DE2953382C1 - Selektiver Verstaerker - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft einen selektiven Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb des zu
verstärkenden Frequenzbereichs durchläßt und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung
bestehenden Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden
Parallelresonanzkreis umfaßt, mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw.
Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters
verbundenen Verstärkungsvorrichtung mit hohem Gewinn.
Ein bekannter Verstärker dieser Art (DE-PS 7 07 652) dient zur Verbindung zwischen zwei Röhren in den Verstärkerstufen,
und zwar als eine Art Spannungsteiler. Da eine Röhre eine Anodenspannung und die andere Röhre
eine Gitterspannung benötigen, umfaßt die Schaltung dieses bekannten Verstärkers eine Anodendrossel und
jo eine Gitterdrossel, die mit den ihnen parallel liegenden
Kapazitäten zwei auf die gleiche Frequenz abgestimmte Hilfsschwingungskreise bilden, deren Eigenfrequenzen
außerhalb des Bereichs der Betriebsfrequenzen liegen.
Weiterhin ist bei einem selektiven Verstärker eine Gegenkopplung vom Ausgang des zweiten Filters auf
den Eingang des ersten Filters bekannt (DE-AS 25 15 698).
Selektive Verstärker, die eine Bandpaßcharakteristik bzw. -kennlinie für eine Verwendung im Antennen-Eingangsabschnitt
von Hochfrequenzstufen eines Rundfunkempfängers aufweisen, besitzen einen Aufbau, wie
er beispielsweise in Fig. 1 wiedergegeben ist, wobei ein
Bandpaßfilter BPF und ein Verstärker AMP kaskadenartig
miteinander verbunden sind. In diesem Fall ist das Filter BPFim allgemeinen als die dem Verstärker AMP- vorausgehende
Stufe angeordnet, so daß dieser nicht durch starke Eingangs-Radiowellen beeinflußt werden
kann, die außerhalb des Empfangsbandes liegen. Als Filter BPF wird eine in F i g. 2 dargestellte Schaltung verwendet,
die in Kombination einen aus einem Kondensator Ca und einer Spule bzw. Wicklung La bestehenden
Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator Cn und einer Spule bzw. Wicklung Lb bestehenden Parallelresonanzkreis
umfaßt, es ist jedoch als solches nicht erwünscht, daß der beabsichtigte Durchlaß-Frequenzbereich
bezüglich seiner Mittenfrequenz relativ breit ist, d. h. daß ein spezielles Band groß ist, da eine
starke Wellung in der Frequenz-Durchgangs-Betrags-Kennlinie auftritt, wie dies in Fig.3 dargestellt ist. Da
bo der Durchlaßbetrag, wie in F i g. 3 dargestellt, an beiden
Schultern beträchtlich erhöht ist und in Extremfällen bis zu 20 bis 30 db reicht, kann innerhalb des Bandes keine
gleichförmige Gewinn-Kennlinie bzw. -Charakteristik erzielt werden.
b5 Angesichts dieses Problems wurde ein Lastwiderstand
Rr zwischen den Ausgangsanschluß P des Filters und die Erde bzw. Masse geschaltet, d. h. parallel zu den
Filterelementen Cßund Ln'\m Parallelresonanzkreis,wie
INSPECTED
dies in Fig.4 dargestellt ist, so daß die Übertragungskennlinie innerhalb des Bandes im wesentlichen gleichförmig
gemacht wurde, wie dies in F i g. 5 gezeigt ist. Bei dieser Anordnung nimmt jedoch in einem Fall, in dem
das spezifische Band in der Nähe von 1 liegt, bcispicls- r>
weise wenn die Mittenfrequenz 1000 kHz ist und das Durchlaßband bezüglich dieser Mittenfrequenz auf
±500kHz eingestellt wird, d.h. von 50OkHz bis 1500 kHz reicht, der Widerstand Ri. einen relativ kleinen
Wert an, wodurch der Gewinn stark vermindert wird und eine relative Vergrößerung des thermischen Rauschens
durch den Widerstand Ri verursacht wird, wodurch
in beträchtlichem Ausmaß das S/N-Verhältnis (Signal/Rausch-Verhältnis) in der Schaltung verringert
wird.
Es sollen nun für die Schaltung aus F i g. 4 die Einflüsse des Widerstandes Ri. auf das S/N-Verhältnis betrachtet
werden, wobei angenommen wird, daß die Spulen bzw. Wicklungen La, Lb und die Kondensatoren C\ und
Cb keine Verluste aufweisen und daß der Verstärker
AMP kein Rauschen erzeugt. Zunächst wird in F i g. 6 ein Ersatzschaltbild bis zum Punkt Pin F i g. 4 wiedergegeben,
in dem die Serienimpedanz des Kondensators CA und die Spule La als Za, die Parallelimpedanz des Kondensators
Cb und die Spule Lb als Ze und die thermische
Rauschspannung des Widerstandes Rl aus F i g. 4 als Vn
dargestellt sind. Es ist eine an den Eingangsanschluß EIN in F i g. 4 angelegte Signalspannung und En ist die
Ausgangsspannung am Punkt P. Die thermische Rauschspannung Vn wird durch den Ausdruck
Vn = y/4 kTBRL
darstellbar, wobei k die Boltzmann-Konstante, T die
absolute Temperatur in ° K und ßdie Bandbreite sind.
Da die Signalspannung Esdurch die kombinierte Impedanz
der Impedanz Zb, des Widerstandes Ri. und der Impedanz Za dividiert wird, läßt sich die im Punkt P
erzeugte Signalspannung Er«durch folgende Gleichung
darstellen:
"-as
2β
■Es.
(D
Andererseits gilt, da die am Punkte P erzeugte Rauschspannung fcwdurch die Gleichung
'-W
ZAZB
VäWbrI
(2)
wiedergegeben wird, für das S/N-Verhältnis:
50
S/N
ZAVÄJ3W
(3)
Da das S/N-Verhältnis durch den gesamten selektiven
Verstärker hindurch auch durch das Rauschen beeinflußt wird, das vom Verstärker AMP erzeugt wird,
der als nachfolgende Stufe des Filters ßPFangeschlos- to
sen ist, sieht man, daß das 5/N-Verhältnis mit Ausnahme
des Falls, in dem in Gleichung (3) Za = 0 gilt, von R/
abhängt und daß die Verringerung des S/W-Verhältnisses
um so größer ist, je kleiner der Widerstand Rl in der Schaltungsanordnung von F i g. 4 gewählt wird. Da der
Einfluß des Widerstandes Rl hinsichtlich der Verringerung
der Welligkeit um so größer ist, je kleiner der Widerstandswert ist, wird dieser Widerstand in einem
Fall, in dem das spezifische Band nahezu 1 ist, ziemlich klein gewählt; daher hat die Schaltung aus Fig.4 den
Nachteil, daß sie das S/N-Verhältnis verschlechtert, obwohl
sie den Gewinn innerhalb des Bandes nahezu konstant machen kann. Da für die Impedanz Z.\ die Gleichung
\-<Q2LACA
gilt, kann man die Gleichung (3) umschreiben in:
S/N-E, ^£i/^
S/N-E, ^£i/^
Da, wenn man der Gleichung (5) entnimmt, das S/N-Verhältnis
nur bei einer speziellen Frequenz optimal ist, die die Bedingung 1 — (O1LaCx = 0 erfüllt, und bei dem
in F i g. 4 dargestellten selektiven Verstärker bei Z\ Φ 0
verringert ist, ist die S//V-Kennlinie dieses Verstärkers
nur bei einer speziellen Frequenz zufriedenstellend, wie dies durch die Kurve C\ in Fig. 10 wiedergegeben ist,
und bei allen Abweichungen hiervon verschlechtert. Da es überdies proportional zur Quadratwurzel des Lastwiderstandes
R/ ist, wird es überdies proportional zu dieser
Quadratwurzel verschlechtert, wenn der Widerstand Ri. kleiner wird.
Die Parallelschaltung des Lastwiderstands Rl mit
dem Parallelresonanzkreis bewirkt also einen Effekt der Verringerung der in der Bandpaß-Kennlinie des Filters
BPF auftretenden Welligkeit, wodurch der Gewinn im Durchlaßfrequenzband gleichförmig gemacht wird,
doch tritt gleichzeitig der negative Effekt einer Erniedrigung des Pegels des Filter-Ausgangssignals auf. Obwohl
es insbesondere wünschenswert ist, daß das S/N-Verhältnis dann besonders gut ist, wenn ein solcher selektiver
Verstärker für die Oberstufe eines Empfängers, d. h. in der Verstärkerstufe verwendet wird, die der Antenne
am nächsten liegt, ist eine Verringerung des 5/N-Verhältnisses in Antwort auf die Verringerung im Gewinn
des Filters BPF aufgrund des Lastwiderstandes Ri. unvermeidlich.
Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild für das Rauschen eines Feldeffekttransistors, der als Verstärker
AMP Verwendung findet. In der Figur stellen Vn und i„
eine Spannungskomponente bzw. eine Stromkomponente des Rauschens dar, während FET einen idealen
Feldeffekttransistor ohne Rauschen bedeutet. Selbst bei einem Feldeffekttransistor ist die Eingangsimpedanz
nicht unendlich, sondern hat einen bestimmten endlichen Wert, und die Stromkomponente /„ (Konstantstromquelle)
stellt das Rauschen dar, das von einem für einen solchen Wert eingesetzten äquivalenten Widerstand
erzeugt wird. Die Spannungskomponente v„ stellt das im Inneren des Transistors erzeugte Rauschen dar,
beispielsweise das Shottky-Rauschen. Wenn die an den Punkt P angelegte Spannung, d. h. das Ausgangssignal
des Filters BPF abnimmt, wird die Spannungskomponente vn relativ größer, wodurch das S/7V-Verhältnis
verschlechtert wird.
Aufgabe der Erfindung ist es. einen selektiven Verstärker der eingangs genannten Gattung zu schaffen,
der einen über den gesamten zu verstärkenden Frequenzbereich nahezu gleichförmigen Gewinn aufweist,
während das S/N-Verhältnis unverändert bzw. bei Verwendung eines Feldeffekttransistors verbessert ist.
Gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung
ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß ein parallel zu einem Parallelresonanzkreis in einem Bandpaßfilter geschalteter
Lastwiderstand durch einen Rückkopplungswiderstand ersetzt wird, der zwischen den Eingangsanschluß
und den Ausgangsanschluß eines Verstärkers geschaltet ist. Bei dieser Ausführungsform wird das S/N- Verhältnis
unverändert gehalten.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Spule
bzw. Wicklung in einem Parallelresonanzkreis aus einer mit einem Abgriff versehenen Spule besteht, das heißt
als Transformator ausgebildet ist, und das hochtransformierte Filter-Ausgangssignal so angepaßt ist, daß es an
das Gate bzw. die Steuerelektrode eines Feldeffekt-Transistors angelegt werden kann. Bei dieser Ausführungsform
ist das S/N- Verhältnis verbessert.
Weiterhin wird gemäß der Erfindung als dritte Lösungsvariante ein Kondensator in einem Serienresonanzkreis
eines Bandpaßfilters mit Hilfe der Kapazität einer kapazitiven Antenne gebildet. Diese Variante
führt zu einer weiteren Verbesserung im S/N-Verhältnis u.td einer Verringerung in der Anzahl der zu verwendenden
Bauelemente.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung
beschrieben; in dieser zeigt
Fig. 1 ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für einen
herkömmlichen selektiven Verstärker wiedergibt,
Fig.2 ein Schaltbild, das eine Ausführungsform des
Bandpaßfilters aus F i g. 1 wiedergibt,
Fig.3 ein Diagramm für die Übertragungskennlinie
des in F i g. 1 dargestellten selektiven Verstärkers,
F i g. 4 ein Schaltbild, das den Aufbau eines herkömmlichen
selektiven Verstärkers wiedergibt, der hinsichtlich seiner Übertragungskennlinie bzw. seiner Übertragungseigenschaften
verbessert ist,
Fig.5 ein Diagramm für die Übertragungskennlinie
des Verstärkers aus F i g. 4,
F i g. 6 ein Ersatzschaltbild für die Schaltung in F i g. 4, F i g. 7 ein Ersatzschaltbild für das Rauschen in einem
Feldeffekttransistor,
F i g. 8 ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers wiedergibt,
Fig.9 ein Ersatzschaltbild für die Schaltung aus F i g. 8,
F i g. 10 ein Diagramm für die S/N-Frequenz-Kennlinie,
Fig. 11 ein Schaltbild, das eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers
wiedergibt,
Fig. 12 und 13 Ersatzschaltbilder für die Schaltung aus Fig. 11,und
Fig. 14 ein Schaltbild, das eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen selektiven Verstärkers
wiedergibt.
Fig.8 zeigt eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
selektiven Verstärkers, der ein Bandpaßfilter BPFund einen Verstärker /4MPumfaßt, wobei
das Filter in derselben Weise wie in F i g. 4 einen aus wi
einem Kondensator C.\ und einer Induktivität La bestehenden
Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator Cb und einer Induktivität Ln bestehenden Parallelresonanzkreis
umfaßt, wobei jedoch der mit dem obigen Parallelreson.iu/kreis parallel geschaltete Last- pi
widerstand Hi weggelassen ist uiul stan Bossen cm
Rückkopplungswidcrstand Ri verwendet wird, der zwischen
den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Verstärkers AMP gelegt ist. Der Verstärker AMP
ist wünschenswerterweise ein invertierter Verstärker, der eine Eingangsimpedanz von nahezu unendlich und
eine Ausgangsimpedanz von nahezu Null besitzt und dessen Verstärkung bzw. Gewinn —A so eingestellt ist,
daß gilt: I A | > 1. Ein solcher invertierter Verstärker
wird beispielsweise mit Hilfe eines Feldeffekttransistors realisiert.
Bei der obigen Schaltung ist klar, daß deswegen, weil die vom Punkt P dem invertierten Verstärker AMP dargebotene
Impedanz gleich RfIA ist, die Übertragungskennlinie in Fig.5 dadurch erhalten werden kann, daß
man Rf so auswählt, daß es der Gleichung Rf = ARl genügt. Die Einflüsse des thermischen Rauschens im
Widerstand Rf auf das S/A/-Verhä!tnis müssen berücksichtigt
werden. Zunächst kann die in F i g. 8 dargestellte Schaltung durch ein Ersatzschaltbild gemäß F i g. 9 wiedergegeben
werden, wobei die thermische Rauschspannung
Vn = /TITBWf
berücksichtigt wird. Demgemäß wird die Signalkomponente Eos am Punkt P durch folgende Gleichung wiedergegeben:
ZB(Rf/A)
(Z4 +Z8)(R,/A)+ ZAZB
während die Rauschkomponente £cwam Punkt Pdurch
folgende Gleichung dargestellt wird:
ZAZB/A)
+ ZB)(Rf/A) + ZA
VAkTBRf (7)
Dann ergibt sich für das S/N- Verhältnis:
Eos _
Eos _
S/N
Z4VaWb
Es.
Gemäß Gleichung (8) hat, da R1 = ARi. gilt, der selektive
Verstärker aus Fig.8 ein um die Rate von fÄ
besseres S/7V-Verhältnis als das in Gleichung (3), was in F i g. 10 durch die Frequenzkennlinie gemäß Kurve C2
wiedergegeben werden kann. Das S/N-Verhältnis wird tatsächlich durch das Rauschen im Verstärker AMPbestimmt,
wenn die auf dem Widerstand Rf beruhende Verringerung des 5/N-Verhältnisses so vermindert wird
und das S//V-Verhältnis durch den Verstärker AMPhindurch
auf dessen Rauschpegel (SZN)A beschränkt wird, wie dies in Kurve Ci aus Fig. 10dargestellt ist; jedoch
wird das S/N- Verhältnis an der oberen und der unteren Grenze des Frequenzbandes im Vergleich mit der herkömmlichen
S/N-Verhältnis-Kurve Cl beträchtlich verbessert.
Es ist möglich, das S/N-Verhältnis dadurch zu verbessern,
daß man die Spannung erhöht, die dem Verstärker zugeführt wird, wobei die Rauschspannungskomponente
unter der Rauschspannung und den Stromkomponenten, die der Verstärker besitzt, vorherrschend ist; eine
solche Ausführungsform ist in Fig. 11 dargestellt. Hier sind C\ und /. \ der Kondensator und die Induktivität zur
Bildung eines Scrienresonan/kreises. der das eine der
Elemente des Bandpaßfilters NPF in derselben Weise wie in Fig. 1 bildet, während Cn der Kondensator im
Parallelresonanzkreis ist, der das andere der Kiemente des Bandpaßfilters bildet; Rl ist ein Lastwiderstand. Die
Induktivität bzw. Spule Lb im Parallelresonanzkreis ist
bei dieser Schaltung als Wicklung bzw. Spule mit einem Abgriff ausgebildet, d. h. sie bildet einen Aulotransformator,
der dazu dient, die an den die Verstärkungsvorrichtung bildenden Feldeffekttransistor FET angelegte
Eingangsspannung um den Faktor des Windungsverhältnisses m = T2ITX zwischen der Primärwicklung
und der Sekundärwicklung zu erhöhen. Die Induktivität ι ο des vom Abgriffspunkt P' her gesehenen Transformators
wird natürlich gleich der Induktivität der Spule Ln
in F i g. 1 gemacht. Das Ersatzschaltbild für die Schaltung aus Fig. 11, wie sie vom Punkt Pzum Eingang hin
gesehen wird, kann, wie in Fig. 12 dargestellt, durch ι's
eine Reihenschaltung wiedergegeben werden, die von einer Signalspannung mEs und einer Signalquellen-Impedanz
Tn2Zs gebildet wird, multipliziert entweder mit
dem Windungsverhältnis oder mit dem Quadrat, was durch ein in Fig. 13 dargestelltes Schaltbild wiedergegeben
wird, bei dem weiterhin das vom Transistor FET stammende Rauschen berücksichtigt ist. Zs ist die Impedanz
für die Signalquelle vom Abgriffspunkt P' her gesehen. Das S/N-Verhältnis am Punkt Q in der Schaltung
aus Fig. 13 wird durch die folgende Gleichung wiedergegeben:
S/N
mE,
(9)
30
Aus Gleichung (9) entnimmt man, daß das S/N-Verhältnis
gleich 0 ist, wenn m = 0 und m = «>
gilt und bei einem bestimmten Wert dazwischen ein Maximum erreicht. Der Wert von m, bei dem das S/7V-Verhältnis sein
Maximum annimmt, ist derjenige Wert, bei dem die Ableitung von S/N nach m, die eine Funktion von in ist,
gleich Null wird, d. h. für denjenigen Wert von m, für den gilt df(m)/dm = 0; dieser Wert wird durch die folgende
Gleichung wiedergegeben:
(10)
wird. Somit kann in dem Fall, in dem der selektive Verstärker
als Oberstufe eines Empfängers verwendet wird, der eine kapazitive Antenne besitzt, die Kapazität der
Antenne vollständig oder teilweise als Kondensator Cv verwendet werden, wodurch die Anzahl der Elemente
und die Impedanz Zs soweit als möglich verringert werden
kann. Eine solche Aiisführungsform ist in Fig. 14
dargestellt.
In Fig. 14 bedeutet ANT eine kapazitive Antenne,
die beispielsweise an einem Kraftfahrzeug befestigt ist; diese Antenne wird im Ersatzschaltbild durch eine elektromotorische
Kraft Eo und einen Reihenkondensator Ca wiedergegeben. Bei dieser Schaltung wird der Kondensator
Ci als Kondensator im Reihenresonanzkreis des Filters BPF verwendet. LA ist eine Wicklung bzw.
Spule in dem eben erwähnten Reihenresonanzkreis, Cb ist ein Kondensator im Parallelresonanzkreis, Ri ist ein
Lastwiderstand, Lu ist eine Spule bzw. Wicklung im Parallelresonanzkreis
und ist als Autotransformator ausgebildet, und Ff 7"ist ein Feldeffekttransistor, der den Verstärker
AMP bildet. Der Betrieb ist derselbe, wie dies bereits unter Bezugnahme auf die F i g. 11 und dergleichen
beschrieben wurde. Statt parallel zum Parallelresonanzkreis geschaltet zu werden, kann der Lastwiderstand
Rt zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschluß, d. h. zwischen die Senke (drain) und die Steuerelektrode
(gate) des Feldeffekttransistors geschaltet werden, um als Rückkopplungswiderstand Rf gemäß
Fig. 8 zu arbeiten. In diesem Fall können die beiden
Effekte, die unter Bezugnahme auf die Fig.8 und die
F i g. 11 beschrieben wurden, erreicht werden.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
40
45
Falls der selektive Verstärker, bei dem ein Feldeffekttransistor als Verstärker Verwendung findet, im Eingangsabschnitt
einer mit einer kapazitiven Antenne verbundenen Hochfrequenz-Verstärkungsstufe eingesetzt
wird, gilt sehr oft die Beziehung: v„ > inZs\ demgemäß
wird das S/N-Verhältnis dadurch verbessert, daß man m >
1 wählt, wie dies in Fig. 10 dargestellt ist, d.h. durch Hochtransformieren der Spannung. Während die
Rauschspannungs- und -Strom-Komponenten v„ und /„
dem Feldeffekttransistor FET inhärent sind, kann Zs in
einem gewissen Maß ausgewählt oder verändert werden, da es sich hierbei um die vom Transistor FETgesehene
Eingangsimpedanz handelt. Das S//V-Verhältnis beim optimalen Wert von m kann dadurch bestimmt
werden, daß man Gleichung (10) in Gleichung (9) ein- t>o
setzt, was zu folgender Gleichung (11) führt:
S/N
Il.
dl)
b5
Wie sich aus dem Obigen ergibt, wird das S/N-Verhältnis um so mehr vergrößert, je kleiner Zs gemacht
- Leerseite -
Claims (5)
1. Selektiver Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereichs
durchläßt und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden
Serienresonanzkreis und einen aus einem Kondensator und einer Spule bzw. Wicklung bestehenden
Parallelresonanzkreis umfaßt, mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw.
Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des
Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung mit hohem Gewinn, dadurch gekennzeichnet,
daß der Glättungswiderstand einen Widerstandswert besitzt, der gleich dem Widerstandswert ist, der
erforderlich ist, um die in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretende Welligkeit
zu glätten, multipliziert mit dem Faktor des Gewinns der Verstärkungsvorrichtung, und daß dieser Widerstand
als Rückkopplungswiderstand zwischen den Ausgangsanschluß und dem Eingangsanschluß der
Verstärkungsvorrichtung geschaltet ist.
2. Selektiver Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsvorrichtung
ein Feldeffekttransistor ist.
3. Selektiver Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb eines zu verstärkenden
Frequenzbereichs durchläßt und einen aus einem Kondensator und einer Spule bestehenden Serienresonanzkreis
und einen aus einem Kondensator und einer Spule bestehenden Parallelresonanzkreis umfaßt,
mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters
auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung
mit hohem Gewinn, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule in dem Parallelresonanzkreis
von einem Transformator gebildet ist, daß die Verstärkungsvorrichtung ein Feldeffekttransistor
ist und daß die durch den Transformator hochtransformierte Filter-Ausgangsspannung angepaßt
ist, um in den Feldeffekttransistor eingespeist zu werden.
4. Selektiver Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator im Serienresonanzkreis
von der Kapazität einer kapazitiven Antenne gebildet ist.
5. Selektiver Verstärker mit einem Bandpaßfilter, das die Signale innerhalb eines zu verstärkenden
Frequenzbereichs durchläßt und einen von einem Kondensator und einer Spule gebildeten Serienresonanzkreis
und einen von einem Kondensator und einer Spule gebildeten Parallelresonanzkreis umfaßt,
mit einem Widerstand zur Glättung der in der Übertragungs- bzw. Durchlaßkennlinie des Filters
auftretenden Welligkeit und mit einer mit dem Ausgangsanschluß des Filters verbundenen Verstärkungsvorrichtung
mit hohem Gewinn, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsvorrichtung von einem Feldeffekttransistor gebildet ist, daß der Glättungswiderstand
einen Widerstandswert besitzt, der gleich dem Widerstandswert ist. der für die Glättung
der in der Übertragungs bzw. Durchlaßkennlinie des Filters auftretenden Welligkcit erforderlich ist, multipliziert
mit dem Faktor des Gewinns der Verstärkungsvorrichtung, daß dieser Gliittungswiderstand
als Rückkopplungswiderstand zwischen einen Ausgang und einen Eingang des Transistors geschaltet
ist. daß die Spule in dem Parallelresonanzkreis von einem Transformator gebildet ist und daß die vom
Transformator hochtransformierte Filter-Ausgangsspannung für eine Ansteuerung des Transistors angepaßt
ist.
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