerrer proportional gemacht ist. ,„.«

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Die Dämpfungskennlinie des Diodendämpfungsgliedes ist daher ebenfalls der momentanen Leistung P. proportional, wie im folgenden erläutert wird. Die Dämpfungskennlinie eines Diodendämpfungsgliedes, welches von einem Strom gesteuert wird, der seiner momentanen Eingangsleistung proportional ist, besitzt eine Form, die durch einen exponentiellen Kurvenverlauf angenähert werden kann, wie aus -B'igur 6 ersichtlich ist. Der Dämpfungsverlauf des Diodendämpfungsgliedes 8 auf der Leitung 10 iat

k P

daher gleich 8 in , der einen exponentiellen ——2£

Gang aufweist, wie der Pigur 7B zu entnehmen ist.

Um den Steuerstrom Ig mit linearer Proportionalität zur momentanen Eingangsleistung P. verändern zu können, wird eine in "Vorwärtsrichtung eingespeiste Steuerschaltung verwendet. Die Ausgangsleistung P. aus der Gabelschaltung 1 wird auf der Leitung 3 dem veränderbaren Dämpfungsglied 11 oder irgendeiner anderen Einrichtung mit einstellbarem Verstärkungsgrad zugeführt. Ein veränderbares Dämpfungsglied 11 ist für jeden Hochleistungsverstärker vorhanden und besitzt eine Ausgangsleistung, die zur Eingangsleistung in linear proportional ist und die sich auf dem gewünschten Pegel befindet, um den Kristalldetektor 12 innerhalb seines unteren Flächenbereiches richtig zu betreiben. Das Ausgangssignal des Kristalldetektors 12, das eine Spannung darstellt, die dem

ρ
iiusgangssignal in linear proportional ist, wird souann dem Verstarker Ip zugeführt, der einen Ausgangs strom Iq erzeugt, welcher seinem Eingangssignal vom iirintalluetektor 12 linear proportional ist und v/elcher daher auch der momentanen Eingangsleistung

in auf der Leitung 3 linear proportional ist. Ein

fester Vorstrom I_ß' ist der Anfangssteuerstrom, v/elcher dazu vex*wendet v/ix'd, um anfangs einen V/ert für den veränderbaren Kopplungskoeffizienten ko zu erzielen, wie aus !figur 6 ersichtlich ist.

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Am Ausgang des Verstärkers 13 ist eine Klemmschaltung 14 angeordnet, um den Steuerstrom Ig auf seinem Maximum festzuhalten. Der maximale Strom Iqmav- wird an einem Punkt eingestellt, "bei dem die Leistung zum Diodendämpfungsglied 8 sich auf einem Sättigungspunkt des Hochleistungsverstärkers "befindet. Dies wird durchgeführt, damit das Diodendämpfungsglied 8 oberhalb der Sättigung einen linearen Dämpfungsverlauf, wie aus dem linearen Teil der Figur 7B hervorgeht, aus Gründen aufweist, die im folgenden erläutert werden.

Die Ausgangsleistungen der Diodendämpfungsglieder k^ in

P
und ko in auf den entsprechenden Leitungen 9 und werden sodann der Gabelschaltung 15 zugeführt.

Die Gabelschaltung 15 addiert diese Ausgangsleistungen,

ρ ρ

um auf der Leitung 16 die Ausgangsleitung k _n in + ko in herzustellen. Wie aus den Figuren 7-ά- und 7B ersichtlich ist, besitzt das zuletzt genannte Ausgangssignal eine Kennlinie, die zur Amplitudenkennlinie des Hochleistungsverstärkers nach Figur bis zur Sättigung invers ist und die oberhalb der Sättigung linear verläuft. Das Amplituden-vorverzerrte Ausgangssignal auf der Leitung 16 wird sodann gekoppelt, um einen Hochleistungsverstärker zu betreiben, der nunmehr effektiv linearisiert ist und der deshalb nicht mehr "zurückgedreht" werden muss. Der Hochleistungsverstärker kann daher bei Sättigung mit einer erheblichen Verringerung der Zwischenmodulationsprodukte betrieben werden. Die oben gemachten Ausführungen bezogen sich auf die Linearisierung eines Hochleistungsverstärkers bis zur Sättigung, um die Zwischenmodulationsprodukte zu verringern. Oberhalb der Sättigung wird die Ausgangsleistung ces Signals zusammengedrückt, wie aus Figur 3 hervorgeht. Ein Zusammendrücken des Signals oberhalb der Sättigung ergibt ebenfalls unerwünschte Zwischenmodulationsprodukte.

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Es ist gezeigt worden, daß, wenn der Bereich der Kurve nach Figur 5> oberhalb der Sättigung flach gemacht wird, d.h. wenn oberhalb des Leistungseinganges für die Sättigung der Ausgang konstant bleibt, die Zwischenmodulationsprodukte verringert werden können. Wie zuvor bemerkt wurde, ist der Amplitudenvorverzerrer nach Figur 1 so ausgelegt, daß er oberhalb der Sättigung, d.h. bei I_{g Max} linear ist. Um den Bereich oberhalb der Sättigung glacher zu machen, muss der lineare Bereich nach Figur 7B ebenso flach sein, so daß dann, wenn das Signal durch den Hochleistungsverstärker läuft, die Wirkung darin besteht, daß der Bereich oberhalb der Sättigung flach wird. Um dies zu erreichen, wird ein Begrenzer zwischen der Amplitudenverzerrereinrichtung nach Figur 1 und dem Hochleistungsverstärker angeordnet. Der Begrenzer hat die Wirkung, den linearen ü}eil nach Figur ?B abzuflachen. Der Begrenzer flacht den linearen Bereich nach Figur VB ab, indem er Signalleistungen nur bis zu einem Maximum durchlässt. Es darf bemerkt werden, daß, wie in Figur 5 dargestellt ist, ein Begrenzer selbst eine nichtlineare Vorrichtung ist, so daß daher zur Verlängerung der Erzeugung unerwünschter Zwischenmodulationsprodukte ein Amplitudenvorverzerrer, der in Fifur Λ dargestellten Art, vor dem Begrenzer angeordnet werden kann. Dieser Amplitudenvorverzerrer ist besonders dazu geeignet, eine Kennlinie zu erzeugen, die zu derjenigen des Begrenzers invers verläuft.

Die Verwendung eines Amplitudenvorverzerrers zur Lineasierung eines Begrenzers v/eist noch einen anderen Vorteil auf. In einem Nachrichtensystem mit FM-Hodulation ist der Äusgangsträgerfrequenzhub des FH-Hodulators eine Funktion der Spannung, die in den FM-Hodulr.tor gelangt. In einem Hehrkanalsysteni kann äer Ausgancsträgerfrequenzhub oder die Bandbreiten von zwei benachborteji Kanälen in bestimmten Zeiten gvo& genus sein,

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um ein Überlappen oder ein Übea/sprecken zu vei^vm?sachoru Beim Empfänger iiltern die Filter jeci.en Kanal aus "und vermeiden etwas eine Überlappung, jedoch, ist es schwierig, Filter so auszulegen, daß sie ein Ifbersprechen effektiv abschneiden.

Anstatt die Vex-wendung dieser schwieiäg zu konstruierenden Filter am Empfänger zu verlangen, kann ein Begrenzer und ein "Amplitudenvorverzerrer nach der Erblindung vor jedem Mi-Modulator angeordnet werden, um die Spannung zum Modulator zu "begrenzen. Dadurch, wird, der üusgengsfrequenzhub oder die Bandbreite jedes FM-Modulators begrenzt, wodurch ein übersprechen effektiv verringert und die Notwendigkeit, die oben aufgeführten Filter vorzusehen, vermieten wirö. UJmo Verwendung öers iJiiplituäeiTvorver-zerrers nach der vorliegenden Erfindung ist es v.'enen seine:? nichtlinearen Kennlinien nicht möglich, einen Begrenzer zu verwenden.

Vor dem Iloohleistungsveretärkex'¹ sollte auch ein Bemessungsverstärker angeordnet werö,en. Die Funktion ces Bemessungsverstärkers besteht darin, das Lulgangsleistungssignal des Amplitudenvorverzerrerε auf einen Pegel maßstäblich zu verändern, v:elcher notv/endig ist, aen Hochleistungsvei'stärker zu uetreiben. Der Bemessungsverstärker ist ebenfalls nichtlinear und.,obgleich er -zurückgedreht wird, ergibt diese Einrichtung keine Nachteile, die beim 'Zurückdrehen eines Hochleistungsverstärkers auftreten (aufgrund der geringen anfangs- und Betriebskosten eines Bemessungsverstärkers), wobei dem Bemessungsverstärker ein Amplitud,envorverzerrer der in Figur 1 dargestellten Art vorgeschaltet werden kann, um diesen zu linearisieren.

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Obwohl die Gabelschaltung 1 in Figur 1 die ent-

P P sprechenden Ausgangsleistungen in und in mit den Leitungen 2 bzw. 3 koppelt, kann irgendein Kopplungsglied in befriedigender Weise verwendet werden, um das Eingangssignal P- mit den Leitungen 2 und 3 zu koppeln. Da auch das Diodendämpfungsglied den Ausgang der Gabelschaltung 4 mit dem Eingang der Gabelschaltung 15 einfach linear koppelt» kann irgendein lineares Dämpfungsglied an Stelle dessen eingesetzt werden. "Wenn jedoch das DiodendämpfungsglxecL 7 tatsächlich nicht verwendet wird, so sollte die elektx-ische Länge zv/ischen den Gabelschaltungen 4- und 5 gleich derjenigen beim Diodendämpfungsglied sein, welches sich dazwischen befindet. Gleiche elektrische Längen sind erforderlich, um zerstörende Interferenzen zwischen den zwei Eingangsgrößen

P P

in und k in die in der Gabelschaltung 15

Z_n in und k_Q in ,
jummxert werden, zu

sumiaxei't werden, zu vermeiden.

Die graphische Durstellung nach Figur 4- zeigt eine typische Phasenkennlinie einer Wanderfeldröhre, welche eine Differentialphasenverschiebung als Funktion der Exngangsleistung darstellt. Aus dieser Kurve kann entnommen werden, daß, wenn die Phase des Eingangssignals zur Röhre vorverzerrt wird, um die Differentxalphasenverschiebung, welche durch die Röhre geht, zu komensieren, dann die Zwischenmodulationsprodukte verringert werden können. Das bedeutet, daß, wenn wegen einer Änderung der Ein gangssignalleistung sich eine Differentialphasenverschiebung von -6° (nacheilend) ergibt, wenn das Signal durch die Röhre läuft, z.B. von -20° bis -26°, dann, falls das Eingangssignal durch eine Differentialphasenverschiebung von +6 (voreilend) vor dem Eintritt in die Röhre vorverzerrt werden kann, dies ein Signal ergibt, dessen Ausgangsphase von der Röhre sich in der gleichen Beziehung zur Phase des Eingangssignals zum Vbrverzerrer befindet, so daß eine Differentxalphasenverschiebung durch die Röhre ^AD U

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hindurch effektiv kompensiert wird.

In Figur 2 ist ein Blockschaltbild des Phasenkompensators mit Phasenangaben an den verschiedensten Punkten in der Schaltung dargestellt, die ein Verstäendnis dieser Schaltung erleichtexTi. Bei dei-Beschreibung dieser Schaltung wird die Voraussetzung gemacht, daß erstens die Phasenverschiebung dux'ch die Gabelschaltung o° beträgt und Ausgänge von 0° und an den zwei entsprechenden Ausgangsteilen ergibt und zweitens, daß alle dem Diodendämpfungsglied zugcxührten Leistungen gleich sind.

Ein Eingangssignal mit der Leistung P- wird der Gabelschaltung 17 mit einer Phase von 0° zugeführt. Die Eingangsphase ist tatsächlich bloß eine Bezugsphase und kann irgendwelche Anfangswerte annehmen, jedoch wird für die Beschreibung angenommen, dctß die Anfangsphase des Signals 0° beträgt. Zur Vereinfachung der Beschreibung v;ird ebenfalls angenommen, dpß die Impedanz des Schaltkreises konstant ist, so daü P- *v E (Spannung) ist, so daß die weitere Beschreibung cmrch Spannungs- und Phasenausdrücke fortgesetzt wirci. Die Gabelschaltung 17 halbiex-t das Eingangs ex gnal S-

Ti*

und erzeugt zwei ^.usgangssignale in auf den Leitungen 18 bzw. 19· Das Ausgangssignal auf der- Leitung 18 unterliegt wegen der Differentialphasenverschiebung in der Gabelschaltung einer· Phasenverschiebung von -90°, wie aus der Phasenangabe an diesem Punkt ersichtlich ist, wobei das Ausgangssignal in durch die Gabelschaltung hindurch auf der Leitung 19 bei 0° verbleibt, wie aus der Phasenangabe bei der Leitung 19 ex'sichtlich ist. Das Ausg&ngssignel in ( -90°) auf dex" Leitung 18 itfxrd sodann der Gabelschaltung ^O zugeiühx-t, und üv.s Ausgangs si p;ni~1 in (0 ) de ν Gabelschaltung ;^: Die Gabelschaltung 20 halbiert sodann do.r> Εχηρ;;ΐΐ{·:π-signal in (-90°) um zwei Ausgangs signale "^in (-1ÜO°) und _η1 "~ zu erzielen.

•4.11 (-cjQ°) BAD ORIGINAL

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V* η

« .'.".4;:{--;.nncci:;n"l in (-1;3Ü ) wird oocanii dazu iT.'enriot, in einem in Vorwärtsrichtung einge-

ten bchdtkreis einen Steuerstron zu erzeugen. λ):'.G AHSfT-'uii "^sin-lip 1 ^22 "¹Jn (-IbO⁰) wird sodann über die Leitung '';■ eier G-i.belßchaltung 24- zugeführt. Die Gabelschaltung 24 erzeugt ein Ausgangs signal ^k22^Ein (-180°) auf der Leitung 2b.

D^fis Aurg- ngsrignal 'in (0°) auf der Leitung 19 wird dpa· Gabelschaltung 2t zugeführt, die zv/ei Ausgangscigiialri ^Jn (0°; und ^in (-90°) auf den Leitungen bzv.¹. "-/ (--rzeuft. JJ-'-c AuGgangEcignal in ^-90°) wird

—4~ zum DioiiendämpfuncGglied .ii geleitet, dessen Kennlinie linear ist, wie durch einen konstanten Kopplungskoeifizienten k _q festgelegt viird, der eine Funktion Tes fönten Vorstromes Ipo ist. Die Eingangc/Ausgangskennlinie des Diodendämpfungsgliedec 28 wird auch durch Figur /A iviedergegeben. Das Ausgangs signal ο ei* Leitung 29 von Diodendämpfungsglied 2b wird dann gleich S.ü in (-90°) unc wix'd der Gabelschaltung

Das -tiusgangssignal in 40°) ^GUf de^r Leitung 26 vjird v.em DiodendämpfungGglied '^Λ zugeführt. Das Diodendänpfungeglied 31 besitzt eine Kennlinie, die wegen des Kopplungskoeffizienten k-^ exponentiell verläuft, lielcher eine Funktion ö.es bteuersti-ones ϊ-y, ist. Der Steuerstx^om I-,, ist nicht fest, jedoch zur momentanen Eingangsleistung proportional. Das Ausgangssignal in (-90°) von der Gabelschaltung 20 ■wird als ilingangsleistung zur Erzielung ö.es Steuerstromes I-,, verwendet. Das Ausgangs signal in (-90°) von der Gabelschaltung 20 wird einem veränderbaren Dämpfungsglied 31 oder irgendeiner anderen Vonichtung mit einstellbarem Yerstärkrungsgrad und sodann dem Kristalldetektor 32 zugeführt, der eine Ausgangsspannung erzeugt, aie der momentanen Leistung von in (-90°)

Il

proportional ist.

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Diese Spannung wird sodann dem Verstärker 33 zugeführt, der gemäß seiner Eingangs spannung einen Steuerstrom 1^_x, erzeugt. Der Steuerstrom I_„ wird sodann dem Dioden-

3
dämpfungsglied 31 zugeführt, um den Kopplungskoeffienten zu verändern, wodurch das Diodendämpfungsglied 31 eine exponentielle Kennlinie bis zur Sättigung gemäß der in Figur 7B dargestellten Kurve erhält. Das veränderbare Dämpfungsglied 31» der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 arbeiten in einer Weise, die dem in Vorwärtsrichtung eingespeisten Steuerkreis des Amplitudenvorverzerrers ähnlich ist, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der zur Eingangsleistung linear proportional ist. Der Anfangs feste Vorstrom I₇^ ist der Anfangssteuerstrom, welcher dazu verwendet wird, zu Beginn einen Wert für den veränderbaren Kopplungskoeffizienten k-,, zu gewinnen, wie aus Figur 6 zu entnehmen ist.

Der maximale Steuerstrom I /-_pn wird eingestellt,

IHcA-X- \ CL J

indem der Verstärkungsgrad im veränderbaren Dämpfungsglied 31 (a) eingestellt wird, bis die Phasenänderung für die Röhre bei Sättigung vollständig kompensiert. Das Ausgangssignal in (-90°) von der Gabelschaltung 20, das veränderbare Dämpfungsglied 31 (a), der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 umfassen die in Vorwärtsrichtung eingespeiste Steuerschaltung. Das Ausgangssignal des Diodendampiungsgliedes 31 wird daher ^k31^Ein (0°) sein.

Das Ausgangs signal 31 in (0°) auf der Leitung 34- wird dux'ch die Gabelschaltung 30 hindurchgeleitet. Des nus-V" Τ«* ο

gangssignal ^28 in (-90 ) auf der Leitung 29 unterliegt einer Phasenverschiebung von -90 auf 28 in (-180°) und erscheint am oberen Ausgang der Gabelschaltung 30 mit dem Ausgangssignal ^K31 in (u⁰'). Bei diesem Ausgangssignal übt die Gabelschaltung 30 auf die zwei

Signale einen SubstraktionsOrozess aus. _Da-·, ^.„_1λ

dAD ORiQIfSJAL

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Da das Ausgangssignal 28 in (-180°) wegen der linearität des Diodendämpxungsgliedes 28 größer ist als das Ausgangssignal 31 in (0°), so wird das Ausgangssignal der Gabelschaltung JO auf dev Leitung 35» wie in der Kurve nach !""igur 8 dargestellt, erscheinen und ist gleich dem Ausdruck

Das AuGgangssigneil (^k28~^lc31 ^ \n (-180°) auf der Leitung 35 wird der Gabelschaltung 36 als Eingangssignal zugeführt. Das Ausgangssignal 22 in (-180°) auf der Leitung 25 wird der Gabelschaltung 36 als das andere Eingangssignal eingegeben. Das Ausgangssignal^^k28~^k31^ ^Ein (-180°) erscheint am oberen rechten Ausgang der Gabelschaltung 36 als (l^_ö-^₁)E_in (_27o°). Das Ausgangssignal ^k22 ^Ein (-180°) wird durcil die Gabelschaltung 36 geleitet und erscheint an der oberen rechten Ausgangsseite als

P ο
Ic₀₀ in (-180 ). An dieser Ausgangsklemme wird

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das resultierende Bignal der zwei Signale bei zunehmendem P. eine Phasenvoreilung aufweisen, verglichen mit dem Eingangssignal P. der Gabelschaltung 1y. Dies ergibt sich aus der Differentialamplitudenänderung wegen des zunehmenden P. zvii sehen dem Ausgangs signal k_oo in (-180 ) und (k_OR-k₇^) in (-270°), wobei das vorhergehende Signal größer ist.

Am unteren Ausgang der Gabelschaltung 36 wird das Ausgangssignal k_oo in (-180°) von der Leitung 25 b pi V ο

k_oo in (-270 ) und ein Ausgangssignal (k_oa-

^Ein (-180°) von der Leitung 35 hei (k₀o-k_x.)^Ein (-180°) ο ίο

sein. Die .Resultierende dieser Signale ist ein Signal, dessen Phasenänderung in der Phase in bezug auf das Eingangssignal P. der Gabelschaltung 17 voreilt.

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Obgleich die Amplitude des resultierenden Signals sich von dem Originaleingangssignal unterscheidet, so wird diese Differenz die Wirkung des Phasenkompensators niiit wesentlich ändern.

Eine Signalwanderung durch eine Wanderiekdröhre unterliegt einer Phasennacheilung. TJm daher diese Phasennacheilung durch die Röhre zu kompensieren, wird das Ausgangssignal der Gabelschaltung 36, welches eine Phasenvoreilung aufweist, der Röhre zugeführt. Eine Auswahl der richtigen Vorspannung und Steuerströme ergibt ein Ausgangs signal mit einer voreilenden Phase? welche ausreichend ist, die Different!alphasennacheilung,der dieses Signal wegen der veränderbaren Eingaiigsleistung unterworfen ist, zu kompensieren. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal der Wanderfeldröhre sich in der gleichen Phasenbeziehung befinden wie das Eingangssignal P- zum Phasenkompensator, unabhängig von der momentanen Leistung des Eingangs signals P. und eine Reduktion der Zwischenmodulationsprodukte ergeben.

Da die Diodendämpfungsglieder 22 und 28 linear sind, sind sie genau wie das lineare Dämpfungsglied 7 des Amplitudenvorverzerrers für den Betrieb des Phasenkompensators nicht wesentlich und es kann irgendein lineares Dämpfungsglied verwendet werden. Wenn diese jedoch nicht verwendet werden, ist es notwendig, die gleiche elektrische Länge zwischen den Gabelschaltungen 20 und 24 und den Gab el schaltungen 21 und 30 aufrechtzuerhalten, um zerstörende Interferenz zu vermeiden.

Auch hier sollte zwischen der phasenvoreilenden Ausgangsklemme des Phasenkompensators und der BAD ORIGINAL Hochleistungsröhre,die von dem Signal eines solchen Ausganges betrieben wird, ein Bemessungsverstärker

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eingeschaltet werden, um die Hochleistungsröhre angemessen zu betreiben.

Die richtige Vorverzerrung des Eingangssignals zur Wanderfeldröhre oder zu anderen Vorrichtungen werden sowohl hinsichtlich der Amplituden als auch der Phasenvorverzerrung in zwei Stufen durchgeführt. Zuerst wird bei Bekanntsein der Form der Übertragungscharakteristiken, z.B. einer Wanderfeldröhre, die erforderliche Form des vorverzerrten Signals erx*eicht, indem die richtige Vorspannung und die Steuerströme ausgewählt werden, wobei die Steuerströme mit der in Vorwärtsrichtung eingespeisten Steuerschaltung gewonnen werden. Liegt einmal die gewünschte Formdes vorverzerrten Signals vor, dann wird zweitens seine Amplitude auf die erforderliche Ausgangsleistung mit Hilfe des Bemessungsverstärkers eingestellt, um die Wanderieidröhre richtig zu betreiben. Da die Amplitudenübertragungskennlinien der meisten Wanderfeldröhren sich hinsichtlich der absoluten Größe unterscheiden, jedoch in der Form ähnlich sind, ist es möglich, das voi^verzerrte Signal für die Amplitudenvorverzerrun{: diesel' Wanderfeldröhre einzustellen, indem einfach nur der Verstärkungsgrad des Bemessungsverstärkers eingestellt wiru. Die Phasenübergangskennlinien von verschiedenen 'Wanderfeldröhren variieren jedoch i:i ilirei* Form, so daß daher eine entspx-eoji-näo Einstellung der Vorspannung und der Steuerf-trone sov/ie auch des Beiaessungsverstärkers zur jsrzielung der richtigen Phasenkompensation notwencif: ist.

Die Auspcjigcleistung einer Vanöerf eidröhre und die Differentialphasenänderung durch die Höh3?e ist eine Funktion der Frequenz.

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Um daher den Amplitudenvorverzerrer und den Phasenkompensator nach, der vorliegen:· en Erfindung über ein breites Band zu betreiben, können sowohl ein üBiplitudenentzerrer als auch ein Gruppenlaufzeitentzerrer, welche an sich, bekannt sind, verwendet werden. Der Amplitudenverzerrer wird zwischen dem Amplitudenvorverzerrer gemäß vorliegender Erfindung und der V/anderfeidröhre geschaltet, um sicherzustellen, daß der Verstärkungsgrad der Wanderfeldröhre über das Arbeitsband konstant ist. Der Gruppenlaufzeitentzerrer ist zwischen dem Phasenkompensator gemäß vorliegender Erfindung und der Wanderfeldröhre geschaltet, um sicherzustellen, daß die Phasenübertragungscharakteristik über das Arbeitsband gleich bleibt.

In Figur 9A sind die Ergebnisse dargestellt, die mit dem Amplitudenvorverzerrer vorliegender Erfindung gewonnen werden. Diese graphische Darstellung enthält eine Kurve der Eingangs/Ausgangskennlinien einer Wanderfeldröhre für einen einzigen Träger unkompensiert und einen einzigen Träger kompensiert mit dem Amplitudenvorverzerrer vorliegender Erfindung. Desgleichen ist eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2f. - fp) unkompensiert wiedergegeben, wenn ein zweiter Träger gleichzeitig durch die Wr-nderfeidröhre wandert und eine Kurve des Zv/ischenmodulationsproduktes (2f^, - iv) amplitudenkompensiert, wenn der Amplitudenvorverzerrer vorliegender Erfindung verwendet wird. Diese Kurve zeigt deutlich die Linearisierung der Amplitudenkennlinie der Wanderfeldröhre durch die Sättigung hindurch. Desgleichen ist die Verringerung der Leistung eines Zwischenmodulationcproduktes dargestellt, wenn die Träger mit der Vorrichtung nach der vorliegenden Erfindung anrolitudenvorverzerrt sind.

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In Figur 9B sind ebenfalls die Ergebnisse dargestellt, die mit dem Phasenkompensator vorliegender Erfindung gewonnen werden. Die obere Kurve zeigt die Eingangs/ Ausgangsamplitudenkennlinien einer Wanderfeldröhre für einen einzigen Träger phasenkompensiert. Von dieser Kurve ist keine Linearisierung dargestellt, da diese Kurve nur die Phasenkompensation wiedergibt. Jedoch ist auch eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2f^ - fg) unkompensiert wiedergegeben, wenn ein zweiter Träger gleichzeitig durch die Wanderfeldröhre wandert und eine Kurve des Zwischenmodulationsproduktes (2£y. - £^) phasenkompensiert, wenn der Phasenkompensator vorliegender Erfindung verwendet wird. Ein Vergleich dieser letzteren Kurven zeigt die Verringerung der Leistung des Zwischenmodulationsproduktes, wenn der Phasenkompensator vorliegender Erfindung verwendet wird.

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Claims

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Patentansprüche

.j Vorriclitung zur linearen Verstärkung von bignalen, gekennzeichnet durch:

a) einen Verctüi-ker nit einem nichtlinearen Amrilituo engang und

b) vor dem Verstärke!· ;ngeoranete und mit ihm verbundene Schaltungselemente, um dem Signal, welches dem Verstärker zugeführt wird, einen Amplitudengang zu verleihen, der zu demjenigen des Verstärkers invers verläuft, derart, daß das Ausgangssignal des Verstärkers effektiv linearisiert ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

a) Schaltungselemente zur Erzeugung eines ersten Ausgangssignals, das einem Eingangssignal im wesentlichen linear proportional ist;

b) Schaltungselemente zur Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals, das dem Eingangssignal im wesentlichen exponentiell proportional ist und

c) Schaltungselemente zur Kombination des ersten und zweiten Ausgangssignals.

J. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch:

a) Schaltungselemente zur Aufteilung eines Eingangssignals in ein erstes und ein zweites Signal;

b) Schaltungselemente zur nahezu linearen Dämpfung des ersten Signals;

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ο> Sclialtungselemente zur nahezu exponent!eilen , Dämpfung des zweiten Signals und

ά) Schaltungsmittel zur Addition des linear und des exponentiell gedämpften Signals.

<+. Vorriclitung nach Anspruch 1, 2 oder ^, dadurch gekennz ei c h η e t, daß die Schaltungselemente zur exponentiellen Dämpfung

a) ein Diodendämpfungsglied mit einer Steuereingangsklemme,

b) mit dem Diodendämpfungsglied verbundene Schaltkreiselemente, die auf das Eingangssignal an-E-.p rechen, zur Erzeugung eines Steuerstromes, der der momentfoien Leistung des Eingangs signals proportional ist und

c) öchaltkreiselemente, um den Steuerstrom der Steuereingangsklemme zuzuführen, aufweisen.

;:. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, ü ;i ü u r c h gekennzeichnet, daß

a) der dem Diodendämpfungsglied zugeführte Steuerstrom bis zu einem Maximum reicht, das am Sättigungspunkt des Verstärkers eingestellt ist und daß

b) das dem Verstärker zugeführte Signal bis zu einer maximalen Leistung reicht, die bei dem Sättigungspunkt des Verstärkers liegt.

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6-r Vorrichtung nach. Anspruch 1, dadurch gekennz e i c h η e t_t daß der Verstärker einen Differentxalphasengang aufweist und daß vor dem Verstärker und mit ihm verbundene Schaltungsmittel zur Kompensation des Differentialphasenganges angeordnet sind.

7. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreiselemente zur Erzeugung eines Steuerstromes hintereinandergeschaltet ein veränderbares Dämpfungsglied (11), einen Kristalldetektor (12) und einen Verstärker (13) aufweisen.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselemente zur linearen Dämpfung

a) ein Diodendämpfungsglied mit einer Steuereingang ski emme und

b) Schaltkreiselemente zur Erzeugung eines festen Steuerstromes für die Steuereingangsklemme aufweisen.

9· Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselenente zur Teilung und zur Addition der Signale Gabelschaltungen sind.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, d a d u r c Ii gekennz ei c h η e t, daß im Schaltkreis zur Erzeugung des Steuerstromes eine Klemmschaltung (14; angeordnet ist, die den Steuerτ strom zum Dioö_endämpfungsg;lie<\i (o) bis zum Maximum des Sättigungspunktes des Verstärkers führt und ö.;-..k zwischen cen Schaltungselementen mit inverser .iuiiplitudenkennlinie und den V-:m-stärker mit nichtf-rer ...rai litudeiikeimlinic <:in Benren^o:.¹ .ys-nciv LvA'

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ist, um dem Verstärker Signale bis zu einer maximalen Leistung zuzuführen, die bei dem Sättigungspunkt des Verstärkers liegen.

11. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Verstärker mit ihm verbundene Schaltungsmittel angeordnet sind, um ein Eingangssignal in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals differentiell phasenzuver schieben,¹ derart, daß die Phasenverschiebung eines Signals, das hintereinander der Vorrichtung zur dili'erentiellen Verschiebung und dem Verstärker zugeführt wird, unabhängig von der momentanen Leistung des Eingangssignals zur Vorrichtung für die differentielle Verschiebung ist.

12. Vo!'richtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß

a) Schaltki^eismittel zur teilung eines Eingangs signals in ein erstes unci ein zweites Signal mit einer Phasendifferenz zwischen den zwei Signalen,

υ,- Schaltlccei smith el zur differentiellen Veränderung der Amplitude des ernten Signals in bezug auf die juiplitude des zweiten Signals in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals und

c) Schaltkreismittel zur Kombinotion der differentiell veränderten Signale zur Erzielung eines resultierenden Signals, welches in bezug auf das Eingangssignal eine Phasenverschiebung aufweist, die die Differentialphasenverschiebung des resultierenden signals durch den Verstärker kompensiert, vorhanden sind.

1p. Verrichtung nach Anspruch 1 oder einem der Iolgenden, ο ■ f. ι u r ο ji ge kennzeichne t, dal.'.

α) Scli;iltkj'cif.;elemente zur !'eilung des zweiten Signals in can drillt; ;; um' viorteii Signal r,i.i L eiuor zwischen

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ihnen befindlichen Phasendifferenz,

b) Schaltkreis elemente zur exponent! eilen Dämpfung des dritten Signals und

c) ochaltkreiselemente zur linearen Dämpfung des vierten Signals vorhanden sind.

Vorrichtung nach Anspruch 15» dadurch gekennzei chnet, daß die Schaltkreiselemente zur exponentiellen Dämpfung

a) ein Diodendämpfungsglied mit einer Steuereirigangsklemme,

Td) Schaltkreiselemente, die mit dem Diodendämpi'ungsglied in einem Schaltkreis liegen und auf das Eingangssignal ansprechen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der der momentanen Leistung des Eingangssignals proportional ist und

c) Schaltkreiselemente zur Zuführung des Steuerstroms zur Steuereingajigsklemme, aufweisen.

Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreismittel zur Kombination der Signale

a) Schaltkreismittel zur Substraktion des dritten Signals vom vierten Signal zur Erzeugung eines fünften Signals mit einer Phasendifferenz in bezug auf das erste Signal und

b) Sch; Itkreismittel zur Addition des ersten Signale mit eiern fünften Signtil zur Erzeugung eines xesulbj ■--i^'/'eii Signals aufweinen.

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16. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltkreiseleraente vorhanden sind,

a) um das erste Signal in bezug auf das Eingangssignal um -270 phasenzuverschieben,

b) um das dritte Signal vom vierten Signal zu subtrahieren und ein fünftes Signal zu erzeugen, das in bezug auf das Eingangssignal eine Phasenverschiebung von -180° aufweist, und

c) um das erste Signal mit dem fünften Signal zur Erzeugung eines resultierenden Signals zu addieren, welches in bezug auf das Eingangssignal eine.Phasenverschiebung aufweist, durch die die Phasenverschiebung des durch den Verstärker gehenden Eingangssignals kompensiert wird.

7· Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreiselemente zur Teilung, zur Subtraktion, zur Phasenverschiebung und zur Addition Gab el schaltungen (Hybridschaltungen) sind.

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