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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Hochfrequenz-Verstärker zum
Verstärken
von Breitband-Hochfrequenz-Signalen, wie beispielsweise Kabelfernseh-(CATV)-Signalen,
die über
eine Übertragungsleitung,
mit minimalem CTB und minimaler Kreuzmodulationsverzerrung übertragen
werden.
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Ein
herkömmliches Übertragungsleitungssystem,
das eine Koaxialleitung verwendet, wie beispielsweise ein CATV-System,
umfasst Verstärker, die
unter geeigneten Intervallen angeordnet sind, die die Signale, die übertragen
werden sollen, verstärken,
um eine Dämpfung
der Signale zu kompensieren, die über die Leitung auftritt. CATV-Signale
besitzen typischerweise ein Frequenzband, das von 70 MHz bis 450
MHz, zum Beispiel, reicht, was äquivalent
zu ungefähr
60 Kanälen
ist. Allgemein wird, wenn die Signale verstärkt werden, eine einzelne Breitbandverstärkung ohne
Unterteilung von Frequenzen in Bänder
durchgeführt.
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Die
Verstärker
sind entlang der Sendeleitung ungefähr 20 dB voneinander entfernt
(in Größen des normalen
Dämpfungswerts
der Signale, die übertragen
werden sollen) installiert, was gleich zu ungefähr 500m entfernt in Angaben
eines Abstands ist. Dementsprechend kann, in einem groß dimensionierten System,
die Zahl von kaskadierten Stufen der Verstärker ungefähr 30 oder mehr betragen, um
die erforderliche Signalqualität
in Angaben des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses, des Signal-zu-Verzerrungs-Verhältnisses,
usw., durch die Übertragungsleitung
hinweg, beizubehalten. Deshalb ist es wichtig, dass die Verstärker, die
in dem System verwendet sind, gute Rausch- und Verzerrungs-Charakteristika haben,
um den Abstand, mit dem die Signale übertragen werden können, zu
maximieren und demzufolge den Service-Bereich, der durch das System
abgedeckt werden kann, zu maximieren.
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Allerdings
kann gerade dann, wenn Verstärker,
die gute Betriebs-Charakteristika haben, verwendet werden, eine
andere Verzerrung, wie beispielsweise eine Kreuzmodulationsverzerrung,
typischerweise in einem solchen System auftreten. Eine Kreuzmodulationsverzerrung
tritt dann auf, wenn die modulierten (d.h. amplituden-modulierten)
Inhalte eines Kanals mit denjenigen von anderen Kanälen in Wechselwirkung
treten und mitein ander vermischt werden. Andere Typen einer Verzerrung,
wie beispielsweise eine CTB (Composit Triple Beat) Verzerrung, erscheinen
als eine Niederfrequenz-Interferenz in einem Videosignal. Das bedeutet,
dass Verzerrungskomponenten, die sich aus einem Addieren und Subtrahieren
von Frequenzen von Trägern
ergeben, in der Nähe
jedes Trägers
auftreten, da Kanalträger gleichmäßig voneinander
auf der Frequenzachse beabstandet sind. Eine Verzerrung vom CTB-Typ
wird als problematischer mit einer Erhöhung der Anzahl von Kanälen angesehen,
da sich, obwohl sich eine Kreuzmodulationsverzerrung im Verhältnis zu
der Anzahl von Kanälen
erhöht,
eine CTB-Verzerrung nahezu im Verhältnis zu nC3 erhöht
(nC3 stellt die
Zahl von Kombinationen beim Kombinieren von drei Kanälen unter
der Anzahl von Kanälen
n dar).
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Eine
Push-Pull-Schaltung kann verwendet werden, um eine Verzerrung gerader
Ordnungen, umfassend eine Verzerrung zweiter Ordnung, unter einer
Verzerrung von Verstärkern,
zu unterdrücken. Allerdings
ist eine Verzerrung einer ungeraden Ordnung, wie beispielsweise
eine Verzerrung dritter Ordnung, die die vorstehend erwähnten Kreuzmodulationsverzerrung
und die CTB-Verzerrung verursacht, schwierig vollständig zu
entfernen. Demzufolge wird eine CTB-Verzerrung ein begrenzender
Faktor für
die Leistung bzw. Funktionsweise der Verstärker und die Gesamtgröße des CATV-Systems.
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Zusätzlich ist,
zusammen mit einer Erhöhung der
Anzahl von Kanälen,
ebenso wie mit einer Erhöhung
der oberen Grenze von Frequenzbändern,
in den vergangenen Jahren, entdeckt worden, dass die Kreuzmodulationsverzerrung
nicht nur eine Interferenz zwischen Amplituden-Modulations-Inhalten
der Kanäle
mit sich bringt, sondern auch eine Phasen-Modulations-(PM)-Komponente
umfasst. Dieser Typ einer Kreuzmodulation führt dazu, dass die Eingangs-
und Ausgangs-Pegel der Verstärker
nicht vollständig
proportional zueinander sind, und da auch der Ausgangs-Pegel in
Abhängigkeit
eines höheren
Eingangs-Pegels unterdrückt
wird. Mit anderen Worten besitzt dieser Typ einer Kreuzmodulation eine
Nicht-Linearität
dahingehend, dass sich die Verstärkung
unter einem höheren
Eingangs-Pegel verringert.
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Dementsprechend
verringert sich, wenn sich die Amplitude eines Kanals während einer
Modulation erhöht,
die Verstärkung
der Verstärkungsschaltung
und die Amplitude eines anderen Kanals wird verringert. Das Modulationssignal
wird so in einer invertierten Form übertragen, was eine Kreuzmodulation
verursacht. Dementsprechend wird, in einem Verstärker, der eine Anzahl von Kanälen gleichzeitig
verstärkt,
eine Kreuzmodulation als ein Interterenzwellenbild beobachtet, das ähnlich eines
negativen Bilds erscheint.
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Um
eine Kreuzmodulationsverzerrung in einem herkömmlichen System zu messen,
wird ein Kanal in einen Nicht-Modulations-Zustand versetzt und alle
anderen Kanäle
werden in einen Modulations-Zustand versetzt. Ein Signal wird dann
durch einen Verstärker
hindurchgeführt,
und das Niveau einer Modulation, die an jedem Kanal ohne eine Modulation
an seinem Ausgang auftritt, wird beobachtet. Die folgenden zwei
Verfahren zum Erfassen des Modulations-Pegels können deshalb verwendet werden.
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Eine
Einhüllungs-Erfassung
kann verwendet werden, um die Amplitude der Modulations-Wellenform
zu prüfen.
Alternativ kann ein Spektrum-Analysierer verwendet werden, um einen
Träger
und Seitenwände
auf der Frequenzachse zu separieren, um deren Beziehung zueinander
zu prüfen.
Falls die Kreuzmodulation, die auftritt, nur eine reine Amplitudenmodulation
ist, sollten die Ergebnisse der zwei Messverfahren zueinander passen.
Allerdings passen, aufgrund der Phasen-Modulations-(PM)-Komponenten
der Kreuzmodulation, die Ergebnisse typischerweise nicht zueinander,
und wenn sich die Frequenz erhöht,
gilt dies auch für
die Differenz zwischen den Messungen. Das bedeutet, dass, bei hohen
Messfrequenzen, die Modulation, gemessen durch die Einhüllungs-Erfassung,
gewöhnlich
geringer als die Amplituden-Modulation, berechnet von dem Seitenband-Niveau,
gemessen mit einem Spektrum-Analysierer, ist.
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Es
wird deshalb angenommen, dass das Auftreten eines Seitenbands nicht
nur durch eine Amplituden-Modulation, sondern auch durch eine Phasen-Modulation,
verursacht wird. Wiederum tritt, wie vorstehend beschrieben ist,
die Phasen-Modulation auf, da sich die Verzögerungszeit zwischen einem Eingang
und einem Ausgang der Verstärkungsschaltung
relativ zu dem Eingangs-Pegel ändert,
im Gegensatz dazu, dass sie sich aufgrund der Nicht-Linearität der Verstärkung relativ
zu dem Eingangs-Pegel ändert.
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Zum
Beispiel beträgt,
unter der Annahme, dass ein –80
dB Seitenband relativ zu dem Träger-Niveau
bei 450 MHz auftritt und nur durch eine Phasen-Modulation verursacht
wird, eine Fluktuation der Verzögerungszeit,
verursacht durch eine Eingangs-Pegel-Änderung,
ungefähr
0,07 Pikosekunden. Dies übersteigt
die Auflösung,
die mit normalen Gruppen-Verzögerungs-Messvorrichtungen
gemessen werden kann, und demzufolge ist es keine Größe einer Änderung,
die durch eine direkte Messung erkannt werden kann.
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Andererseits
passen, mit einem Seitenband, erzeugt durch eine reine Amplituden-Modulation, die zusammengesetzten
Vektoren des oberen und des unteren Seitenbands den Trägervektor
an, und nur die Amplitude ändert
sich. Die Phase ändert
sich nicht. Bei einer reinen Phasen-Modulation sind allerdings die
zusammengesetzten Vektoren des oberen und des unteren Seitenbands
orthogonal zu dem Trägervektor
und nur die Trägerphase ändert sich.
Das bedeutet, dass sich die Amplitude nicht ändert.
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Eine
Kreuzmodulation, die tatsächlich
in der Verstärkungsschaltung
auftritt, wird allerdings als ein gleichzeitiges Auftreten sowohl
einer Amplituden-Modulation als auch einer Phasen-Modulation angesehen,
wobei die Phasen-Modulation, die basierend auf einer bestimmten
Fluktuation der Verzögerungszeit
auftritt, größer wird,
wenn die Frequenz ansteigt. Deshalb erhöht sich die Differenz zwischen den
Ergebnissen der Messverfahren, die vorstehend beschrieben sind,
da die Messung mit dem Spektrum-Analysierer nur die Beziehung des
Seitenband-Pegels erfasst, und nicht die Phasen-Beziehung identifizieren
kann.
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Obwohl
während
einer Kreuzmodulation eine Amplituden-Modulation und eine Phasen-Modulation
gleichzeitig auftreten, werden Signale, gleichzeitig gesendet durch
ein CATV-System, Standard-Fernsehsignale, in denen Informationen
nur durch eine-Amplitudenänderung
geführt
werden. Demzufolge erfolgt eine Dämpfung nur aufgrund von Amplituden-Komponenten,
und Phasen-Modulations-Komponenten können ignoriert werden.
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Allerdings
wird angenommen, dass bald ein Modulationssystem, das digitale Fernsehsignale
sendet, verfügbar
sein wird, und demzufolge werden sowohl die Phase als auch die Amplitude
der Signale ein wichtiger Faktor. Weiterhin ist es sehr wahrscheinlich,
dass CATV-Systeme das Frequenzband zwischen den derzeitigen, analogen
Fernsehsignalen und den digitalen Signalen unterteilen werden und
sie mischen werden. Es ist auch wahrscheinlich, dass CATV-Systeme
nicht nur für
das Übertragen von
Fernsehsignalen verwendet werden, sondern auch als Telefon- und
Daten-Kommunikationsleitungen. Entsprechend ist es wahrscheinlich,
dass die Phasen-Modulations-Komponente einer Kreuzmodulation problematisch
werden wird.
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Ein
Beispiel einer herkömmlichen
Verstärkungsschaltung,
die bewirkt, eine Signalverzerrung zu verringern, und die in einem
Verstärker
enthalten ist, der in Systemen verwendet wird, die vorstehend diskutiert
sind, wird nun unter Bezugnahme auf 6 beschrieben.
Ein Signal, eingegeben in einen Eingangsanschluss 11, wird
zu einem ausba lancierten Zustand von einem nichtausbalancierten
Zustand durch einen im Eingang ausbalancierten-nichtausbalancierten
Transformator 12 transformiert und unterliegt einer Push-Pull-Verstärkung durch
Transistoren 13, 14, 15 und 16.
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Das
Signal wird dann in einen nicht ausbalancierten Zustand durch einen
im Ausgang ausbalancierten-nichtausbalancierten Zustand 20 zurückgesetzt
und wird von einem Ausgangsanschluss 21 ausgegeben. Widerstände 17, 18 und 19 bilden
eine negative Rückführungsschaltung,
um eine flache Verstärkungs-Charakteristik
relativ zu Frequenzen zu erreichen. Tatsächlich sind auch eine Schaltung
zum Vorsehen eines Bias-Potentials zu den Transistoren 13, 14, 15 und 16 und
kapazitive oder induktive Elemente, um die Frequenz-Charakteristik
der Verstärkungsschaltung
einzustellen, auch erforderlich, sind allerdings hier weggelassen.
Die Verstärkung
der Verstärkungsschaltung
beträgt
normalerweise 10 und mehr dB.
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Ein
Verstärker,
verwendet in einem herkömmlichen
Sendesystem, verwendet typischerweise solche Verstärkungsschaltungen
als Basiseinheiten sowohl an dessen Eingang als auch an dessen Ausgang.
Schaltungen, wie beispielsweise eine Schaltung mit variabler Dämpfung,
um eine automatische Verstärkungssteuerung
(Automatic Gain Control – AGC)
zu erreichen, um einen Kabelverlust, der sich mit der Temperatur ändert, zu
kompensieren, ebenso wie eine Schaltung mit variablem Ausgleich zum
Erreichen einer automatischen Schleifen-Kontrolle (Automatic Slope
Control – ASC),
um eine Verstärkung
zu kompensieren, die sich relativ zu Frequenzen erhöht, sind
zwischen den Verstärkungsschaltungen
angeordnet.
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Das
bedeutet, dass Signale in der Reihenfolge Verstärkung-Dämpfung-Verstärkung verarbeitet werden
und dass der Vorgang durchgeführt
wird, um eine erwünschte
Verstärkung
zu erreichen. Der Verstärkungsschaltungs-Bias-Zustand
ist die Klasse-A-Operation, und der Energieverbrauch beträgt normalerweise
ungefähr
4-12 Watt pro Verstärkungsschaltung.
Der Verstärker-Ausgangs-Pegel
beträgt 32
Millivolt pro Kanal von Fernsehsignalen, nämlich ungefähr 13 Mikrowatt relativ zu
75 Ohm einer Sendeleitungsimpedanz, und übersteigt nicht 1 Milliwatt als
die gesamte, elektrische Energie für 60 Kanäle.
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Für die Verzerrungs-Funktion
eines einzelnen Verstärkers,
unter den vorstehenden Bedingungen, liegen eine Kreuzmodulation
und CTB typischerweise bei –85
dB oder dergleichen. Zum Beispiel werden, falls 10 Stufen des Verstärkers kaskadiert
werden, deren Verzerrungen dritter Ordnung als Spannung addiert,
was demzufolge zu einer Ver schlechterung um 20 dB auf –65 dB führt. Falls
30 Stufen kaskadiert werden, wird eine Verschlechterung um ungefähr 30 dB
auf –55
dB, oder dergleichen, erhalten.
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Die
technischen Kriterien des Kabelfernsehservice-Gesetzes in Japan
legen fest, dass ein CATV-System mit einer Kreuzmodulation von nur –42 dB oder
weniger, über
den gesamten Bereich, der durch das CATV-System bedient wird, arbeiten
muss. Auch ist es leichter geworden, eine Verzerrungs-Interferenz
aufgrund einer Vergrößerung von
Empfängern,
usw., in den vergangenen Jahren, zu erfassen, und demzufolge ist
eine bessere Signalqualität
als diejenige, die per Gesetz erforderlich ist, erwünscht. Dementsprechend
ist das Verlangen nach einer Funktionsweise mit niedriger Verzerrung
zunehmender und höher,
wenn sich die Leistung des Verstärkers
erhöht.
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Herkömmlich kann
eine parallele Operations-Technik und eine Feedforward-Technik in herkömmlichen
Verstärkern
umgesetzt werden, um deren Verzerrungs-Charakteristika zu verbessern. In der
parallelen Operations-Technik werden dieselben Verstärkungsschaltungen
parallel betrieben, um die Signalenergie zu halbieren, die durch
jede Verstärkungsschaltung
gehandhabt wird, was demzufolge eine Verzerrung verringert. Allerdings
erfordert eine solche Technik, dass zweimal so viel Energie verbraucht
wird, während
nur eine Verzerrung dritter Ordnung um ungefähr 6 dB verbessert wird.
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In
der Feedforward-Technik (Störgrößen-Technik)
wird eine Differenz zwischen einem Teil eines Eingangssignals einer
Hauptverstärkungsschaltung
und einem Teil eines Ausgangssignals so bestimmt, dass nur eine
Verzerrungs-Komponente extrahiert werden kann. Diese Verzerrungs-Komponente
wird geeignet durch eine Hilfsverstärkungsschaltung verstärkt, wird
dann mit einer Verzerrungs-Komponenten eines Ausgangs der Hauptverstärkungsschaltung
kombiniert, so dass sich die zwei Verzerrungs-Komponenten gegeneinander
aufheben, um dadurch die Verzerrungs-Charakteristik des Verstärkers zu
verbessern. Die Verbesserung in der Verzerrungs-Charakteristik durch
die Feedforward-Technik
ist allgemein größer als
diejenige durch die Parallel-Operations-Technik.
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Allerdings
ist in der Feedforward-Technik der Energieverbrauch durch die Hilfsverstärkungsschaltung
mit derjenigen vergleichbar, die durch die Hauptverstärkungsschaltung
verbraucht wird. Allerdings ist die Schaltung kompliziert und von
großer
Dimension. Aus diesen Gründen
werden die Gesamtkosten, die diesem System zugeordnet sind, erhöht.
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Die
US 5,291,148 beschreibt
einen Vorverzerrungs-Linearisierer, der die Verstärkung eines Leistungsverstärkers durch
Einführen
einer Amplituden- und/oder Phasen- Verzerrung zu einem Mikrowellensignal,
geliefert durch eine Signalquelle, linearisiert. Eine Verzerrung
des Leistungsverstärkers wird
durch die Verzerrung des Vorverzerrungs-Linearisierers, die invers dazu ist,
kompensiert. Der Linearisierer ist aus zwei Kanälen aufgebaut, die parallel zueinander,
um ungefähr
180 Grad außerhalb
der Phase, mit einer zusätzlichen
Phasenerhöhung,
vorgesehen durch Verzögerungsleitungen,
um einen Kanal gegen den anderen Kanal um eine Phasen-Differenz
in einem Bereich von ungefähr
160-200 Grad zu
versetzen, betrieben werden. Beide Kanäle sind miteinander über einen
Teiler und einen Kombinierer verbunden. Umfasst innerhalb jedes
Kanals ist eine Diodenschaltung, wobei die erste Diodenschaltung einen
Satz von PIN Dioden, betrieben in einer linearen Weise in dem ersten
Kanal, umfasst, und die zweite Diodenschaltung einen Satz von Schottky-Dioden,
betrieben in einer nichtlinearen Weise in dem zweiten Kanal, umfasst.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen CATV-Verstärker für Breitband-CATV-Signale
zu schaffen, aufweisend eine verbesserte Verzerrungs-Erzeugungseinrichtung,
die eine vereinfachte Struktur des Verstärkers ermöglicht.
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Um
diese Aufgabe zu lösen,
schafft die Erfindung einen CATV-Verstärker gemäß den Merkmalen des Anspruchs
1. Bevorzugte Ausführungsformen sind
Gegenstand der abhängigen
Ansprüche.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Verzerrungs-Erzeugungsschaltung an
einem Zwischenpunkt der Verstärkungselemente platziert,
um so eine Hochfrequenz-Verstärkungsstufe
zu bilden. Das bedeutet, dass, in der vorliegenden Erfindung, eine
Kreuzmodulation vom Amplituden-Typ, die typischerweise in herkömmlichen
Verstärkungsschaltungen
aufgrund einer Nichtlinearität einer
Sättigungs-Charakteristik auftritt,
bei der sich die Verstärkung
mit einer Zunahme des Eingangs-Pegels
verringert, ebenso wie eine Kreuzmodulation vom Phasen-Typ, die
aufgrund einer Veränderung
in der Verzögerungszeit
zwischen einem Eingang und einem Ausgang relativ zu einer Änderung des
Eingangs-Pegels auftritt, durch eine Schaltung, die außerhalb
oder innerhalb der Verstärkungsschaltung
angeordnet ist, aufgehoben wird. Das bedeutet, dass die Schaltung
an irgendeinem oder beiden des Ausgangs und des Eingangs der Verstärkungsschaltung,
oder, alternativ, zwischen Verstärkungs-Elementstufen
der Verstärkungsschaltung,
angeordnet ist.
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Die
Schaltung der vorliegenden Erfindung erzeugt eine Verzerrung gleich
in der Amplitude und entgegengesetzt in der Phase zu einer Verzerrungs-Komponenten,
die durch eine Verstärkungsschaltung
erzeugt ist, die der Verstärkung
vorausgeht, ihr folgt, oder während
dieser vorliegt, und hebt demzufolge eine Verzerrung an dem Ausgang
der Verstärkungsschaltung
auf, um dadurch die Charakteristika der Verstärkungsschaltung zu verbessern.
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Zusätzlich ist
ein Verfahren, bezeichnet als Vorverzerrung, allgemein dahingehend
bekannt, eine nichtlineare Verzerrung von Verstärkern, andere als CATV-Verstärker, wie
beispielsweise Mikrowellenband-Laufwellen-Röhrenverstärker, oder Laserdioden, verwendet
für eine
Elektrizität-Licht-Umwandlung
für eine
optische Kommunikation, zu verbessern. Die Betriebsweise der Vorverzerrung
ist diejenige, ein vorverzerrtes Signal zu einer Laufwellen-Röhre oder
einer Laserdiode zuzuführen,
um dadurch eine Verzerrung an einem Ausgang der Vorrichtung aufzuheben.
Dieses Verfahren wird nicht bei CATV-Verstärkern angewandt, da eine Vorverzerrungs-Erzeugungsschaltung
einen übermäßigen Verlust
liefert und deshalb bei dieser Anwendung nicht praktisch ist.
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Dementsprechend
kann die vorliegende Erfindung eine Gegen-Phasen-Verzerrungs-Komponente nicht nur an
einer Stufe, die einer Verstärkung vorausgeht,
liefern, sondern auch an einer Stufe, die einer Verstärkung folgt,
oder sogar während
des Verstärkungsvorgangs.
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Die
Vorteile der Erfindung werden deutlicher und besser ersichtlich
anhand der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung der derzeit
bevorzugten, beispielhaften Ausführungsformen
der Erfindung, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen vorgenommen
wird, in denen:
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1 zeigt ein Schaltungsdiagramm
eines Hochfrequenz-Verstärkers
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung;
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2(a) zeigt ein Vektor-Diagramm,
das die Betriebsweise einer Verzerrungs-Erzeugungsschaltung wie in der Ausführungsform,
dargestellt in 1, zeigt;
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2(b) stellt eine Verzerrungs-Erzeugungsschaltung
wie diejenige, die in der Ausführungsform
der 1 dargestellt ist,
dar;
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3 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das eine zweite Ausführungsform
der Erfindung darstellt;
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4 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das eine dritte Ausführungsform
der Erfindung darstellt;
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5 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das eine vierte Ausführungsform
der Erfindung darstellt; und
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6 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das den Aufbau eines herkömmlichen
Hochfrequenz-Verstärkers
darstellt.
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1 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das einen Hochfrequenz-Verstärker
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung darstellt. Ein Signaleingang zu einem Eingangsanschluss 101 wird
in einen ausbalancierten Zustand von einem nichtausbalancierten
Zustand durch einen im Eingang nichtausbalancierten-ausbalancierten
Transformator 102 transformiert, und unterliegt einer Push-Pull-Verstärkung durch
Transistoren 103, 104, 105 und 106,
die von irgendeinem geeigneten Typ von Transistoren sein können.
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Eine
Schaltung, die ein nichtlineares Element 107 aufweist,
wie beispielsweise eine Diode, einen Transistor, oder dergleichen,
und eine Verzögerungsleitung 109,
verbunden in Reihe miteinander, und eine Schaltung, die ein Dämpfungselement 111 und
eine Verzögerungsleitung 113 aufweist,
gekoppelt in Reihe miteinander, sind parallel zwischen den Transistoren 103 und 105,
die eine Verstärkungs-Operation
vornehmen, angeordnet. In ähnlicher
Weise sind eine Schaltung, die ein nichtlineares Element 108 und
eine Verzögerungsleitung 110,
angeordnet in Reihe zueinander, aufweist, und eine Schaltung, die
ein Dämpfungselement 112 und
eine Verzögerungsleitung 114,
angeordnet in Reihe zueinander, aufweist, parallel zwischen Transistoren 104 und 108 zum
Durchführen
einer Gegen-Phasen-Verstärkung in
dem Push-Pull-Vorgang angeordnet.
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Ein
Widerstand 115, der als eine negative Rückführungsschaltung arbeitet, ist
zwischen einem Eingang (Basis) des Transistors 103 und
einem Ausgang (Kollektor) des Transistors 105 verbunden.
In ähnlicher
Weise ist ein Widerstand 116, der als die negative Rückführungsschaltung
arbeitet, zwischen dem Eingang (Basis) des Transistors 104 und
dem Ausgang (Kollektor) des Transistors 106 verbunden.
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Das
push-pull-verstärkte
Signal wird in den nichtausbalancierten Zustand durch einen im Ausgang
ausbalancierten-nichtausbalancierten Transistor 118 zurückversetzt
und wird an einen Ausgangsanschluss 119 ausgegeben.
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In
dieser Ausführungsform
sind die Schaltungen 111 und 112 als Dämpfungsschaltungen
vom π-Typ
unter Verwendung von drei Widerständen als die Dämpfungsele mente
dargestellt. Allerdings können,
falls, zum Beispiel, eine Impedanzanpassung nicht streng erforderlich
ist, die zwei Widerstände, verbunden
mit Masse, weggelassen werden, und ein Widerstand, eingesetzt in
der Signal-Durchlassrichtung, kann die Dämpfungsschaltung ersetzen.
Weiterhin können,
in Bezug auf jedes nichtlineare Element 107 und 108,
mehr als eine Diode in Reihe verbunden werden, und zwar in Abhängigkeit
von dem erforderlichen Grad einer Verzerrung. Die Diode oder die
Dioden muss bzw. müssen
in einen optimalen Zustand versetzt werden, da der Verzerrungsumfang
in Abhängigkeit
von der Größe eines
fließenden
DC-Bias-Stroms variiert. Auch kann, obwohl eine Schaltung zum Anlegen
eines Bias-Stroms an Dioden nicht dargestellt ist, ein Bias-Strom
einfach durch geeignetes Kombinieren einer Hochfrequenz-Abschaltung durch
eine Drosselspule und eine DC-Abschaltung durch einen Kondensator
angelegt werden.
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Die
Betriebsweise der Schaltung, dargestellt in 1, wird unter Bezugnahme auf die 2(a) und 2(b) diskutiert. 2(a) zeigt ein Vektor-Diagramm, das Vektoren
von Hochfrequenzströmen zeigt,
die durch die Schaltung fließen,
die aus der Diode, dem Dämpfungselement,
und den zwei Verzögerungsleitungen
aufgebaut ist, wie dies in den 1 und 2(b) dargestellt ist. Wie
in 2(b) dargestellt
ist, führt
ein Strom 1d durch die Diode 107 und die Verzögerungsleitung 109 zu
dem Zusammenfluss hindurch und ein Strom 1a führt durch
das Dämpfungselement 111 und
eine Verzögerungsleitung 111 zu dem
Zusammenfluss hindurch.
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Falls
die Verzögerungszeit
der Verzögerungsleitung 113 länger als
diejenige der Verzögerungsleitung 109 eingestellt
ist, führt
die Phase des Stroms 1d demzufolge diejenige des Stroms 1a.
Falls die Eingangsspannung zu drei Stufen unter gleichen Intervallen
geändert
wird, ändert
sich der Vektor eines Stroms 1a, der durch das Dämpfungselement 111 fließt, zu OA,
OB und OC, und zwar unter gleichen Intervallen. Andererseits ändert sich
der Vektor eines Stroms 1d, der durch die Diode 107 fließt, zu OL,
OM und ON nahezu exponentiell aufgrund einer Nichtlinearität des Vorwärtsstroms
gegenüber
der Spannung der Diode 107, während der Phasenwinkel, der
denjenigen des Stroms 1a führt, konstant beibehalten wird.
Die Änderung
ist entgegengesetzt zu der Sättigungs-Charakteristik,
und der Ausgangsstrom wird demzufolge für einen höheren Eingangs-Pegel erweitert.
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Als
nächstes
wird der Gesamtstromvektor, der aus dem Strom 1a und dem
Strom 1d resultiert, die sich miteinander an der Ausgangsseite
vereinigen, OP, OQ, OR, die Amplitude davon, nämlich die Vektorlänge, ändert sich
nicht linear und der Phasenwinkel ändert sich auf den Eingangs-Pegel
ansprechend. Der Betrag der nichtlinearen Verzerrungs-Komponenten der Amplitude
an dem Zusammenfluss kann, wie diese erwünscht ist, entsprechend dem
Dämpfungsbetrag
des Dämpfungselements 111 und
dem Bias-Zustand der Diode 107 ausgewählt werden, um eine Sättigungs-Charakteristik-Verzerrung
des Transistors des Verstärkungselements
aufzuheben. Die Phasenwinkeländerung
relativ zu dem Eingangs-Pegel kann durch Auswählen der Verzögerungszeit-Differenz
zwischen den zwei Verzögerungsleitungen 109 und 113,
nämlich
dem Winkel zwischen dem Strom 1d und dem Strom 1a, aufgehoben
werden, so dass er entgegengesetzt zu der Verzögerungszeitänderung relativ zu dem Eingangs-Pegel
der Verstärkungsschaltung
gemacht werden kann. Deshalb können
die Amplituden-Modulations-Komponente und Phasen-Modulations-Komponente, die während des
Phänomens
der Kreuzmodulation, das vorstehend beschrieben ist, vorhanden sind,
aufgehoben werden. Die vorstehend erwähnte CTB, verursacht durch
eine Verzerrung dritter Ordnung, ähnlich der Kreuzmodulation,
kann auch aufgehoben werden.
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Wie
in 2(b) dargestellt
ist, sind zwei Verzögerungsleitungen 109 und 113 vorhanden.
Wie vorstehend beschrieben ist, erzeugen die Verzögerungsleitungen
eine Verzögerungszeit-Differenz
zwischen einem Strom 1d und einem Strom 1a. Allerdings
kann dies noch dann erreicht werden, wenn eine der Verzögerungsleitungen
weggelassen ist. Die Verzögerungszeitänderung,
die aufgehoben werden soll, beträgt
mehrere hundert Pikosekunden, und, demzufolge, können Komponenten, die eine
elektrische Länge
von 10 Mikron haben, einen Effekt auf die Verzögerungszeit haben. Ungeachtet
der Komponenten, die verwendet werden, kann deren elektrische Länge nicht
Null sein. Es wird deshalb angenommen, dass die Verzögerungsleitung
eine elektrische Länge
besitzt, die ausreichend ist, um die Verzögerungszeit zu bewirken, während ermöglicht wird, dass
die Verzögerungsleitung
mit, zum Beispiel, einer Schaltungsleiterplatte oder einem Bauelementen-Package
verbunden werden kann.
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3 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das einen Hochfrequenz-Verstärker
gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der Erfindung darstellt. In der zweiten Ausführungsform sind die Verzerrungs-Erzeugungsschaltungen,
wie beispielsweise solche, die vorstehend in Bezug auf die 1, 2(a) und 2(b) beschrieben
sind, zwischen dem im Eingang nichtausbalancierten-ausbalancierten
Transformator 102 und dem Transistor 103 und zwischen
dem im Eingang nichtausbalancierten-ausbalancierten Transformator 102 und
ei nem Transistor 104 angeordnet. Die Betriebsweise der
Verzerrungs-Erzeugungsschaltung ist ähnlich zu derjenigen der Schaltung
der 1.
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Beim
Vergleichen des Hochfrequenz-Verstärkers, dargestellt in 3, mit der Schaltung in 1, beeinflusst, da die Verzerrungs-Erzeugungsschaltung
außerhalb
der Transistoren 103–106 und der
Widerstände 115, 116 und 117 der
negativen Rückführungsschaltung
angeordnet sind, die Verzögerungszeit
der Verzerrungs-Erzeugungsschaltung selbst
nicht die Betriebsweise der negativen Rückführungsschaltung, und, demzufolge,
kann der Hochfrequenz-Verstärker
in einem breiteren Frequenzband betrieben werden. Auch verschlechtert
sich das Rauschen so stark wie der Verlust der Verzerrungs-Erzeugungsschaltung,
wie in der Schaltung der 1.
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4 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das einen Hochfrequenz-Verstärker
gemäß einer
dritten Ausführungsform
der Erfindung darstellt. In der dritten Ausführungsform sind Verzerrungs-Erzeugungsschaltungen,
wie solche, die vorstehend in Bezug auf die 1,–3 beschrieben sind, zwischen
dem Transistor 105 und dem im Ausgang ausbalancierten-nichtausbalancierten
Transformator 118, und zwischen dem Transistor 106 und
dem im Ausgang ausbalancierten-nichtausbalancierten Transformator 118,
angeordnet. Demzufolge wird eine Verzerrung an der Verstärkungsstufe
durch Erzeugen einer Verzerrung entgegengesetzter Phase an der nachfolgenden
Stufe aufgehoben.
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Allgemein
ist eine Verzerrung dritter Ordnung hauptsächlich eine Verzerrung einer
ungeraden Ordnung in dem Verzerrungsfaktor-Bereich, in dem ein CATV-Signalverstärker arbeitet,
und eine Verzerrung 5. Ordnung oder höherer Ordnung kann typischerweise
ignoriert werden. Deshalb verschlechtert sich, falls der Ausgangs-Pegel
um einen bestimmten dB-Wert in dem Verzerrungsfaktor-Bereich angehoben
wird, der Wert einer Kreuzmodulation und ein CTB relativ zu einem
Signal um zweimal des dB-Werts. In der Schaltung in 4 muss der Ausgang von der Verstärkungsstufe
so stark wie der Verlust der Verzerrungs-Erzeugungsschaltung angehoben
werden, so dass sich die Verzerrung, erzeugt an der Verstärkungsstufe,
herabsetzt. Allerdings kann der Verlust der Verzerrungs-Erzeugungsschaltung um
1 dB, oder dergleichen, unterdrückt
werden, und eine Verbesserung von 10 dB oder mehr kann einfach durch
Aufhebung der Verzerrung erzielt werden.
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Als
eine alternative Ausführungsform
(nicht dargestellt) können
die Schaltungen, dargestellt in den 3 und 4, so kombiniert werden,
dass die Verzerrungs- Erzeugungsschaltungen
an sowohl der Eingangs- als auch der Ausgangsseite der Verstärkungsstufe
angeordnet sind, um so die Verzerrung an beiden Seiten der Verstärkungsschaltung
aufzuheben. Auch können
die Schaltungen der 1, 3 und 4 so kombiniert werden, dass Verzerrungs-Erzeugungsschaltungen
an sowohl der Eingangs- als
auch der Ausgangsseite der Verstärkungsschaltung,
ebenso wie zwischen Transistoren 103 und 105,
und 104 und 106, wie dies in 1 dargestellt ist, vorhanden sind. Die
Schaltungen, dargestellt in den 1, 3 und 4, unterscheiden sich natürlich in
einem Signalpegel, der durch die Verzerrungs-Erzeugungsschaltungen
gehandhabt wird, und unterscheiden sich deshalb in der Anzahl von
Dioden, die in Reihe verbunden sind, der Größe eines Bias-Stroms, der dazu gebracht
wird, in die Dioden hinein zu fließen, usw.. Irgendeine geeignete
Anzahl von Dioden ebenso wie irgendein geeigneter Bias-Strom oder
eine Spannung, können
verwendet werden.
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5 zeigt ein Schaltungsdiagramm,
das einen Hochfrequenz-Verstärker
gemäß einer
vierten Ausführungsform
der Erfindung darstellt. In der vierten Ausführungsform ist eine Verzerrungs-Erzeugungsschaltung,
wie beispielsweise diejenige, die unter Bezugnahme auf die 1–4 beschrieben
ist, zwischen der nichtausbalancierten Seite, nämlich dem Eingangsanschluss 101,
und einem nichtausbalancierten-ausbalancierten Transformator 102 angeordnet.
Die Ausführungsform
unterscheidet sich von der ersten bis dritten Ausführungsform
dahingehend, dass zwei Dioden 107 und 108 so verbunden
sind, um in einer Richtung entgegengesetzt zueinander relativ zu
der Signaldurchgangsrichtung zu liegen. Die Dioden 107 und 108 führen demzufolge
eine symmetrische Operation in Bezug auf den positiven und negativen
Zyklus des Eingangssignals durch, um dadurch die Erzeugung einer
Verzerrung gerader Ordnung zu unterdrücken. Dementsprechend wird
ein Aufheben der Verzerrung gerader Ordnung durch die Push-Pull-Operation
des nachfolgenden Verstärkungsabschnitts
(d.h. der Transistoren 103–106) nicht beeinflusst.
Der Verzerrungs-Erzeugungs-Vorgang ist ähnlich zu demjenigen, der zuvor
unter Bezugnahme auf 2(b) beschrieben
ist.
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Alternativ
kann eine Verzerrungserzeugungsschaltung ähnlich zu derjenigen, die in 5 dargestellt ist, zwischen
dem ausbalancierten-nichtausbalancierten Transformator 118 und
dem Ausgangsanschluss 119 angeordnet werden. Eine solche
Verzerrungsschaltung kann auch an sowohl der Eingangs- als auch
der Ausgangsseite, ebenso wie zwischen den Transistoren 103–106,
platziert werden.
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Zu
den Ausführungsformen,
die vorstehend diskutiert sind, sollte angemerkt werden, dass der Umfang
einer Verzerrung mit entgegengesetzter Phase, erforderlich dazu,
eine Verzerrung von ungefähr –80 dB,
zum Beispiel, in CATV-Verstärkern
aufzuheben, klein ist. Dementsprechend ist, obwohl nur zu Darstellungszwecken,
der Vektor des Stroms 1d in 2(a) groß gezeichnet,
wobei allerdings seine Amplitude tatsächlich nur ungefähr einige
hundert derjenigen des Stroms 1a ist. Dshalb kann das meiste
der Eingangssignalleistungs zu dem Ausgang geschickt werden, da
die Dämpfung
des Eingangssignals, verursacht durch das Dämpfungselement, klein ist,
und der gesamte Dämpfungswert
der Verzerrungserzeugungsschaltung kann einfach auf 1 dB oder geringer
gesetzt werden. Dementsprechend werden, da nur dieser geringe Grad
einer Dämpfung benötigt wird,
das Design und der Aufbau der Verstärker nicht behindert.
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Zusätzlich erfolgt
eine Erhöhung
des gesamten Energieverbrauchs des Verstärkers aufgrund der Hinzufügung der
Verzerrungserzeugungsschaltung nur aufgrund des Bias-Stroms, der notwendig
ist, um die Dioden in der Schaltung vorzuspannen, der höchstens
einige Milliampere beträgt.
Dies ist viel weniger als der zusätzliche Energieverbrauch, benötigt in
dem Betriebsverfahren der herkömmlichen,
parallelen Verstärkungsschaltung,
beschrieben vorstehend, bei dem die Verstärkungsschaltungen jeweils normalerweise
Strom verbrauchen, der von 150 bis 500 Milliampere reicht, oder
wie in einer herkömmlichen
Feedforward-Technik unter Verwendung einer Hilfsverstärkungsschaltung,
die eine bestimmte Menge fordert.
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Diese
Ausführungsformen
sind ohne andere Schaltungen erläutert
und können
als ein Teil einer integrierten Schaltung (IC) vorhanden sein.
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Obwohl
nur ein paar beispielhafte Ausführungsformen
dieser Erfindung im Detail vorstehend beschrieben worden sind, werden
Fachleute auf dem betreffenden Fachgebiet leicht erkennen, dass
viele Modifikationen in den beispielhaften Ausführungsformen möglich sind,
ohne materiell die neuartigen Lehren und Vorteile dieser Erfindung
zu verlassen. Dementsprechend ist vorgesehen, dass alle solche Modifikationen
innerhalb des Schutzumfangs dieser Erfindung, wie er in den folgenden
Ansprüchen
definiert ist, umfasst sind.