DE2826514C2

DE2826514C2 - Empfängereingangsschaltung

Info

Publication number: DE2826514C2
Application number: DE2826514A
Authority: DE
Inventors: Kazuo Kobe Hyogo Takayama
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1977-06-16
Filing date: 1978-06-16
Publication date: 1985-08-08
Also published as: US4215312A; DE2826514A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Empfängereingangsschaltung, in deren Ersatzschaltbild die einseitig geerdete Antenne als einseitig geerdete Spannungsquelle in Reihe mit einem Kondensator und das Antennenkabel als ein

hierzu parallel geschalteter, einseitig geerdeter zweiter Kondensator dargestellt sind, mit einem abstimmbiirun

Schwingkreis und einer einen dritten Kondensator aufweisenden Schaltungsanordnung zur Kompensation von

die Abstimmung störenden Kapazitäten.

Bei einer bekannten Empfängereingangsschaltung dieser Art (DE-AS 17 91 070) ist ein mittels Kapazitätsdiode abstimmbarer Eingangskreis vorgesehen. Dabei wird im Zusammenhang mit dieser bekannten Empfänger-

eingangsschaltung das Problem gesehen, daß die zum Eingangskreis parallel liegenden Kabel- und Verdrahtungskapazitäten den Abstimmbereich sehr einengen, so daß einerseits das Signal/Rausch-Verhältnis nachteilig beeinflußt und andererseits der Abstimmbereich unzumutbar eingeengt werden kann, und zwar letzteres insbesondere dann, wenn die Kapazität des Eingangskreises zu klein ist Zur Umgehung dieser beiden Probleme wird deshalb bei dieser bekannten Empfängereingangsschaltung vorgesehen, den Eingangskreis ar. die Antenne über eine weitere Kapazitätsdiode anzukoppeln, die durch die Abstimmspannung im gleichen Sinne beeinflußt wird, wie die Kapazitätsdiode zur Abstimmung des Eingangskreises.

Weiterhin ist es bei einer Empfängereingangsschaltung bekannt (DE-OS 21 59 887) den die kompensierende Kapazität darstellenden Kondensator zwischen den Schwingkreis und den Ausgang eines an den Schwingkreis angeschlossenen Verstärkers zu legen, und zwar so, daß der Kondensator, der Schwingkreis und der Verstärker eine Rück'ioppelschleife bildea Dieser in die Rückkoppelschleife eingeschaltete Kondensator umfaßt auch den Mantel des Antennenkabels, der bei einer solchen Anordnung nicht geerdet werden kann. Hierdurch wird der Abschirmeffekt des Mantels des Antennenkabels aufgehoben oder zumindest stark eingeschränkt, so daß in diesem Fall des Signal/Rausch-Verhältnis über alles allein durch den nicht mehr geerdeten Mantel des Antennenkabels stark verschlechtert ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, bei einer Empfängereingangsschaltung der eingangs genannten Gattung die Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störkapazitäten derart zu gestalten, daß auf einfachere Weise ohne das Erfordernis für eine zweite Kapazitätsdiode der Abstimmbereich für den Schwingkreis durch Ausschaltung von störenden Kapazitäten optimal erweitert ist, während gleichzeitig ein optimales Signal/Rausch-Vcrhältnis gewährleistet bleibt.

Erfindungsgemäße Lösungen dieser Aufgabe sind in den nebengeordneten Ansprüchen 1 bis 5 angegeben.

Vorleilhafterweise ist es in Verbindung mit den erfindungsgemäßen Ausführungsformen möglich, in einer an den Schwingkreis angekoppelten Steuerschaltung mit eigenem Kondensator eine negative Kapazität zu erzeugen, die die Antennen- und Kabelkapazität wenigstens teilweise aufhebt, während gleichzeitig der Mantel des Antennenkabels geerdet gehalten werden kann.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; in dieser zeigt

F i g. 1 ein Ersatzschaltbild einer Antenne,

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild einer Antenne, die mit einer induktiven Abstimmschaltung verbunden ist,

F i g. 3 ein Ersatzschaltbild einer Antenne, die mit einer kapazitiven Abstimmschaltung verbunden ist,

F i g. 4 ein Ersatzschaltbild einer Antenne mit einir induktiven Abstimmschaltung mit einer negativen Kapazitat,

F i g. 5 ein Ersatzschallbild einer Antenne mit einer kapazitiven Abstimmschaltung mit einer negativen Kapazität,

F i g. 6 ein Schaltdiagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung einer Schaltung, die eine negative Kapazität erzeugt,

F i g. 7 ein Ersatzschaltbild für einen Transistor,

F i g. 8 ein ähnliches, jedoch noch detaillierteres Schaltdiagramm der Ausführungsform nach F i g. 6,

F i g. 9 ein Ersatzschaltbild der Schaltung von F i g. 8,

Fig. 10, 11 und 12 Schaltdiagramme von spezifischen Ausführungsformen der in Fig.6 dargestellten, eine w negative Kapazität erzeugenden Schaltung, die jeweils mit Gleichstrom-Vorspannungsschaltungen verschen sind.

Fig. 13 ein Schaltdiagramm zur Erläuterung der Berechnung des Wärmerauschens in der Schaltung nach

Fig. 14 ein Schaltdiagramm der Ausführungsform nach Fig. 10, wobei Maßnahmen gegen das Wärmerau- <r> sehen vorgesehen sind,

Fig. 15 ein Schaltdiagramm einer Modifikation der Schaltung nach F i g. 6,

F ig. 16 ein Ersatzschaltbild für die Schaltung nach Fig. 15,

Fig. 17 ein Schaltdiagramm einer zweken Ausführungsform einer Schaltung, die eine negative Kapazität erzeugt,

Fig. 18 ein Schaltdiagramm mit der Schaltung nach Fig. 17, die mit einer Gleichstrom-Vorspannungsschaltung versehen ist.

Fig. 19, 20 und 21 Schaltdiagramme einer dritten, vierten und fünften Ausführungsform einer eine negative Kapazität erzeugenden Schaltung, bei denen ein Transformator vorgesehen ist,

F i g. 22 ein Ersatzschaltbild mit Anwendung einer eine negative Kapazität erzeugenden Schaltung,

F i g. 23, 24 und 25 Schaltdiagramme von Ausführungsformen mit Gleichstrom-Vorspannungsschaltungen, und

Fig.26 ein Schaltdiagramm einer weiteren Ausführungsform, bei der die Leistung der Antennenschaltung verbessert ist.

F i g. I zeigt das Ersatzschaltbild einer Antenne für AM-Radioempfänger, also Empfänger für amplitudenmo- M) dulicrte Funkwellen, wie sie in Kraftfahrzeugen verwendet werden; ein solches Ersatzschaltbild weist eine elektromotorische Kraft 1 der Antenne mit einer Spannung £Ί, eine Antennenkapazität 2 mit einem Kapazitätswert (\ und eine Kubclkupazitüt 3 mit einem Kapazitätswcri Cn auf: die elektromotorische Kraft I der Antenne führt zu einem Ausgang 4 der Antcnncnschaltung (oder einem Eingang auf der Empfängerseite). Die Antenncnkapa/ität C\ beträgt ungefähr 15 pF. während die Kabelkapazität Cn für kurze Kabel ungefähr 65 pF und für b5 lungere Kabel mehr als 100 pF beträgt. Da die Spannung £2 bei offenem Stromkreis am Ausgang 4 dargestellt

ist die abnehmbare Spannung £2 im Vergleich zu der elektromotorischen Kraft E\ der Antenne wesentlich verringert, wenn die Kabelkapazität Cb groß ist. Um den oben erwähnten Spannungsabfall zu kompensieren, wird eine Spule 5 mit einer Induktivität La manchmal mit dem Ausgang 4 verbunden, wie in F i g. 2 dargestellt ist. so daß die Ausgangsspannung £2 durch Resonanz erhöht werden kann. Ein Empfänger mit abstimmbarer Induktivität ist ein Beispiel für eine Ausführungsform, bei der die Drossel 5 variabel gemacht wird, um die Rundfunkstationen durch Resonanzeffekt mit den Kapazitäten 2 und 3 auswählen zu können. Die Ausgangsspannung £2 am Resonanzpunkt kann dargestellt werden durch:

E₁= E, --^--Q₁. (2)

Dabei ist Qi. die Selektivität bzw. die Trennschärfe der Resonanzschaltung. Hierbei laß! sich das gewünschte Signal/Rausch-Verhältnis erreichen, wenn die Kabellänge relativ kurz ist; die durch den Ausdruck CW(Cj₁ +Cn) dargestellte Spannungsverringerung macht sich jedoch dann im Signal/Rausch-Vcrhältnis stark bemerkbar, wenn die Kabellängen größer werden.

Wird ein Empfänger mit einer abstimmbaren Kapazität eingesetzt, um eine elektronische Abstimmung durch die Verwendung einer Kapazitätsdiode oder eines ähnlichen Elementes zu erreichen, ergeben sich die folgenden Nachteile aufgrund der Kabelkapazität 3: Bei dem in F i g. 3 gezeigten Ersatzschaltbild mit variabler Kapazität muß nämlich eine Kapazitätsdiode 6 die folgende, variable Kapazität Co enthalten, um die absiimmbare Frequenz in dieser Schaltung über einen Bereich zwischen 525— 1605 KHz (dem Frequenzband für die Rundfunkübertragung mit amplitudenmodulierten Wellen) zu variieren:

Cbmax = (Ca + Ch+ Gmin) 9,4 (3)

Dabei stellen Comax und Cotnin die maximalen und minimalen Werte für Q> dar, während der Koeffizient 9,4 das Verhältnis (1605/525)² darstellt. Das Bezugszeichen 7 kennzeichnet eine feste Spule mit konstanter Induktivität L Wenn die Kabelkapazität Ce groß ist, werden Comax und Qmax/Cbmin ensprechend erhöht. Da der Wert für die Ausgangsspannung £₂ durch die Gleichung (4) bestimmt wird, führt ein erhöhter, variabler Kapazitätswert Co zu einer Verringerung von £2 und des Signal/Rausch-Verhältnisses; die Erhöhung des Verhältnisses Qmax/Qmin macht es schwierig, die Kapazitätsdioden auszuwählen.
35

C, +C+ C₁₁

Die oben erwähnten, verschiedenen Probleme beruhen auf der Antennenkapazilät C« und insbesondere auf der Kabelkapazität Cn. Wenn also diese Kapazitäten ausgeglichen bzw. kompensiert werden, wird eine wesentliche Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses erreicht.

Die in Fig.4 gezeigte Ausführungsform weist, wie in Fig. 1, eine elektromotorische Kraft I einer Antenne mit einer Spannung £i, eine Antennenkapazität 2 mit einem Kapazitätswert Ci und eine Kabelkapazität 3 mit einem Kapazitätswert C« auf. Eine negative Kapazität 8 mit einem Kapazitätswert —C und eine variable Drosselspule 5 eines Abstimmelementes mit einer Induktivität Lq sind ebenfalls dargestellt. Die Ausgangsspannung £2 der Schaltung läßt sich ausdrücken durch:

F-F C-) . _n (5)

^£2 -^£| C₁₊C₁₁-C ^Q"

Die Ausgangsspannung £2 kann zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses erhöht werden, indem der negative Kapazitätswert —C näher zu C₅ und zu C₄ + C₈ gebracht wird. Das Signal/Rausch-Verhältnis läßt sich zwar noch weiter verbessern, wenn die Kapazitäten 2 u. 3 durch den negativen Kapazitätswert — C noch stärker kompensiert werden; dies spike jedoch auf ein geeignetes Maß begrenzt werden, da eine zu starke Kompensation eine gewisse Instabilität mit sich bringt.

Bei der Ausführungsform nach Fi g. 5 wird eine Abstimmschaltung mit variabler Kapazität verwendet; eine solche Schaltung weist eine variable Kapazität, wie beispielsweise eine Kapazitätsdiode, und eine feste Spule 7 mit einer Induktivität L auf. Mit dem Bezugszeichen 8 ist auch hier wieder die oben erwähnte, negative Kapazitä t bezeichnet Die Ausgangsspannung kann auch in diesem Fall erhöht werden, um dadurch das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern, indem der negative Kapa/.itätswert —Cnäher zu C₁ + C« gebracht wird. Setzl man den negativen Kapa/.iläiswert —('gleich (\ \ Cu. so kann das (VVerhältnis in tier Gleichung (I) iiiiigosohrk'hen werden in:

Comax = 9,4 Comin (6)

Die negative Kapazität 8 kann durch die in F i g. 6 gezeigte Schaltung sowie ähnliche Ausführungsformen erreicht werden. Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 sind npn-Transistoren 11 und 12 sowie ein Kondensator 13 mit einem Kapazitätswert Ce auf die in der Figur zu erkennende Weise geschaltet In bezug auf die

Funktionsweise dieser Schaltung soll darauf hingewiesen werden, daß der Transistor 11 als Emitterfolger und der Transistor 12 als Basisschaltungs-Verstärker geschaltet sind. Für den Emitterfolger sind die Ausgangsimpedanz näherungsweise Null und die Eingangsimpedanz näherungsweise unendlich: für die Basisschaltung ist die Eingangsimpedanz Null und die Ausgangsimpedanz unendlich. Dabei ergibt sich folgende Funktionsweise: Wenn eine Spannung Can den Eingang 10 angelegt wird, das heißt, an die Basis des Transistors 11, wird die Spannung E dem Kondensator 13 zugeführt, so daß ein Strom / fließt, der gleich j ω Cc E ist, wenn die Basis/Emilter-Spannung der Transistoren 11 und 12 vernachlässigi weiden (die Spannung wird in bezug auf einen Wechselstrom durch einen Emitterwiderstand dargestellt; eine Analyse, die den Emitterwidersland berücksichtigt, soll später durchgeführt werden). Der Strom / wird durch den Emitter und den Kollektor des Transistors 12 geführt und auf den Eingang 10 zurückgekoppelt. Die Impedanz in der Schaltung der Transistoren 11 und 12 ist deshalb, von der Seite des Anschlusses 10 aus gesehen, negativ; da /= —j ω Ce E ist, läßt sich die Impedanz Zei ausdrucken als:

Die negative Kapazität eines Kapazitätswerters —Ce kann also auf diese Weise erhalten werden. Eine genauere Analyse soll für die in F i g. 5 gezeigte Schaltung vorgenommen werden. Da die Äquivalenz- bzw. Ersatz-Schaltung für einen Transistor durch die in F i g. 7 gezeigten Bauelemente dargestellt werden kann, kann die Schaltung nach F i g. 6, bei der ein solcher Transistor verwendet wird, auf die in F i g. 8 gezeigte Weise ausgedrückt werden; diese Ausführungsform enthält Emitterwiderstände 14, 21 und 22 mit Widerstandswerten /V, /ν, bzw. r,. 2, eine Stromquelle 15, Kollektorkapazitäten 16,23 und 24 mit Kapazitätswerten Q-, Qi bzw. Q₂ und einem Basisschaltungs-Stromverstärkungsfaktor χ sowie Anschlüsse 17, 18 und 19 für Emitter, Basis bzw. Kollektor. Die folgenden Gleichungen (8) und (9) lassen sich für eine Spannung £ die an den Eingang angelegt wird, und den ausfließenden Strom / aufstellen, wenn der Strom / in den Kondensator 13 fließt und die Verstärkungsfaktoren der Transistoren 11 und 12 in dieser Schaltung λ 1 und λ 2 sind:

/ = jtoC, ,E + JojC, ₂E-ia2 + (\-a\) i. (9)

Kombiniert man die Gleichungen (8) und (9), um /zu eliminieren, so ergibt sich:

, ι+,/mC, ₂+(l-gl-g2) . (10)

1 +JtoCe (r,.\ +r,.₂)

Dementsprechend kann der Eingangs-Scheinleitwert bzw.die Eingangs-Admittanz V'edargesicllt werden als:

40

—- = iii'U, 1 +C, 1) + L

iii'U, 1 +C, 1) + L i

Dann kann die Schaltung nach Fig.8 durch die Äquivalenz-Schaltung nach Fig.9 dargestellt werden, in der eine Kapazität 25 mit einem Kapazitätswert Q-1 + Q-2, eine negative Kapazität 26 mit einem Kapazitätswert —Q ■ (λ 1 + λ 2 — 1) und ein negativer Widerstand mit einem Widerstandswert

_ r_rl+r,₂

i/2+ al -I

dargestellt sind.
Wenn die folgende Gleichung

fe 02)

erfüllt ist, wird der zweite Term auf der rechten Seite der Gleichung (11) näherungsweise gleich JwCe(I-χ 1— λ2). Dann kann die negative Kapazität Q die durch die folgende Gleichung (13) dargestellt wird, durch die Schaltung nach F i g. 6 erhalten werden:

bO

Die Eigenschaften bzw. Kennlinien der Immitanz-Umwandlungsschaltung (beispielsweise ein NIC, Gyrator, Rotator und ähnliche Elemente, die in der obigen Schaltung enthalten sind) werden im allgemeinen im wesentlichen wegen der Kollektorkapazität verschlechtert: die Kollektorkapazität Q-1 + Cn in dieser, in F i g. 6 gezeigten Schallung ist jedoch parallel zu den Eingängen geschaltet, wie in der Äquivalenz-Schaltung nach Fig.9 dargestellt ist, und kann durch die negative Kapazität —Cc·(λ 2 + λ 1 — 1) ausgeglichen werden. Damit kann also eine negative Kapazität mit guten Eigenschaften bzw. optimaler Kennlinie erwartet werden.

Die Fig.6 zeigt nur die Schaltungsteile, die Wechselströme betreffen; die zusätzlich vorgesehenen Gleichstrom-Vorspannungsschaltungen sind in den Fig. 10 bis 12 dargestellt. In diesen Figuren sind Widerstände 31 bis 42, eine Induktivität bzw. eine Drosselspule 43, Überbrückungs- bzw. Parallel- bzw. Ableit-Kondensatoren 44 bis 46, Diodenanordnungen 47 bis 49 und Transistoren 50 bis 52 zu erkennen. In diesen sowie anderen Figuren sind die gleichen Bereiche und Teile immer mit den gleichen Bezugszeichen versehen. An dem Eingang 10 ist eine Vorspannungsschaltung erforderlich, um eine Vorspannung an die Basis des Transistors 11 anzulegen und zu bewirken, daß ein Vorspannungsstrom zu dem Transistor 12 fließt; die Wechselstrom-Impedanz der Schaltung muß hoch genug sein, um eine gute Schaltungs-Kennlinie zu erhalten, da die Vorspannungsschaltung parallel zu dem Eingang 10 liegt. Unter Berücksichtigung dieser Überlegungen werden die folgenden Maßnahmen ergriffen. Wie sich aus Fig. 10 ergibt, ist eine Drosselspule 43 in Reihe zu einem Widerstand 31 zwischen eine Energiequelle 53 und den Eingang 10 eingesetzt, um den Wechselstrom-Widerstand ausreichend zu erhöhen. Für den Schaltungsteil zwischen dem Eingang und Erde bzw. Masse bestehen keine Probleme, da der Transistor 11 als Emitterfolger mit unendlicher Eingangsimpedanz ausgelegt ist, während der Transistor 12 in einer durch einen Kondensator 44 an Masse liegenden Basisschaltung ausgelegt ist, wobei seine ^A.'isgangsimpedanz unendlieh ist. Bei der Ausführungsform nach F i g. 11 wird ein Transistor 50 für die Vcrspaiinungsschaltung verwendet; die Vorspannung wird an die Tranistoren 11 und 12 durch eine Reihenschaltung aus Widerständen 36 und 37 angelegt, die mit der Energiequelle 53 verbunden sind. Der Transistor 50 ist als Emitterfolger ausgelegt; sein Emitterwiderstand 35 ist über einen Kondensator 45 mit dem Verknüpfungspunkt 54 zwischen den oben erwähnten Widerständen 36 und 37 verbunden, um den durch den Widerstand 36 fließenden Wechselstrom zu verringern, das heißt, urn den Wechselstrom-Widerstand des Widerstandes 36 zu erhöhen. Bei der in F i g. 12 gezeigten Schaltungsanordnung wird eine Konstantstromschaltung als Vorspannungsschaltung verwendet, um die Impedanz zu erhöhen. Diese Konstantstromschaltung weist einen Transistor 52. Widerstände 40 und 41 sowie eine Diodenanordnung 48 auf, die aus mehreren, in Reihe geschalteten Dioden besteht. Andererseits wird eine Konstantstromschaltung verwendet, um den Strom des Transistors 11 und die Basisspannung des Transistors 11 zu bestimmen; diese Konstantstromschaltung weist einen Transistor 51, Widerstand:. 38, 39 und eine Diodenanordnung 49 auf. Die obige Schaltungsanordnung kann als integrierte Schaltung ausgelegt werden, indem externe Kondensatoren 13 und 46 vorgesehen werden.

Da die oben erläuterten, negativen Kapazitätsschaltungen aufgrund verschiedener Ursachen Rauschen erzeugen, muß beispielsweise das in der Basis des Transistors 11 entstehende Rauschen sowie Wärme- bzw. thermisches Rauschen aufgrund des Basiswiderstandes berücksichtigt werden, wobei insbesondere auf Fig. 10 Bezug genommen wird. In F i g. 13 wird die in der Nähe der Basis des Transistors 12 erzeugte Rauschspannung Vn als 56 dargestellt, während die Impedanz Zo der Vorspannungsschaltungselemente, die an dem Eingang 10 vorgesehen oder zu ihm hinzugefügt worden sind, bei 55 gezeigt ist. Wenn die Rauschspannung Vn erzeugt wird, so erscheint an dem Eingang 10 die Spannung Kn, die sich auf folgende Weise ausdrücken läßt:

.. Vn Zo (, 1 \ . .

Vn=-—— -[JmCe + --). (14)

/ωCeZo-\ \ R₁J

Dabei stellt fo-den Widerstandswert für den Widerstand 42 dar.

Wie sich aus der Gleichung (14) ergibt, kann die Rausch-Eingangsspannung VT; verringert werden, um das Verhältnis Signal/Rauschen zu verbessern, wenn der Widerstandswert 42 für die Gleich-Vorspannung zu dem Transistor 12 größer in bezug auf den Wechselstrom-Widerstand wird. Dann kann die Verbesserung des Verhältnisses Signal/Rauschen durch die Reihenschaltung einer Induktivität 57 mit dem Widerstand 42 erreicht werden, wie in F i g. 14 dargestellt ist Bei den in den F i g. 11 und 12 dargestellten Schaltungsanordnungen kann das Verhältnis Signal/Rauschen ebenfalls durch die Reihenschaltung einer Induktivität mit dem Widerstand 42 erhöht werden.

Im folgenden soll eine Modifikation der in F i g. 6 gezeigten Ausführungsform erläutert werden. Während der Kollektor des Transistors 11 und die Basis des Transistors 12 bei der Ausführungsform nach F i g. 6 an Masse liegen bzw. geerdet sind, können sie auch gegen Masse isoliert sein; eine solche Ausführungsform ist in F i g. 15 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung kann als Netzwerk mit vier Anschlüssen betrachtet werden, wie es in F i g. 16 dargestellt ist; dabei gilt die Beziehung:

1 ZUE₁

ο ι M I₂

(15) /,I Olli/,

Dabei sind E\ eine Spannung am Eingang, /ι der Strom, Ez eine Spannung an dem Anschluß 58 und h der Strom. Nimmt man an, daß sich die Transistoren 11 und 12 relativ gui gemäß den theoretischen Überlegungen verhalten, so gilt die Gleichung:

/, = (E-- E₁) j ω Ce= h (16);

dementsprechend gilt die Gleichung:

Dann kann aus den Gleichungen (15) und (17) die folgende Gleichung erhalten werden:

Diese Gleichung zeigt, daß es sich bei der in Fig. 15 dargestellten Schaltungsanordnung ebenfalls um eine negative Kapazitätsschaltung handelt

Während es sich bei der oben erwähnten Schaltung um eine Schaltung mit Stromrückkoppelung handelt, zeigt die Schaltungsanordnung nach F i g. 17 eine Schaltungsanordnung mit Spannungsrückkopplung, bei der Transistoren 60 und 61 sowie Widerstände 62 und 63 verwendet werden. In dieser Schaltung werden die folgenden Gleichungen erfüllt:

j ω Ce \RU V R14

^RU

/ ^ U-IIlIl e\ j_ωCe = -LIj₀₁CeE, (22)

1 ist, gilt

/ ' JmCeRU

und es ergibt sich eine negative Kapazität —R 13 Ce/R 14, bei der R 13 bzw. R 14 die Widerstandswerte der Widerstände 62 bzw. 63 und β den Stromverstärkungsfaktor darstellen.

F i g. 18 zeigt eine Schaltung, bei der eine Gleichstrom-Vorspannungsschaltung zu der in F i g. 17 gezeigten Wechselspannungsschaltung hinzugefügt ist In dieser Schaltungsanordnung sind Widerstände 62 bis 68 sowie ein Kondensator 69 dargestellt In dieser Schaltungsanordnung ist der Widerstandswert des Widerstandes 63 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 17 gleich dem der parallelen Widerstände 63, 64, 65 und 68, die parallel zueinander geschaltet sind. Wie man F i g. 18 entnehmen kann, ist der Aufbau einer Gleichstrom-Vorspannungsschaltung viel einfacher für die in F i g. 17 gezeigte Schaltungsanordnung als für die in F i g. 6.

Obwohl in jeder der Schaltungsanordnungen nach den F i g. 6.15 und 17 zwei Transistoren verwendet werden, um die negative Kapazität zu erhalten, kann die Zahl der Transistoren durch die Verwendung eines Übertragers auf 1 verringert werden; ein Beispiel für eine solche Ausführungsform ist in Fig. 19 dargestellt. Bei dieser Ausführungsform wird eine mit einem Abgriff versehene Spule verwendet, die an einem Ende an Erde bzw. Masse liegt; diese Spule 70 weist einen Abgriff 73 auf. Weiterhin ist ein Transistor 74 vorgesehen, dessen Kollektor an Masse liegt; sein Emitter ist mit dem Abgriff 73 verbunden, während seine Basis mit dem Eingang 10 sowie über einen Kondensator 13 mit dem anderen Anschluß des Übertragers 70 verbunden ist. In dieser Schaltungsanordnung gelten näherungsweise die folgenden Gleichungen:

Tl

Il Dabei stellt TX die Zahl der Windungen zwischen einem Anschluß des Übertragers 70 und dem Abgriff 73 und

'Ι Γ2 die Zahl der Windungen zwischen dem Abgriff 73 und dem anderen Anschluß des Übertragers 70 dar. Wie

l?i sich aus der Gleichung (23) ergibt, zeigt diese Scha!tijngsanordnung eine negative Kapazität mit einem Kapazi-

ii tätswert -=r- Ce. Der Abgriff der Spule kann auch geerdet sein; ein Beispiel einer solchen Ausführungsform ist in

F ig. 20 dargestellt Bei der obigen Ausführungsform gelten die folgenden Gleichungen:

„-ElLj.ee, (24)

/ jmCeTl

7"2Ce Wie sich aus der Gleichung (25) ergibt, kann die negative Kapazität des Kapazitätswertes ^-γ\— ebenfalls

erhalten werden. Bei dieser Schaltungsanordnung wird ein als Emitterfolger geschalteter Transistor 75 verwen-

det um zu verhindern, daß die Impedanz in den Windungen ΓΙ des Übertragers 70 parallel zu dem Eingang 10 ;.i

hinzugefügt wird; auf den Transistor 75 kann verzichtet werden, wie in Fig.21 dargestellt ist wenn diese ;.■·■'

Vorsichtsmaßnahme nicht notwendig ist ,*:

Die oben erläuterte, negative Kapazitätsschaltung kann nicht nur für die Aufhebung bzw. den Ausgleich der §s

Streukapazität sondern auch für Verstärkungszwecke eingesetzt werden. Beispielsweise läßt sich die Spannung κ,

fi an einem Punkt 8 in der in Fig.22 gezeigten Schaltungsanordnung, die eine Energiequelle mit einer p

Spannung £Ί, einen Reihenkondensator 78 mit einem Kapazitätswert Ca und eine Streukapazität 79 mit einem -λ

Kapazitätswert CsaufweistdurchfolgendeGleichungdarstellen: 'S

ίο E₂=E₁ . (26) ξ

Wenn eine Schaltung 80 mit negativer Kapazität und einem Kapazitätswert —Cparallel zu der Streukapazität J. 79 liegt, iäßt sich die Spannung £2 an dem Punkt 8 ausdrücken durch:

'i:

Bringt man den Kapazitätswert C näher zu Ca + Cb. so kann E₂ größer als Ei gemacht werden, so daß sich in dieser Schaltungsanordnung eine Verstärkung ergibt

Ausführungsformen von Abstimmschaltungen mit variabler Kapazität, bei denen eine solche Schaltung mit negativer Kapazität verwendet wird, sind in den F i«. 23 bis 25 dargestellt.

Bei der Ausführungsform nach F i g. 23 ist die in H i g. 1 gezeigte Antennenschaltung mit einem Anschluß 4 verbunden; eine Schaltungsanordnung mit Transistoren 11 und 112 bildet eine Schaltung mit negativer Kapazität; außerdem wird eine variable Kapazität 6, wie beispielsweise eine Kapazitätsdiode, verwendet Eine Gleichstrom-Steuerspannung wird an einen Anschluß 58 angelegt, um den Kapazitätswert der variablen Kapazität 6 mittels eines Widerstandes 89 mit hohem Widerstandswert zu ändern. Mit dem anderen Anschluß der variablen Kapazität 6 ist ein Parallel- bzw. Ableitkondensator 86 verbunden, durch den sie in bezug auf eine Wechselspannung an Masse liegt bzw. geerdet ist Das Bezugszeichen 87 stellt einen Kopplungskondensator dar. Die Schaltung mit negativer Kapazität weist Transistoren 11 und 12, Widerstände 31 bis 34 und 42, einen Kondensator 13 für die Erreichung der negativen Kapazität Ableit- bzw. Parallel-Kondensatoren 44 und 48 und einen Induktor bzw. eine Drosselspule 57 auf.

Die Widerstände 33, 34 und 42 und die Drosselspule 57 bilden eine Schaltung, um dem Transistor 12 einen Vorspannungsstrom zuzuführen. Der Kondensator 44 dient dazu, den Transistor 12 in bezug auf einen Wechsclstrom an Masse zu legen. Eine Drosselspule Γ %ν1;<ί J,;;.;i verwendet die Wechselspannungs-lmpedanz des Widerstandes 31 zu erhöhen, der parallel zu der negativen Kapazität geschaltet ist, wie oben erwähnt wurde. Außerdem dient die Drosselspule als Induktor in der Abstimmschaltung für die Antenne. Da der Induktor in der Abstimmschaltung für die Antenne an einem Anschluß an Masse liegen soll, damit er parallel zu der variablen Kapazität 6 geschaltet ist, ist die Drosselspule 7 an einem Anschluß durch den Kondensator 88 in bezug auf einen Wechselstrom geerdet Das Ausgangssignal dieser Schaltung kann durch Sekundärwicklungen abgenommen werden, die an der Drosselspule 7 vorgesehen sind. Es ist jedoch zweckmäßiger, das Ausgangssignal von dem Un.uer des Transistors 11 abzunehmen.

Bei der in F i g. 24 gezeigten Ausführungsform werden ein Transistor % und ein Übertrager 90 verwendet, um die negative Kapazität zu erreichen. Die Primärwicklungen 911 des Übertragers bzw. Transformators 90 sind zwischen eine Energiequelle 53 und einen Eingang 4 durch einen Kopplungskondensator 87 geschaltet, während die Sekundärwicklungen 92 an einem Anschluß durch einen Widerstand 94 mit der Energiequelle 53 verbunden sind und durch einen Widerstand 95 an Masse liegen. Die Polarität der Windungen 91 und 92 ist durch das Symbol »·« angedeutet; die Bezugszeichen 86, 93 stellen Parallel- bzw. Ableitkondensatoren dar. Wenn bei dieser Schaltungsanordnung eine Spannung E vow der Antennenschaltung an den Anschluß 4 angelegt wird, wird diese Spannung den Windungen 91 zugeführt, um in den Windungen 92 eine Spannung T2/TI E zu induzieren; dabei stellen Ti bzw. 7*2 die Zahl der Windungen der Wicklungen 91 bzw. 92 dar. Die Spannung 7*2/7*1 E wird durch den Basis/Emitter-Strompfad des Transistors % an den Kondensator 13 angelegt, so daß ein Strom /mit dem Wert y<yCeT 2/7*1 Ehindurchfließt. Da die Wicklungen 93 und 92 die in der Figur gezeigte Polarität haben, fließt der Strom / in einer solchen Richtung, daß er durch den Transistor 96 zurück zu dem Eingang 4 verläuft. Dementsprechend läßt sich die Eingangs-Admittanz Ze durch die folgende Gleichung darstellen:

7"2
Diese Schaltungsanordnung zeigt eine negative Kapazität mit dem Wert —ψγ Ce.

In dieser Schaltungsanordnung dient die Primärwicklung 91 des Übertragers 90 auch als Induktcr bzw. Drosselspule 7 für Resonanz-Zwecke. Das Ausgangssignal kann durch zusätzliche Sekundärwicklungen ; bgcnommen werden.

Der Übertrager 90 kann durch eine mit einem Abgriff versehene Spule ersetzt werden, wie in Fig. 25 dargestellt ist; in dieser Figur sind außerdem Widerstände 100,101, Ableit- bzw. Parallel-Kondensatoren 102 und 103 sowie eine Spule 70 mit einem Abgriff zu erkennen. Bei dieser Ausführungsform hat die Schaltur.ga.ir.oid-

nung die gleiche Funktionsweise, wie sie oben beschrieben wurde. Auch der Wert der negativen Kapazität ist gleich.

Eine Erhöhung der Verstärkung der Antennenschaltung, wie sie in F i g. 26 gezeigt wird, kann die Antennenkapazität und ähnliche Effekte ausgleichen bzw. kompensieren; außerdem dient eine solche Erhöhung auch dazu, durch die Verwendung einer negativen Kapazität die Leistung der Antennenschaltung zu verbessern. Die Spannung E₂ an einem Punkt 4 in dieser Schaltung läßt sich ausdrücken als:

E₇=E₁

(29)

C_A+C_B-C

10

Bringt man den Kapazitätswert Cnäher zu Ca + Cb, so kann E₂ größer als £ gemacht werden; dadurch läßt sich wiederum das Verhältnis Signal/Rauschen verbessern. Das Ausgangssignal kann durch einen Pufferverstärker abgenommen werden, der in einer Schaltung 8 mit negativer Kapazität vorgesehen ist

Aus der Gleichung (29) ergibt sich folgendes: Da die Ausgangsspannung E₂ durch die Variation des Wertes der negativen Kapazität geändert wird, kann für ein hohes Eingangssignal eine Art automatischer Verstärkungsre- is gelung (AGC) durchgeführt werden, indem der negative Kapazitätswert durch die Steuerspannung variiert wird, die an einen Eingang 105 angelegt wird; dadurch läßt sich die Ausgangsspannung ändern, die von einem Anschluß 104 abgenommen wird.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Empfängereingangsschaltung, in deren Ersatzschaltbild die einseitig geerdete Antenne als einseitig geerdete Spannungsquelle (1) in Reihe mit einem Kondensator (2) und das Antennenkabel als ein hierzu parallel geschalteter, einseitig geerdeter zweiter Kondensator (3) dargestellt sind, mit einem abstimmbaren Schwingkreis (6,7) und einer einen dritten Kondensator (J3) aufweisenden Schaltungsanordnung (8 bzw. 11, 12) zur Kompensation von die Abstimmung störenden Kapazitäten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung (8 bzw. 11,12) eine an den Schwingkreis (6, 7) angekoppelte Steuerschaltung mit zwei Transistoren (11,12 oder 60,61) ist und daß der erste, als Emitter-Folger geschaltete Transistor (11) an to seiner Basis von der Eingangsspannung beaufschlagbar und mit seinem Emitter mit dem Kondensator (13) verbunden ist, während der zweite, in Basisschaltung angeschlossene Transistor (12), mit seinem Emitter mit der anderen Seite des Kondensators und mit dem Kollektor mit der Basis des ersten Transistors (U) verbunden ist

2. Empfängereingangsschaltung, in deren Ersatzschaltbild die einseitig geerdete Antenne als einseitig is geerdete Spannungsquelle (1) in Reihe mit einem Kondensator (2) und das Antennenkabel als ein hierzu parallel geschalteter, einseitig geerdeter zweiten Kondensator (3) dargestellt sind, mit einem abstimmbaren Schwingkreis (6,7) und einer einen dritten Kondensator (13) aufweisenden Schaltungsanordnung (8 bzw. 11, 12) zur Kompensation von die Abstimmung störenden Kapazitäten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung (8 bzw. 11, 12) eine an den Schwingkreis (6, 7) angekoppelte Steuerschaltung mit zwei Transistoren (11,12 oder 60,61) ist und daß der erste Transistor (60) an seiner Basis von der Eingangsschaltung beaufschlagbar, mit seinem Emitter mit dem Verknüpfungspunkt zwischen zwei in Reihe geschalteten Widerständen (62,63) und mit seinem Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors (61) verbunden ist, der mit seinem Emitter geerdet und mit seinem Kollektor mit einem Ende der am anderen Ende geerdeten Widerstände und mit einer Seite des Kondensators (13) verbunden ist, dessen andere Seite mit der Basis des ersten Transistors (60) verbunden ist.

3. Empfängereingangsschaltung, in deren Ersatzschaltbild die einseitig geerdete Antenne als einseitig geerdete Spannungsquelle (1) in Reihe mit einem Kondensator (2) und das Antennenkabel als sin hierzu parallel geschalteter, einseitig geerdeter zweiter Kondensator (3) dargestellt sind, mit einem abstimmbaren Schwingkreis (6,7) und einer einen dritten Kondensator (13) aufweisenden Schaltungsanordnung (8 bzw. II,

12) zur Kompensation von die Abstimmung störenden Kapazitäten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine an den Schwingkreis angekoppelte Steuerschaltung mit einem Transformator (70) in Verbindung mit einem Transistor (74) ist und daß der Transistor (74) an seiner Basis von der Eingangsschaltung beaufschlagbar, mit seinem Kollektor geerdet und mit seinem Emitter mit einem Abgriff (73) des Transformators (Ti, T2) verbunden ist, der mit einem Ende geerdet und mit dem anderen Ende mit einer

Seite des Kondensators (13) verbunden ist, dessen andere Seite mit der Basis des Transistors verbunden ist.

4. Empfängereingangsschaltung, in deren Ersatzschaltbild die einseitig geerdete Antenne als einseitig geerdete Spannungsquelle (1) in Reihe mit seinem Kondensator (2) und das Antennenkabel als ein hierzu parallel geschalteter, einseitig geerdeter zweiter Kondensator (3) dargestellt sind, mit einem abstimmbaren Schwingkreis (6,7) und einer einen dritten Kondensator (13) aufweisenden Schaltungsanordnung (8 bzw. 11,

12) zur Kompensation von die Abstimmung störenden Kapazitäten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine an den Schwingkreis angekoppelte Steuerschaltung mit einem Transformator (70) in Verbindung mit einem Transistor (76) ist und daß der Transistor (76) an seinem Kollektor von der Eingangsspannung beaufschlagbar und mit einem Ende des Transformators (Ti. T2) verbunden ist, der mit einem Abgriff (73) geerdet und mit dem anderen Ende mit der Basis des Transistors (76) verbunden ist, der mit seinem Emitter an eine Seite des Kondensators (13) angeschlossen ist, dessen andere Seite geerdet ist.

5. Empfängereingangsschaltung, in deren Ersatzschaltbild die einseitig geerdete Antenne als einseitig geerdete Spannungsquelle (1) in Reihe mit einem Kondensator (2) und das Antennenkabel als ein hierzu parallel geschalteter, einseitig geerdeter zweiter Kondensator (3) dargestellt sind, mit einem abstimmbaren Schwingkreis (6,7) und einer einen dritten Kondensator (13) aufweisenden Schaltungsanordnung (8 bzw. 11,

so 12) zur Kompensation von die Abstimmung störenden Kapazitäten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine an den Schwingkreis angekoppelte Steuerschaltung mit einem Transformator (70) in Verbindung mit zwei Transistoren (74, 76) ist und daß der erste Transistor (75) an seiner Basis von der Eingangsschaltung beaufschlagbar, mit seinem Kollektor geerdet und mit seinem Emitter mit einem Ende des Transformators (Ti, 7"2) verbunden ist, von dem ein Abgriff (73) geerdet und das andere Ende mit der Basis des zweiten Transistors (76) verbunden ist, der mit seinem Kollektor mit der Basis des ersten Transistors (75) und mit seinem Emitter mit einer Seite des Kondensators (13) verbunden ist, der mit seiner anderen Seite geerdet ist.