DE3902148A1

DE3902148A1 - Hochfrequenzverstaerker mit verbesserter stoerunterdrueckung

Info

Publication number: DE3902148A1
Application number: DE3902148A
Authority: DE
Inventors: Masami Takayama
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1988-07-22
Filing date: 1989-01-25
Publication date: 1990-01-25
Also published as: US4975658A; JPH0232626A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenzverstärkerschaltung zur Verstärkung eines von einer Antenne empfangenen Signals und insbesondere auf eine Hochfrequenzverstärkerschaltung, die beispielsweise mit einer Antenneneingangsschaltung für einen FM-Empfänger versehen ist, beispielsweise einer Antennenverstärkerschaltung, um die Empfangsempfindlichkeit des FM-Empfängers zu verbessern.

Eine übliche Hochfrequenzverstärkerschaltung dieser Art umfaßt eine gegengekoppelte Verstärkerschaltung A, deren Eingang direkt mit einer Antenne ANT verbunden ist, wie in Fig. 1 gezeigt. Die gegengekoppelte Verstärkerschaltung hat den Vorteil, daß sie breitbandig ist, was aus ihrer Gegenkopplung herrührt, gegen Störungen weniger empfindlich ist, usw. Zusätzlich zu diesen Vorteilen weist die gegengekoppelte Verstärkerschaltung das Merkmal auf, daß, wenn die Gegenkopplung groß ist (d.h. gleich oder nahezu 1 ist), es möglich ist, die Eingangsimpedanz hoch und die Ausgangsimpedanz niedrig zu machen, um dadurch den Innenwiderstand, betrachtet von der Ausgangsseite, sehr klein zu machen, so daß die Schaltung durch die Lastimpedanz kaum beeinflußt wird.

Andererseits muß die Verstärkung einer Hochfrequenzverstärkerschaltung gesteigert werden, ohne daß dabei die Rauschzahl vergrößert wird. Um dieses Erfordernis zu befriedigen, muß die gegengekoppelte Verstärkerschaltung A geringes Rauschen und hohe Verstärkung aufweisen. Wenn eine Verstärkerschaltung diese Eigenschaften aufweisen soll, dann werden jedoch die Verzerrungen, die an einem Eingangssignal großer Amplitude verursacht werden (zum Zeitpunkt einer Überlastung) sehr groß. Um solche Verzerrungen zu minimieren, muß die Gegenkopplung der Verstärkerschaltung A sehr groß gemacht werden. Damit ist es jedoch unmöglich, eine ausreichende Verstärkung zu erzielen.

Kurz gesagt, die bekannte, oben unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschriebene Schaltung weist das Problem auf, daß, wenn man ihre Gegenkopplung groß macht, die Rauschzahl NF, ausgedrückt als die entsprechenden Verhältnisse von Si/Ni und So/No an den Eingangs- und Ausgangsseiten der Verstärkerschaltung so verzerrt wird, daß ihre Empfindlichkeit in der Praxis nicht auf den von einer solchen Schaltung verlangten ausreichenden Wert steigt.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, das vorgenannte Problem des Standes der Technik zu lösen.

Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine Hochfrequenzverstärkerschaltung anzugeben, deren Rauschzahl verbessert ist, d.h. deren Empfindlichkeit verbessert ist, ohne die Verstärkung der gegengekoppelten Verstärkerschaltung zu steigern.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst.

Bei dem oben beschriebenen Aufbau ist ein Resonanzkreis im Eingang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung so angeordnet, daß die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises innerhalb des Empfangsbandes des mit der Hochfrequenzverstärkerschaltung verbundenen Empfangsgerätes liegt, um dadurch ein Bandpaßfilter zu bilden, das ein Durchlaßband aufweist, das im wesentlichen dem Empfangsband entspricht. Dementsprechend besteht die Impedanz der gegengekoppelten Verstärkerschaltung, von der Antennenseite her gesehen, nur aus einer ohmschen Komponente, so daß der gegengekoppelten Verstärkerschaltung ein maximales Eingangssignal zugeführt wird, was es möglich macht, die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung zu steigern, ohne ihre Verstärkung zu vergrößern. Dementsprechend wird die Rauschzahl nicht durch eine Steigerung der Verstärkung beeinträchtigt, so daß es möglich ist, die Empfindlichkeit des Verstärkers in der Praxis zu verbessern.

Die Erfindung und ihre Merkmale sowie Vorteile werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Beispiels einer bekannten Verstärkerschaltung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Hochfrequenzverstärkerschaltung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 eine Rauschäquivalenzschaltung der Schaltung nach Fig. 2;

Fig. 4 eine graphische Darstellung des Zusammenhangs zwischen dem äquivalenten Eingangsrauschen einer allgemeinen Verstärkerschaltung und dem Signalquellenwiderstand;

Fig. 5 eine Schaltung, die den speziellen Aufbau der gegengekoppelten Verstärkerschaltung in Fig. 2 zeigt;

Fig. 6 eine graphische Darstellung der Frequenzcharakteristik der Schaltung nach Fig. 5;

Fig. 7 eine graphische Darstellung des Verlaufs der Rauschzahl, die man mit der Schaltung nach Fig. 5 erhält;

Fig. 8 eine graphische Darstellung der mit der Schaltung nach Fig. 5 erzielten Intermodulationscharakteristik, und

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Schaltung, an die die Schaltung nach der vorliegenden Erfindung kaskadenartig angeschlossen ist.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Es versteht sich jedoch, daß die Erfindung nicht auf die in den Zeichnungen dargestellte, bevorzugte Ausführungsform beschränkt ist und vielmehr alle im Umfang der Ansprüche liegende Ausführungsformen umfaßt.

Fig. 2 zeigt eine Schaltung, die eine Ausführungsform einer Hochfrequenzverstärkerschaltung nach der vorliegenden Erfindung darstellt, die als eine Antennenverstärkerschaltung eingerichtet ist. In Fig. 2 enthält die Antennenverstärkerschaltung einen gegengekoppelten Verstärker A und ein Netzwerk 2, das zwischen den Eingang des gegengekoppelten Verstärkers A und den Antennenanschluß 1 geschaltet ist, an dem die Antenne ANT angeschlossen ist. Der Ausgang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung A ist mit einem hier nicht dargestellten FM-Empfänger über einen Ausgangsanschluß 3 verbunden.

Das oben erwähnte Netzwerk 2 besteht aus einer Induktionsspule L, die in Serie zwischen den Antennenanschluß 1 und die gegengekoppelte Verstärkerschaltung A geschaltet ist, so daß die Induktionsspule L einen Resonanzkreis zusammen mit der Eingangskapazität Cg des gegengekoppelten Verstärkers A bildet, der eine Resonanzfrequenz f 1 hat. Diese Resonanzfrequenz ist so gewählt, daß sie im Empfangsband des FM-Empfängers liegt, so daß dieser Resonanzkreis ein Bandpaßfilter (BPF) bildet, das ein Durchlaßband hat, das im wesentlichen dem Empfangsband entspricht.

Fig. 3 zeigt eine Rauschäquivalenzschaltung der in Fig. 2 dargestellten Schaltung. In Fig. 3 kann man voraussetzen, daß die Antenne ANT als eine Signalquelle arbeitet, die von einer Äquivalenzsignalspannungsquelle Vs, einer Äquivalenzrauschspannungsquelle Ens und einem Äquivalenzwiderstand Rs gebildet wird. Andererseits kann man voraussetzen, daß die gegengekoppelte Verstärkerschaltung A aus einer äquivalenten Parallelkapazität Cg, einer äquivalenten Eingangsrauschspannungsquelle En, einer äquivalenten Eingangsstromquelle In und einem rauschfreien Verstärker A′ mit der Verstärkung Av besteht. Das äquivalente Eingangsrauschen Eni ² in Fig. 3 wird ausgedrückt durch:

Eni ² = Ens ² + [(1-ω²CgL) ² + (ω RsCg)²] · En²
+ (Rs+ω²L²) · In² (1)

In der obigen Gleichung (1) nimmt der Term von En den Maximalwert an, wenn ω ² CgL = 1 ist, und je kleiner Rs ist, um so mehr wird En vernachlässigbar. Das heißt, bei Resonanzwirkung ist es möglich, den Einfluß der äquivalenten Eingangsrauschspannung in der Verstärkerschaltung zu vermindern.

Nachfolgend wird die Wirkung der Gegenkopplung beschrieben.

Der Grund, warum eine Gegenkopplungsschaltung in einem Verstärker verwendet wird, an dem man hohe Eingangsspannungen erwartet, ist, daß die Verzerrungen, die bei Empfang eines starken Eingangssignals erzeugt werden, im wesentlichen beseitigt werden können. In einem gegengekoppelten Verstärker kann ein Eigenrauschen (beispielsweise bei dem Aufbau nach Fig. 5 ein thermisches Rauschen aufgrund des Wicklungswiderstandes eines Transformators 13) oder eine Verzerrung durch ex dargestellt werden. Wenn das Eigenrauschen oder die Verzerrung ex dem Mittelpunkt von µ = µ1×µ2 hinzuaddiert wird, wird der Ausgang e 2β ausgedrückt durch:

In der Gleichung (2) stellen die ersten und zweiten Terme auf der rechten Seite den Signalausgang und den Rauschausgang dar. Dabei kann das Signal/Rausch-Verhältnis ausgedrückt werden durch:

Als nächstes ist der Ausgang

e2o = μ e1 + μ2ex (4)

Sodann wird das Signal/Rausch-Verhältnis So/No zu diesem Zeitpunkt ausgedrückt durch:

Die Gleichung (5) stimmt mit der Gleichung (3) überein.

Das Verhältnis S/N ändert sich bei der bekannten Gegenkopplungsschaltung nicht. In der Schaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert, werden jedoch durch Einfügung der Induktionsspule L in den Eingang der Gegenkopplungsschaltung zur Anhebung des Eingangs am Eingangsende der Rückkopplungsschaltung das Eigenrauschen sowie die Verzerrungen vermindert, wie nachfolgend erläutert wird.

Es sei nun angenommen, daß das Ausmaß der Anhebung am Eingangsende der Gegenkopplungsschaltung (1 + µ β)-fach ist. Der Ausgang e 2β′ läßt sich dann ausdrücken durch:

Das Signal/Rausch-Verhältnis wird dann S/N′ wie folgt:

so daß das Signal/Rausch-Verhältnis S/N um einen Wert entsprechend (1 + µ β) verbessert ist.

Das äquivalente Eingangsrauschen der Verstärkerschaltung wird ausgedrückt durch:

Eni² = Ens² + En² + In²Rs² (6)

In der obigen Gleichung stellen Ens, En und In ein Signalquellenrauschen, eine äquivalente Eingangsrauschspannung des Verstärkers und ein Äquivalenzrauschen dar, das dem Eingangsstrom des Verstärkers zugeschrieben wird, und das Verhältnis zwischen dem Signalquellenwiderstand Rs und dem äquivalenten Eingangsrauschen Eni ist in Fig. 4 gezeigt. Entsprechend der Kurve nach Fig. 4 wird das äquivalente Eingangsrauschen Eni durch das Signalquellenrauschen Ens stark beeinflußt, wenn der Signalquellenwiderstand Rs groß ist, und das äquivalente Eingangsrauschen Eni wird durch den Wert von InRs bestimmt, wenn Rs größer gemacht wird. Es versteht sich daher, daß das äquivalente Eingangsrauschen Eni durch das äquivalente Eingangsrauschen En bestimmt wird, wenn der Signalquellenwiderstand Rs klein ist.

Im Falle, daß die Eingangssignalquelle als eine Antenne angenommen wird, wie bei der vorliegenden Erfindung, geht aus den Meßergebnissen hervor, daß der Realteil einer Signalquellenimpedanz (komplexen Impedanz) einen sehr kleinen Wert (von beispielsweise etwa 30 Ω) annimmt, und es wird daher vermutet, daß das Eigenrauschen der Verstärkerschaltung bei dieser Ausführungsform vom äquivalenten Eingangsrauschen En bestimmt wird. Es versteht sich daher, daß die Rauschzahl NF beachtlich verbessert werden kann, wenn ein Resonanzkreis dazu verwendet wird, das äquivalente Eingangsrauschen En zu vermindern, wie oben beschrieben worden ist. Der Wert der Rauschzahl NF (nominaler Wert) eines allgemeinen Verstärkerelements erreicht einen Punkt, bei dem in Fig. 4 En = InRn, d.h. einen Punkt, an dem die Rauschzahl NF in der nachfolgenden Gleichung (7) minimal ist:

Fig. 5 zeigt ein spezielles Schaltungsbeispiel einer gegengekoppelten Verstärkerschaltung A, bei der diese einen Feldeffekttransistor (FET) 11 als Verstärkerelement enthält, wobei eine Induktionsspule L zwischen die Gateelektrode G des FET 11 und einen Antennenanschluß 1 geschaltet ist. Die Drainelektrode des FET 11 ist mit einem hier nicht dargestellten FM-Empfänger über einen Gleichspannungstrennkondensator 12 verbunden, und ist weiterhin über einen Gegenkopplungstransformator 13 mit der Sourceelektrode verbunden. Der Gegenkopplungstransformator 13 ist so dimensioniert, daß er eine hohe Gegenkopplung von 1 oder nahezu 1 erzeugt. Das Bezugszeichen 14 bezeichnet einen Stromversorgungsanschluß, während mit 15 ein Nebenschlußkondensator bezeichnet ist.

Es sei im Falle des FET in der Ausführungsform nach Fig. 5 angenommen, daß die im Hochfrequenzband erzeugte Rauschspannung hauptsächlich auf das thermische Rauschen des Empfangskanals zurückgeht. Van dey Ziel erläutert, daß dieses Rauschen vom Widerstand des Kanals abhängt und ausgedrückt wird durch:

Aus diesem thermischen Rauschen erhält man den Wert En ² in Übereinstimmung mit der thermischen Rauschgleichung wie folgt:

En² = 4 kTRn Δ f

Um den Wert En zu minimieren, reicht es daher aus, den FET mit dem Maximalwert von gm zu betreiben, und aus diesem Grunde ist es notwendig, den Strom I _D groß zu machen. Da im allgemeinen der Wert gm in der Nähe von I _DSS maximal ist, wird bei dieser Ausführungsform der FET unter der Bedingung I _D = I _DSS betrieben.

Fig. 6 zeigt die Frequenzcharakteristik, die man mit der Schaltung nach der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 5 erhält. Die Kurve von Fig. 6 ist in bezug auf den Bezugsausgangspegel Ref normiert. Aus Fig. 6 geht hervor, daß es mit der HF-Verstärkerschaltung nach der Erfindung möglich ist, eine im wesentlichen flache Frequenzcharakteristik im Empfangsband zu erhalten.

Fig. 7 zeigt eine graphische Darstellung der Rauschzahl der Schaltung nach der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu jener einer bekannten Schaltung, wobei die Bezugszeichen X und Y den Verlauf nach der vorliegenden Erfindung bzw. den nach dem Stand der Technik bezeichnen. Aus Fig. 7 geht hervor, daß die Rauschzahl bei dem HF-Verstärker nach der vorliegenden Erfindung erheblich verbessert ist.

Fig. 8 zeigt eine graphische Darstellung der Intermodulationsverzerrungscharakteristik, die man mit der Schaltung nach der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 5 erhält. In Fig. 8 geben die Abszisse und die Ordinate einen Eingangslastpegel bzw. eine Pegeldifferenz (IMD) zwischen f ₁ und (2f ₁-f ₂) an, und die Bezugszeichen Z 1 und Z 2 bezeichnen die Ergebnisse, die mit Hilfe der vorliegenden Erfindung bzw. im Stand der Technik erzielt werden.

Obgleich hier eine Hochfrequenzverstärkerschaltung beschrieben worden ist, die als eine FM-Antennenverstärkerschaltung eingesetzt ist, kann die Schaltung nach der vorliegenden Erfindung doch ebensogut auch im Mittelwellenband zum Empfang amplitudenmodulierter Rundfunksendungen verwendet werden.

Fig. 9 zeigt eine Schaltung, mit der die Verstärkerschaltung nach der Erfindung in Kaskade geschaltet ist, wodurch die Rauschzahl NF minimiert werden kann. Dabei sei zunächst angenommen, daß die Rauschzahlen der Kreise A 1 und A 2 die Größen F ₁ bzw. F ₂ haben, und es sei weiter angenommen, daß ihre verfügbaren Leistungsverstärkungen G ₁ bzw. G ₂ sind. Die verfügbare Rauschleistung N _i2 am Eingang des Kreises A 2 wird ausgedrückt durch:

N _{i 2} = F₁G₁kT Δ f = N _{O 1}

wobei N _O1 die am Ausgang verfügbare Rauschleistung des Kreises A 1 ist. Die zweite Stufe unabhängig betrachtet, läßt sich die Rauschzahl F ₂ wie folgt ausdrücken:

so daß das in der zweiten Stufe erzeugte Rauschen ausgedrückt wird durch

N _{O 2} - G₂kT Δ f

d. h.

(F₂ - 1) G₂kT Δ f

Das gesamte Ausgangsrauschen N _OT wird daher ausgedrückt durch:

N _OT = G₂ (F₁G₁kT Δ f) + (F₂-1) G₂kT Δ f

und die Rauschzahl F₁₂ in der Schaltung nach Fig. 9 wird ausgedrückt durch:

Wenn man die Gleichung von N _OT darin einsetzt, ergibt sich die folgende Gleichung:

Die nachfolgende Gleichung erhält man im Falle von drei in Kaskade geschalteten Stufen in der gleichen Weise:

Aus den Gleichungen für F ₁₂ und F₁₂₃ geht hervor, daß die Rauschzahl von in Kaskade geschalteten Kreisen von der Rauschzahl und der Verstärkung der ersten Stufe abhängt. Wenn die Schaltung nach der vorliegenden Erfindung als erste Stufe eines HF-Verstärkers eines Tuners oder dergleichen verwendet wird, dann wird daher die Rauschzahl des Gesamtsystems klein, so daß die Empfindlichkeit desselben verbessert werden kann.

Wie oben beschrieben worden ist, kann mit der Erfindung die Ausgangsspannung angehoben werden und können viele andere Vorteile aufgrund des Einsatzes einer gegengekoppelten Verstärkerschaltung erzielt werden, so daß es möglich ist, die Empfindlichkeit im praktischen Gebrauch zu steigern, und gleichzeitig ist es möglich, Verzerrungen und Eigenrauschen beim Empfang starker Signale mittels der Gegenkopplung zu unterdrücken.

Da die Eingangskapazität der gegengekoppelten Verstärkerschaltung bei der Bildung eines Resonanzkreises verwendet wird, kann darüber hinaus die Anzahl hinzuzufügender Bauelemente zur Bildung des Resonanzkreises minimiert werden, so daß es möglich ist, den Kostenzuwachs zu minimieren.

Da ein Bandpaßfilter gebildet wird, das ein Durchlaßband aufweist, das im wesentlichen dem Empfangsband eines nachgeschalteten Empfängers entspricht, ist es darüber hinaus möglich, Signale außerhalb des Bandes zu unterdrücken und dadurch Interferenz mit solchen Signalen zu vermeiden.

Claims

1. Hochfrequenzverstärkerschaltung, enthaltend:
eine gegengekoppelte Verstärkerschaltung zur Verstärkung eines von einer Antenne empfangenen Hochfrequenzsignals, und
ein Netzwerk, das im Eingang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung angeordnet ist und zusammen mit der Eingangskapazität der gegengekoppelten Verstärkerschaltung einen Resonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz innerhalb eines Empfangsbandes liegt, um dadurch ein Bandpaßfilter zu bilden, das ein Durchlaßband aufweist, das im wesentlichen dem genannten Empfangsband entspricht.

2. Verstärkerschaltung, enthaltend:
eine gegengekoppelte Verstärkerschaltung zum Empfangen und Verstärken eines Eingangssignals, und
ein Netzwerk im Eingang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung, um zusammen mit der Eingangskapazität der gegengekoppelten Verstärkerschaltung einen Resonanzkreis zu bilden, dessen Resonanzfrequenz in einem vorbestimmten Empfangsband liegt, um dadurch ein Bandpaßfilter zu bilden, das ein Durchlaßband aufweist, das im wesentlichen mit dem genannten Empfangsband übereinstimmt.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die gegengekoppelte Verstärkerschaltung eine Hochfrequenzverstärkerschaltung ist.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die gegengekoppelte Verstärkerschaltung eine Mittelwellenfrequenzverstärkerschaltung ist.

5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie wenigstens einen zusätzlichen Verstärkerkreis enthält, der in Kaskade mit dem Ausgang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung verbunden ist.

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk aus einer Induktivität besteht, die in Serie zwischen einen Signaleingangsanschluß und den Eingang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung geschaltet ist.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Antenne an den Eingangsanschluß angeschlossen ist.

8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk eine Induktivität umfaßt, die in Serie zwischen einen Signaleingangsanschluß und den Eingang der gegengekoppelten Verstärkerschaltung geschaltet ist.

9. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die gegengekoppelte Verstärkerschaltung einen Feldeffekttransistor aufweist, dessen Gateelektrode das Eingangssignal erhält, und wobei ein Gegenkopplungstransformator mit seiner ersten Wicklung mit der Drainelektrode und mit seiner zweiten Wicklung mit der Sourceelektrode verbunden ist.

10. Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Einrichtung zum Betreiben des Feldeffekttransistors derart, daß der Drain-Strom I _D im wesentlichen gleich I _DSS ist, enthält, um dadurch die Transistortranskonduktanz g _m zu maximieren, um das thermische Rauschen des Transistors zu minimieren.