DE1265240C2

DE1265240C2 - Schaltungsanordnung zum empfang elektrischer signale

Info

Publication number: DE1265240C2
Application number: DE1966N0029730
Authority: DE
Inventors: Heiko; Luyten Willem Jacob; Eindhoven; Wolf Gerrit; Jacobus Adalbertus Hermanus; Dijkem Nieveen van; Nijmegen; Broekema (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-12-30
Filing date: 1966-12-23
Publication date: 1977-03-03
Also published as: US3518565A; BE691920A; NO117084B; AT267627B; FI41298B; ES335053A1; CH460094A; GB1099890A; DE1265240B; NL6517121A; FR1509245A; SE320705B

Description

^R> - R₁'

wobei X z. B. den Betrag einer Kennimpedanz eines Transformations-Netzwerkes darstellt. Ein solches

Netzwerk hat die Eigenschaft, daß dann, wenn der Widerstand R₁ kleiner wird, der transformierte Widerstand etwa in umgekehrtem Verhältnis größer wird, insbesondere dann, wenn X groß ist gegen R₁. Infolgedessen ist das »Transformationsverhältnis« R₂ zu R, dann abhängig von R₁ derart, daß ein kleineres R₁ ein entsprechend größeres R₂ ergibt

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß mit einem iie Rauschanpassung bewirkenden invertierenden Transformationsnetzwerk der reelle Eingangswiderstand des Transistors mit einem sehr großen Wert am Schwingungskreis erscheint und daß erreicht werden kann, daß auf der Eingangsseite des Kopplungsnetzwerkes Anpassung vorliegt. Durch den beträchtlichen Verbrauch von z. B. 50 oder 80% der v&n der Antenne abgegebenen Signalleistung ist zwar das Signal-Rausch-Verhältnis der gesamten Signalübertragung gegenüber dem theoretisch möglichen Wert um einige db verschlechtert. Da aber einerseits annähernd Rauschanpassung des Transistors vorliegt und eine Verschlechterung des Signals durch Reflexionen nicht eintritt, ergibt sich dennoch eine deutliche Verbesserung im Vergleich zu einer Schaltung mit großem Reflexionsfaktor gegenüber der Eingangsleitung. ^₅

Die Grundlagen und Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung werden an Hand der in der Zeichnung dargestellten Figuren nachstehend beschrieben und erläutert

Fig. 1, 2, 3 und 4 dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise bekannter Schaltungen;

Fig. 5, 6, 7, 8 und 9 dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. Π, 12, 14 und 16 zeigen unterschiedliche Ausführungsbeispiele einer Schaltung nach der Erfindung und

Fig. 13 und 15 dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 12 bzw. 14.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer üblichen Eingangsschaltung eines Empfängers. Eine Antenne 1 ist, gegebenenfalls über einen nicht dargestellten Symmetriertransformator (Balun-Transformator), an Antennenklemmen 2 der Eingangsschaltung angeschlossen. Die von der Antenne abgegebene Signalleistung wird über ein Kopplungsnetzwerk, das einen auf die Signalfrequenz abgestimmten Schwingungskreis 3 enthält, den Eingangsklemmen 4 eines in Basisschaltung betriebenen Transistors 5 zugeführt.

Fig. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild de^r Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Mit e ist eine Signalspannungsquelk bezeichnet, die die von der Antenne empfangene Signalspannung darstellt, während R_a den Antennenwiderstand darstellt. Der Widerstand R, stellt den Innenwiderstand des Transistors 5 dar, der z. B. 11 12 beträgt. Das vom Transistor 5 erzeugte Rauschen kann durch eine Rauschspannungsquelle 6 in Reihe mit dem Widerstand R, und eine parallel zu den Eingangsklemmen 4 geschaltete Rauschstromquelle 7 dargestellt werden.

Um zu erreichen, daß die Antenne die maximale Signalleistung abgibt, so daß keine Antennenreflexionen auftreten, muß der Antennenwiderstand R₀ gleich dem Eingangswiderstand R, des Transistors gewählt werden. Wenn der Widerstand der Antenne selbst ungleich dem Eingangswiderstand des Tran- 6s sistors ist, läßt sich eine Anpassung durch einen Impedanztransformator erreichen, der z. B. zwischen Hie Antennenklemmen 2 und den Schwingungskreis 3 oder zwischen den Schwingungskreis 3 und die Transistorcingangsklemmen 4 geschaltet sein kann.

Die beiden Rauschquellen 6 und 7 liefern eine Rauschenergie, die von der Größe der an die Transistorklemmen4 angeschlossenen QuellenimpedanzRj, d. h. der Impedanz an den Klemmen 4, in Richtung zur Antenne betrachtet, abhängig ist Diese Abhängigkeit läßt sich wie folgt erklären. Wenn die Quellenimpedanz sehr niederohmig ist, ist die Rauschstromquelle 7 durch diese Quellenimpedanz kurzgeschlossen. Die Rauschspannungsquelle 6 ist in diesem Falle jedoch vollständig über dem Transistoreingang wirksam, so daß der Transistor sehr viel Rauschen erzeugt. Wenn andererseits die Quellenimpedanz R, sehr hochohmig ist, ist die Rauschspannungsquelle 6 unwirksam, aber der von der Quelle 7 gelieferte Rauschstrom fließt vollständig durch den Transistor, so daß ebenfalls sehr viel Rauschen vom Transistor erzeugt wird. Bei einem bestimmten Wert Ä_M der Quellenimpedanz hat das vom Transistor gelieferte Rauschen einen Mindestwert. Die Beziehung zwischen dem Quellenwiderstand R und der Rauschleistung (in db) ist in F i g. 3 dargestellt.

Ein großes Problem, das insbesondere bei in Basisschaltung betriebenen Transistoren auftritt, ist, daß bei den üblichen Transistoren die Innenimpedanz Rj und die optimale Quellenimpedanz R₅₀ einen erheblichen Unterschied aufweisen können. Es kann z. B. die Innenimpedanz etwa 11 Ll und die optimale Quellenimpedanz etwa 100 Ll betragen. Wenn, wie an Hand der F i g. 2 erwähnt worden ist, die Antenne optimal angepaßt ist, ist R₀ gleich R₁, wobei die Quellenimpedanz R₅ des Transistors gleich der Innenimpedanz R_t dieses Transistors ist. Wie F i g. 3 darstellt, ist dann die Rauschzahl des Transistors (8 db) erheblich größer als der erreichbare Mindestwert der Rauschzahl (3 db).

Selbstverständlich ist es auch möglich, die Quellenimpedanz des Transistors mit Hilfe eines zwischen die Antennenklemmen 2 und die Transistorklemmen 4 geschalteten Impedanztransformators 8 optimal für die Rauschanpassung zu wählen. Dies ist in F i g. 4 dargestellt, in der der Schwingungskreis 3 der Einfachheit halber weggelassen ist. Das übersetzungsverhältnis η des Transformators 8 muß dabei gleich

sein, so daß die an die Klemmen 4 angeschlossene Quellenimpedanz gleich R_io = n² R₁₁ = 100 ü ist. Die Rauschzahl des Transistors weist dabei einen Mindestwert (3 db) auf. Die über den Antennenklemmen 2 auftretende Belastung fur die Antenne ist sodann jedoch gleich:

wodurch sich eine erhebliche Fchlanpassung der Antenne ergibt, so daß starke Antennenreflexionen auftreten.

Es ist möglich, das erwähnte Problem dadurch zu !ösen, daß Transistoren benutzt werden, bei denen der optimale Quellenwiderstand etwa gleich der Innenimpedanz ist. In dem Falle isl es möglich, sowohl die Antenne richtig anzupassen als auch dem Transistor

gemäß R_s = n²R'_s zur Sekundärseite transformiert

die optimale Quellenimpedanz zu erteilen. Es hat sich

jedoch herausgestellt, daß dabei der Mindestwert der wird. Daraus folgt:

Rauschzahl des Transistors die der üblichen Tran-

sistoren erheblich übersteigt. _I_ ₌ JL _ _L

Es könnte denkbar sein, die Fehlanpassung der 5 R'_s R₄. R₀

Antenne zu beseitigen und annähernd Leistungsanpassung an den Eingangsklemmen 2 herzustellen dadurch, daß mittels eines Parallelwiderstandes R.

Signalverluste eingeführt werden, die verhindern, daß ₂

dieser Teil der Antennenenergie in die Eingangs- io _n_

leitung zurück reflektiert wird. R_s

Dazu ergeben sich die nachstehenden Bedingungen.

Für eine optimale Antennenanpassung gilt die Forderung

(IV)

Die Elemination von ^- aus (III) und (IV) ergibt:

R,

und für eine optimale Rauschanpassung des Transistors muß somit gelten

R„

R.'

(D

und für eine optimale Rauschanpassung des Transistors gilt die Anforderung

R„

(H)

Die Elimination von R₀ aus (I) und (II) ergibt
1 2 1

R_n

2 \R

Bei den für Antenneneingangsstufen üblichen Transistoren ist, wie in F i g. 3 angegeben ist, R_so größer als R₁; der Ausdruck

oder

R_p

Weil R₅₀ größer als R, ist, ist ebenso wie bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 der erforderliche Verlustwiderstand R_p negativ.

Eine Lösung läßt sich dadurch finden, daß zwischen

R_p und die Transistorklem

ist sodann negativ, so daß der erforderliche Parallelwiderstand R_p gleichfalls negativ ist.

Eine Lösung dieser Schwierigkeit läßt sich nicht dadurch finden, daß zwischen dem Verlustwiderstand Rp und den Transistoreingangsklemmen 4 ein Transformator 9 mit festgekoppelten Wicklungen angebracht wird. Dies wird an Hand der Fig. 6 erläutert

Die Belastung der Antenne besteht bei dieser Schaltung aus der Parallelschaltung von R_p und der zur Primärseite des Transformators 9 transformierten inneren Transsistorimpedanz RJ, wobei gilt

R
Rj = -^f. Für eine optimale Antennenanpassung gilt

den Verlustwiderstand

men 4 ein Transformationsnetzwerk geschaltet wird, das den Transistoreingangswiderstand R₁- invertiert. Dieses Transformationsnetzwerk enthält z. B. eine Reihenreaktanz, die groß gegenüber dem Eingangswiderstand R₁ des Transistors ist und z. B. das Fünffache von R₁ beträgt. Dies ist in F i g. 7 dargestellt. Diese Figur zeigt ein Transformationsnetzv. ork mit einer Reiheninduktivität 10, deren Reaktanz jw L groß in bezug auf R₁ ist, und einer Parallelkapazität 11, die auf der Antennenseite der Induktivität 10 geschaltet ist.

Die Impedanz, die an den Punkten 12, in Richtung zum Tranistor hin betrachtet, gefunden wird, ist gleich R₁- + j ω L.
Die entsprechende Admittanz ist

R, -

R] + (ωL

f '

so die aus einem reellen Teil

i+ («Lp

und einem Irnaginärteil

R.

R,

—J€oL

R.

(III)

60

Die Quellenimpedanz R, ergibt sich dadurch, daß die primärseitige Quellenimpedanz R^, für die gilt

besteht. Die Impedanz an den Punkten 12, in Richtung zum Transistor hin betrachtet, kann somit durch die Parallelschaltung eines Widerstandes

und einer Induktivität L mit einer Impedanz

R² + (wL)² R²

jo>L = —'■—~-f— = jojL + j —ρ

dargestellt werden. Wenn ω L >■ R, ist, gilt

* ftf
R'₍ =-"--—

■
und jdiL' = j wL.

Das so erhaltene Ersatzschaltbild ist in F i g. 8 dargestellt. Der Kondensator 11 wird so groß bemessen, daß für die Signalfrequenzen die Induktivitat j ω L' durch Abstimmung beseitigt wird (die Impedanz des Kondensators 11 ist somit gleich -jtoL' =s -jo)L), so daß die Gesamtbelastung für die Antenne ohmisch ist. Das Transformationsnetzwerk, das aus der Induktivität 10 und aus dem Kondensator besteht, transformiert somit die Sekundärbelastung R, in eine primärseitige Belastung RJ, die

gleich ~~ ist. Bei dieser Transformation tritt somit

Inversion auf.

Auf ähnliche Weise läßt sich die an den Klemmen 4 (F 1 g. 7) auftretende sekundarseiüge Quellenimpedanz bestimmen. Die Quellenimpedanz aus der Primärseite des Transformationsnetzwerkes ist R^, wobei gilt

Wie im vorstehenden nachgewiesen wurde, war die Tatsache, daß der optimale Quellenwiderstand R_so *"^r ^'^e R^auschanpassung des Transistors größer als der Innenwiderstand R₁ des Transistors ist, die Ursache, daß der Verlustwiderstand R,,, der erforderlich ist, um sowohl eine optimale Antennenanpassung als auch eine optimale Rauschanpassung zu erhalten, negativ ist. Durch die Zwischenschaltung des invertierenden Transformationsnetzwerkes 10-11 wird er-

ίο reicht, daß auf der Primärseite des Transformationsnetzwerkes der optimale Quellenwiderstand R'_so kleiner als der Belastungswiderstand R,- ist, so daß ein positiver und somit leicht verwirklichbarer Verlustwiderstand R₁, benutzt werden kann.

Wenn z.B. R₁= 11 Ω und R_so = 100 Ω ist und wenn ω L = 340 Ω gemessen wird, ist

_ (_l0L)²

(340)²

₂o

und ₂
R'_so = —Jqq- = Π60 Ω .

25 _{Füf dje timale} Antennenanpassune folgt:

R_n

R_n R_p

und für die optimale Rauschanpassung

Die Quellenimpedanz an den Punkten 12, die aus dem Widerstand R'_s und dem Kondensator 11 besteht, ist somit gleich

]_
R_p

—jwLR',,

woraus durch Elimination von jr folgt:

Die Quellenimpedanz an den Transistoreingangsklemmen 4 ist gleich

R'_so R_p R'.

oder

⁴⁵

Die Quellenadmittanz an den Klemmen 4 ist somit _Mit

gleich 50 daraus:

_Rp 2 U;_o r;

Ω und R; = 10,5kΩ ergibt sich

und besteht aus einem reellen Teil r^r und einem Imaginärteil

in Verbindung mit (V) folgt:

^oder

Die Queflenimpedanz an den Klemmen 4 kann somit durch die Parallelschaltimg eines Widerstandes

{01 L)²

60

1	1	1
K	~ 2,6	10,5
		2,09 kQ

und einer Induktivität j<»L (Fig. 9) dargestellt wer-Dieser Wert erfüllt die Gleichungen (V) und (V] es liegt somit an den Eingangsklemmen 2 wenigst« nahezu reflexionsfreie Leistungsanpassung vor zu di Antenne hin.

Mit Hilfe eines Transfortnationsnetzwerkes m sehen den Antennenklemmen 2 und dem Verlus

widerstand R, kann der über dem Verlustwiderstand wirksame Antennenwiderstand auf den gefundenen Wert gebracht werden.

Bei dieser Bemessung wird ein Anteil

der von der Antenne abgegebenen Signalleistung im Kopplungsnetzwerk verbraucht.

Durch die Anbringung des viel Signalenergie verbrauchenden Parallelwiderstandes R im Kopplungsnetzwerk wird die Antenne angepaßt, ohne daß die wenigstens annähernd erzielte Rauschanpassung des Transistors aufgegeben wird. Wie aus F i g. 3 hervorgeht, wird somit die Herabsetzung der Rauschzahl des Transistors von 8 db bei Leistungsanpassung auf 3 db, also um etwa 5 db, bei Rauschanpassung ausgenutzt. Andererseits muß berücksichtigt werden, daß infolge der Verluste von R₁, die verfügbare Signalleistung an den Transistoreingangsklemmen verringert wird. Dies bewirkt eine Rauschzahlerhöhung, die gleich dem Verlust an verfügbarer Signalleistung in db ist. Die verfügbare Signalleistung an den Klemmen 2

ist gleich ■—-■ . während die verfügbare Signalleistung an den Klemmen 4 gleich

erheblich erhöht werden kann. Dies läßt sich wie folgt erläutern:

Der Schwingungskreis 3, der sich z. B. für den Emp fang von Signalen von 200 MHz eignet, kann aus einer Kapazität C₀ von 14 pF und einer Induktivität L₀ von 45 nH bestehen (F i g. 10). Bei solchen Kreisen beträgt die Leerlaufgüte Q₀ etwa 100. Die Eigenverluste des Kreises lassen sich somit durch einen Parallelwiderstand R₀ darstellen, für den gilt:

= Q₀

Die Rauschzahl wird also entsprechend dem Faktor Bei Schaltungen, bei denen dafür gesorgt wird, daß die verfügbare Antennenleistung dem Transistoreingang möglichst vollständig zugeführt wird, kann die Antenne mit einem Widerstand von etwa 75 Ohm unmittelbar an den Schwingungskreis 3 (L₀, C₀. Ro) angeschlossen sein, während der Transistoreingang über ein Transformationsnetzwerk an dem Kreis angeschlossen ist, das die über dem Kreis wirksame Transistor-Eingangsimpedanz auf einen dem Antennenwiderstand nahezu gleichen Wert bringt, so

daß praktisch die ganze verfügbare Antennenleistung zum Transistor geht. Das Ersatzschaltbild hat dann die in Fig. 10 dargestellte Form. Die Gesamtdämpfung des Kreises wird dann durch R₀ = 5,7 kil und die beiden zu ihm parallelgeschalteten Widerstände

von je 75 Ohm gebildet, so daß der Gesamtdämpfungswiderstand R_d des Kreises im belasteten Zustand etwa 37,5 Ohm beträgt. Die Kreisgüte Q im belasteten Zustand ist dann

R„

erhöht. Bei der angegebenen Bemessung beträgt dieser Faktor 1,8 entsprechend 2,53 db. Die am Ende erzielte Herabsetzung der Rauschzahl beträgt somit etwa 5 db - 2,53 db = 2,47 db. Durch die erzielte Antennenanpassung wird das wiedergegebene Signal jedoch wesentlich verbessert, da es sonst durch die Reflexion stark beeinträchtigt wird.

Es sei bemerkt, daß in der Praxis eine kleine Abweichung von der optimalen Antennenanpassung zulässig ist, während außerdem die Quellenimpedanz des Transistors etwas niedriger als die optimale Quellenimpedanz gewählt werden kann. Die Verluste R_p können dabei entsprechend kleiner gewählt werden, was eine weitere geringe Verbesserung der Rauschzahl ergibt.

Weiter sei bemerkt, daß, wie aus F i g. 9 hervorgeht, die Quellenimpedanz des Transistors infolge des Transformationsnetzwerkes 10-11 nicht völlig reell ist, sondern induktiven Charakter hat Dies ist vorteilhaft, weil die optimale Quellenimpedanz zur Rauschanpassung des T ansistors ebenfalls induktiven Charakter hat. Bei einem Transistor mit kapazitiver optimaler Quellenimpedanz kann zweckmäßig ein invertierendes Transformationsnetzwerk mit einer kapazitiven Reihenreaktanz Verwendung finden.

üblicherweise enthält das Kopplungsnetzwerk zwischen den Antennenklemmen und dem Transistoreingang «nen selektiven Kreis, der auf die Signalfrequenzen abgestimmt ist (vgl. Kreis 3 in Fig. 1). Ein weiterer wichtiger Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Trennschärfe der Eingangsschaltung

-V = 0,66 .

Bei den erfindungsgemäßen Schaltungen, bei denen im Kopplungsnetzwerk erhebliche Signalverluste auf-

treten, ergibt sich eine viel bessere Trennschärfe, wenn der über dem Kreis wirksame Antennenwiderstand und die Eingangsimpedanz des Transistors derart auftransformiert werden, daß der Antennenwiderstand annähernd an den Eigenverlustwiderstand (R,,) des Schwingungskreises angepaßt ist, so daß die erforderlichen Verluste im Kopplungsnetzwerk großenteils durch die Eigenverluste (R„) des Kreises gebildet werden. Wenn entsprechend den vorstehend angegebenen Zahlenwerten der über dem Kreis wirk- same Antennenwiderstand R₀ gleich 2,09 kii und die über dem Kreis wirksame Transistoreingangsimpe danz R] gleich 10,5 kQ bemessen werden und die Eigenverluste des Kreises R₀ = R_p = 2,6 kü betragen, ist der Gesamtdämpfungswiderstand über dem Kreis gleich

; = 1.45

Die Kreisgüte Q im belasteten Zustand ist dann

Q = R₄ J ■'<& ₌

25.5 .

Es sei bemerkt, daß. wenn die Eigenverluste de Kreises zu klein sind, diese dadurch erhöhte werdet können, daß ein zusätzlicher Paralielwiderstand übei dem Kreis vorgesehen wird.

Weiter sei bemerkt, daß der in Fig. 7 dargestellte Kondensator 11, der einen Teil des invertierenden Transformationsnetzwerkes 10-11 bildet, bei Schaltungen mit einem Schwingungskreis aus einem Teil der Abstimmkapazität dieses Kreises besteht.

In Fig. 11 ist die Bemessung einer in der Praxis erprobten Schaltung zum Empfang von Signalen von etwa 200 MHz dargestellt. Der Eingangswiderstand R₁ des Transistors beträgt 11 Ω und die optimale Quellen- admittanz des Transistors (10—/4)mS, was der Par allelschaltung eines Widerstandes R_s„ von 100 Ohm und einer Induktivität von 200 nH entspricht. Die angeschlossene Antenne hat einen Widerstand R₁, von 75 Ohm.

Die Antenne ist über eine kleine Kapazität C_a von 2,2 pF, die den Antennenwiderstand auf 1,82 kU herauftransformiert, an den Kreis angeschlossen. Der Transistor ist über eine verhältnismäßig große Induktivität von 270 nH, die die Inversion der Transistoreingangsimpedanz bewirkt und auch diese Transistoreingangsimpedanz auf 10,5 kii herauftransformiert, an den Kreis angeschlossen. Der Schwingungskreis besteht aus einer Kapazität C₀ von 14 pF und einer Induktivität L₀ von 47 nH. Die Eigenverluste des Kreises sind durch einen Widerstand R₀ von 5,7 kü angegeben, und ein zusätzlicher Dämpfungswiderstand R. ist parallel zum Kreis geschaltet. Der Gesamtverlustwiderstand R_p, der aus der Parallelschaltung von R₀ und R. besteht, beträgt sodann 4,45 k< 2.

Die an den Klemmen 4 auftretende Quellenadmittanz ist bei dieser Bemessung gleich (11 -;3)mS. so daß der Transistor nahezu die richtige Quellenimpedanz für eine Rauschanpassung aufweist. Die Kreisgüte Q beträgt 22,4. Das Stehwellenverhältnis an den Antennenklemmen ist 1,7, was bedeutet, daß der Schaltung 93% der verfügbaren Antennenleistung zugeführt wird. Eine so kleine Fehlanpassung ist im allgemeinen zulässig.

Bei dieser Schaltung werden 70% von der Antenne abgegebenen Signalleistung in den Verlustwidersländen R_n und R. verbraucht. Die Rauschzahl beträgt 4,5 db. was bedeutend günstiger ist als bei den üblichen Schaltungen, die im allgemeinen eine Rauschzahl von mindestens 8 db aufweisen.

Die Vorteile der neuen Schaltungen gegenüber den üblichen Schaltungen sind die folgenden: Außer den besseren Rauscheigenschaften haben die neuen Schaltungen erheblich bessere Kreuzmodulationseigenschaften. Dies ist eine Folge der besseren Trenn-•chärfe, wodurch benachbarte Sender stärker unter drückt werden, und der Tatsache, daß die in das Kopplungsnetzwerk eingebauten Verluste eine Abschwächung nicht nur des gewünschten Signals, sondern auch der unerwünschten Signale verursachen

Die vom Kopplungsnetzwerk bewirkte Abschwächung des gewünschten Signals ist gleichfalls vorteilhaft weil der Emnfängc sich dadurch besser eignet zur Verarbeitung großer Antennensignale ohne unzulässige Verzerrung. Selbstverständlich verursacht diese Abschwächung auch einen Verlust an Verstärkung des Nutzsignals, aber, weil mit dieser Abschwächung ein günstigeres Signalrauschverhältnis verknüpft ist, läßt sich dieser Verstärkungsverlust einfach dadurch ausgleichen, daß die Verstärkung einer weiteren Stufe des Empfangers, z. B. einer Zwischenfrequenzverstärkerstufe. gesteigert wird.

Infolee der Reihenreaktanz zwischen dem Schwin

gungskreis und dem Transistoreingang (z. B. der Induktivität L in Fig. 11), die gegenüber der Eingangsimpedanz des Transistors hochohmig ist, ergeben sich weitere Vorteile. Infolge der durch diese Reaktanz bewirkten Stromsteuerung des Transistors wird verhütet, daß die nichtlineare Stromspannungseingangscharakteristik des Transistors eine Verzerrung herbeiführen kann; dies ergibt eine weitere Verbesserung der Kreuzmodulationseigenschaften und der Fähigkeit

ίο zur Verarbeitung großer Signale.

Auch ergibt sich eine Verbesserung der Regeleigenschaften des Transistors. Bei üblichen Schaltungen, die z. B. einen Teil einer Fernsehabstimmeinheit bilden, die sowohl UHF-Signale als auch VHF-Signale empfangen können muß, wird der Transistor derart eingestellt,daß er bei kleinen Eingangssignalen in der UHF-Einstellung seine maximale Verstärkung liefert Bei zunehmenden Eingangssignalen wird die Gleichstromeinstellung des Transistors erhöht, wodurch die Verstärkung infolge des abnehmenden Stromverstärkungsfaktors abnimmt. In der VHF-Einstellung nimmt die Verstärkung, wenn von der vorerwähnten Gleichstromeinstellung ausgegangen wird, jedoch zunächst infolge der Zunahme der Steilheit des Transistors zu und dann infolge der Abnahme des Stromverstärkungsfaktors ab. Bei einer Schaltung mit großer Reihenreaktanz tritt infolge der Stromsteucrung eine derartige unerwünschte Erhöhung der Verstärkung im ersten Teil des Regelbereiches nicht auf. weil dabei die Steilheit des Transistors die Verstärkung nicht beeinflußt.

Ein weiterer günstiger Aspekt bei der Regelung der Verstärkung des Transistors ist der folgende: Bei einem geregelten Transistor ändert sich die Eingangsimpedanz R, von z.B. 11 Ll im ungeregelten Zustand zu beispielsweise 5.5 U im völlig geregelten Zustand. Bei den üblichen Schaltungen, bei denen de. größere Teil der von der Antenne abgegebenen Leistung zum Transistor geht, ändert sich die Anpassung der Antenne stark bei einer Änderung der Transistoreingangsimpedanz. Bei den erfindungsgemäßen Schaltungen hingegen, bei denen der größere Teil der Signalleistung im Kopplungsnetzwerk verbraucht wird, beeinflußt die Änderung der Transistoreingangsimpedanz die Antennenanpassung kaum, so daß diese Anpassung im ganzen Regelbereich optimal bleibt Die zwischen dem Resonanzkreis und dem Transistoreingang vorhandene Reihenreaktanz wie aucr die etwaige Reihenreaktanz zwischen dem Schwin gungskreis und den Antennenklemmen können mehl oder weniger verborgen sein.

Es ist z. B. möglich, den Transistoreingang an eint Anzapfung der Induktivität L₀ des Kreises anzu schließen, wobei die gegenseitige Kopplung zwischei den Teilen der Induktivität so klein gewählt wird daß die Streuinduktivität an der Anzapfung hoch ohmig gegenüber der Eingangsimpedanz des Tran sistors ist. Auch ist es möglich, den Transistoreingan: mit einer magnetisch mit der Induktivität L₀ ge koppelten Kopplungswindung zu verbinden, wöbe die Kopplung so lose ist, daß sich eine große Streu induktivität ergibt.

Die Induktivität L₀ kann auch durch zwei nich miteinander gekoppelte, in Reihe geschaltete Induk tivitäten L₁ und L₂ ersetzt werden, wobei der gemein same Punkt dieser Induktivitäten mit dem Transistc verbunden ist (Fig. 12). Die durch die Paralle schaltung der beiden Induktivitäten gebildete Indul

tivität, die in Analogie zur bei gekoppelten Wicklungen auftretenden Streuinduktivitäten gleichfalls als Streuinduktivität bezeichnet wird, wird dabei hochohmig in bezug auf die Eingangsimpedanz des Transistors gewählt. Dies ist in den pig. 13a und 13b näher erläutert, wobei die Fig. 13b ein Ersatzschaltbild der in Fig. 13a dargestellten in Reihe geschalteten Induktivitäten L₁ und L₂ zeigt Das Ersatzschaltbild besteht aus einem idealen Transformator mit dem

übersetzungsverhältnis > einer parallel zur Primärseite (zur Kreisseite) geschalteten Induktivität, die gleich der Reihenschaltung L₁ + L₂ der beiden Induktivitäten L₁ und L₂ ist, und einer in Reihe mit der Sekundärwicklung geschalteten Induktivität, die

gleich der Parallelschaltung

der beiden In-

duktivitäten ist. Aus diesem Ersatzschaltbild ist ersichtlich, daß die Parallelschaltung der Induktivitäten L₁ und L₂ als Reihenreaktanz wirksam ist, die gegenüber der Transistoreingangsimpedanz hochohmig sein muß.

Auf ähnliche Weise ist es möglich, die Kreiskapazität Q) durch die Reihenschaltung zweier Kondensatoren Ci und C₂ zu ersetzen, wobei der gemeinsame Punkt der beiden Kondensatoren Cj und C₂ mit dem Transistoreingang verbunden ist. Dies ist in Fig. 14 dargestellt, und die dargestellte Schaltung enthält ferner zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten C₃ und C₄, an deren gemeinsamen Punkt die Antenne angeschlossen ist. Wie in den Fig. 15a und 15b dargestellt ist, kann dann die Reihenschaltung von C₁ und C₂ durch einen Transformator mit dem

übersetzungsverhältnis ~ -}-_r , eine parallel zur Pri-

*Ί + ^L2

märseite geschaltete Kapazität, die gleich der Reihen-

C C
schaltung ^. '₊ ^J _c der beiden Kapazitäten C₁ und C₂ ist, und eine in Reihe mit der Sekundärseite geschaltete Kapazität, die gleich der Parallelschaltung C, + C₂ der beiden Kapazitäten C, und C₂ ist, ersetzt werden. Diese Parallelkapazität C₁ + C₁, die in Analogie zur bei gekoppelten Wicklungen auftretenden Streuinduktivität als Streukapazität bezeichnet wird, muß hochohmig in bezug auf die Eingangsimpedanz des Transistors sein.

Wie oben beschrieben wurde, wird durch das mit den Kondensatoren Cj und C₂ gebildete invertierende Netzwerk nicht nur eine Hochtransformation der Transistor-Eingangsimpedanz zu dem den Schwingungskreis enthaltenden Teil des Kopplungsnetzwerkes bewirkt; durch die invertierende Transformationwird auch erreicht,daß, währendauf derSekundär-(Transiftor-)Seite die Eingangsimpedanz R₍ niedrig in bezug auf die dort erscheinende Quellenimpedanz R_s ist, die transformierte Transistor-Eingangsimpedanz R[ auf der Primär-(Schwingungskreis-)Seite des Transformationsnetzwerkes hoch in bezug auf die dort wirksame Quellenimpedanz R'_s ist.

Da auf der Antennenseite Anpassung vorliegt, d. Il, die an den Klemmen 2 von außen wirksame Antennen-Impedanz weitgehend gleich ist der an den Klemmen 2 vom Kopplungsnetzwerk her erscheinenden Impedanz, wird hier die Eigenschaft der unterschiedlichen Transformation abweichender Impedanzen durch ein invertierendes Netzwerk nicht ausgenutzt. Es ist dabei nicht notwendig, daß die durch die Parallelschaltung von C₃ und C₄ gebildete Streukapazität hochohmig in bezug auf die Antennenimpedanz ist.

Fig. 16 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Empfang von Signalen, die in zwei verschiedenen Frequenzbändern liegen, z.B. zum Empfang von Fernsehsignalen, die im sogenannten VHF-Band I (40 bis 7OMH7) und im sogenannten VHF-Band 111 (180 bis 220 MHz) liegen.

Zwischen den Schwingungskreis L₀, C₀ und den Transistorein^ang ist die Reihenschaltung einer Induktivität L₁₃ und einer Kapazität Cj₅ eingefügt, während zwischen den Schwingungskreis L₀, Q und die Antenne die Parallelschaltung einer Induktivität L₁₄ und eines Kondensators C_J6 geschaltet ist.

Beim Empfang von Signalen im höheren Frequenzband bewirkt die Induktivität L₁₃ die Transformation der Transistoreingangsimpedanz und die Kapazität Ci₆ die der Antennenimpedanz. Der Kondensator C₁₅ hat bei diesen Frequenzen eine vernachlässigbar kleine Impedanz, während die Impedanz der Induktivität L_J4 sehr hoch ist. Beim Empfang von Signalen im niedrigeren Frequenzband ist die Kapazität C₁₅ und die Induktivität L₁₄ für die Transformation der Transistoreingangsimpedanz und der Antennenimpedanz wirksam. Die Impedanz der Induktivität L₁₃ ist dabei vernachlässigbar niedrig und die der Kapazität C_t6 sehr hoch. Die Bandumschaltung und die Abstimmung im gewählten Band können z. B. durch Umschaltung oder Änderung von L₀ und/oder Q, erfolgen.

Es sei bemerkt, daß auf einfache Weise gemessen werden kann, welcher Teil der von der Antenne zugeführten Signalleistung im Kopplungsnetzwerk verbraucht wird. Zu diesem Zweck wird die Güte Q₁ des Schwingungskreises ohne Antennenbelastung, d.h. mit abgeschalteter oder kurzgeschlossener Antenne, jedoch mit angekoppeltem Transistor gemessen. Außerdem wird die Güte Q₁ des Schwingungskreises ohne Antennenbelastung und ebenfalls ohne Belastung des Kreises durch den Transistor gemessen; sowohl die Antenne als auch der Transistoreingang müssen dabei somit abgeschaltet oder kurzgeschlossen sein. Der Teil der von der Antenne zugefiihrten Signalleitung, der im Kopplungsnetzwerk verbraucht wird.

ist dabei gleich -^-.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

_{„, Schaltungsanordnung zum Empfang elektrischer Signale, die mit Eingangsklemmen zum s

• Anschluß «iner die Signale zuführenden Eingangsleitung, z. B. einer Antennenleitung, versehen ist, bei der die von den Eingangsklemmen herrührenden Signale über ein Kopplungsnetzwerk mit einem auf die Signalfrequenzen abgestimmten Schwingungskreis dem Eingang eines in Basisschaltung betriebenen Transistors zugeführt werden und bei der der zwischen dem Transistor und dem Schwingungskreis liegende Td) des Kopplungsnetzwerkes als ein den Transistor-Eingangswider- stand invertierendes und wenigstens annähernd Rauschanpassung des Transistors herbeiführendes Transformationsnetzwerk wirksam ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung in einem Femseh- oder Funkmeßempfänger mittels eines zusätzlichen Parallelwiderstandes (R.) über den Schwingungskreis (3) und/oder durch Herauftransformierung des Transistoreingangswiderstandes [R₁) und des Widerstandes (RJ der Eingangsleitung zum Schwingungskreis (3) mehr als die Hälfte der zugeführten Signalleistung allein durch die im Kopplungsnetzwerk vorhandenen Wirkwiderstände verbraucht wird, derart, daß unter Beibehaltung der Rauschanpassung des Transistors auch annähernd Leistungsanpassung zur Eingangsleitung mit einem Stehwellenverhältnis besser als etwa 1,7 besteht.

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Empfang elektrischer Signale, die mit Eingangsklemmen zum Anschluß einer die Signale zuführenden Eingangsleitung, z. B. einer Antennenleitung, versehen ist, bei der die von den Eingangsklemmen herrührenden Signale über ein Kopplungsnetzwerk mit einem auf die Signalfrequenzen abgestimmten Schwingungskreis dem Eingang eines in Basisschaltung betriebenen Transistors zugeführt werden und bei der der zwischen dem Transistor und dem Schwingungskreis liegende Teil des Kopplungsnetzwerkes als ein den Transistor-Eingangswiderstand invertierendes und wenigstens annähernd Rauschanpassung des Transistors herbeiführendes Transformationsnetzwerk wirksam ist.

Aus der Schrift »Technische Mitteilungen«, Halbleiter, der Siemens & Halske AG, »übersteuerungsfester UKW-Tuner«, ist »ine derartige Eingangsschaltung mit abgestimmtem Vorkreis für UKW-Empfang bekannt, bei der mittels eines im Längszweig liegenden Kondensators eine Resonanztransformation zwischen einem Schwingungskreis und einem Transistor in Basis-Grundschaltung bewirkt wird, wobei weiter eine Resonanztransformation über einen kleinen Kondensator zwischen dem Schwingungskreis einerseits und der durch einen 60-Ohm-Widerstand dargestellten Antenne bzw. dem Transistoreingang andererseits vorgenommen wird. Wie nachstehend noch näher ausgeführt wird, bedeutet die Rauschanpassung an den Transistor gleichzeitig für die Leistung eine Fehlanpassung, und diese Fehlanpassung wird über das Fransformations-Netzwerk zur Antenne übertragen, so daß dort beträchtliche Reflexionen entstehen. Solche Antennen-Reflexionen führen allerdings bei UKW-Tonempfeng nicht zu Störungen, die den Empfang beeinträchtigen.

Im Hinblick auf die Grenzempfindlichkeit und die Rauschzahl war man üblicherweise bestrebt, die Eigendämpfung des Schwingungskreises im Verhältnis zu der durch die Antenne bewirkten Dämpfung niedrig d.h. den äquivalenten Dämpfungs-Parallelwider-

stand und damit die Güte groß — zu halten, damit in dem Netzwerk ein möglichst geringer Energieanteil verlorengeht

Aus der Schrift »Technische Mitteilungen«, Halbleiter, der Siemens & Halske AG, »VHF-Fernsehtuner mit Mesa-Transistoren«i ist es weiter bekannt, daß bei einem Transistor in Basisschaltung ein Kompromiß bei der Anpassung bezüglich des Reflexionsfaktors und der Rauschzahl erforderlich ist, da der kleinste Reflexionsfaktor und die optimale Verstärkung mit Leistungsanpassung erzielt werden, während die optimale Rauschzahl mit Rauschanpassung erreicht wird, die im allgemeinen nicht mit der Leistungsanpassung an den Transistor übereinstimmt. In der dort beschriebenen Schaltung wird daher auf die günstigste Rauschzahl angepaßt, soweit dies mit einem tragbaren Reflexionsfaktor vereinbar ist; dabei ergibt sich jedoch die Notwendigkeit, sowohl hinsichtlich der Wirkkomponente als auch hinsichtlich der Blindkomponente auf der Antennenseite fehl anzupassen, was zu beträchtlichen Reflexionen führt.

Bei Fernseh- oder Funkmeßempfängern können die bei unrichtiger Anpassung der Antennenleitung auftretenden Reflexionen die Wiedergabe durch sogenannte Geisterbilder beeinträchtigen.

Die Erfindung befaßt sich mit dem Problem, für solche Empfänger eine Schaltungsanordnung anzugeben, bei der in an sich bekannter Weise mittels eines Transformationsnetzwerkes wenigstens annähernd Rauschanpassung für den Verstärkertransistor herbeigeführt wird, die aber darüber hinaus auch eine Anpassung an die Eingangsleitung bewirkt und störende Reflexionen vermeidet.

Rauschanpassung des Transistors und Leistungsanpassung der Eingangsleitung läßt sich grundsätzlich mit einer Zwischenbasis-Schaltung erreichen. Dann sind aber für das Umschalten eines Kanals oder eines Bereiches mehr Umschaltkontakte erforderlich, und außerdem muß die Schaltung neutralisiert werden. Eine solche Neutralisation muß sehr genau eingestellt werden und ist von etwaigen Streuungen oder Änderungen der Transistoreigenschaften abhängig.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einem in Basis-Grundschaltung betriebenen Transistor außer der Rauschanpassung auch eine Leistungsanpassung der Eingangsleitung zu erzielen.

Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches angegebenen Merkmale gelöst.

Ein invertierendes Transformationsnetzwerk (Netzwerk mit Resonanztransformation) ist ein solches, das einen Widerstand R₁ in einen Widerstand R₂ transformiert gemäß der Formel