DE3227087A1

DE3227087A1 - Impedanztransformationsschaltung fuer ein akustisches oberflaechenwellenfilter

Info

Publication number: DE3227087A1
Application number: DE19823227087
Authority: DE
Inventors: Max Ward Indianapolis Ind. Muterspaugh
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1981-07-20
Filing date: 1982-07-20
Publication date: 1983-02-03
Anticipated expiration: 2002-07-21
Also published as: AU8597182A; IT8222463A1; IT8222463A0; KR840001017A; HK24687A; US4410864A; FR2509928B1; AU555470B2; FR2509928A1; GB2103445B; JPH057890B2; DE3227087C2; IT1152022B; CA1181823A; GB2103445A; JPS5824217A; KR930011648B1; MY8700373A; NZ201323A

Description

RCA 77 179 ,ι

U.S. Ser. No. 285,237 ΓnachtrÄgloh

vom 20. Juli 1981 ^oeandart-

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Impedanztransformationsschaltung für ein akustisches Oberwellenfilter

Die Erfindung bezieht sich auf eine Impedanztransformationsschaltung, die zwischen den Eingang eines akustischen Oberwellenfilters und den Ausgang seiner Treiberschaltung eingefügt ist.

fläch**

Akustische Oberwellenfilter enthalten typischerweise Eingangsund Ausgangswandler, die auf der Oberfläche eines Substrats ausgebildet sind. Jeder Wandler enthält zwei kammförmige Elektroden, deren Zinken oder Zähne miteinander verschachtelt sind. Bei Zuführung einer Eingangsspannung zum Eingangswandler wird eine akustische Welle beim Eingangswandler ausgelöst, die sich entlang der Oberfläche des Substrates ausbreitet und durch den Ausgangswandler wieder aufgenommen wird, der sie in eine Ausgangsspannung umwandelt. Das Fre-

guenzverhalten eines akustischen Ober^wellenfilters wird bestimmt durch die Auswahl der Anzahl der Zähne, den Abstand zwischen ihnen und die Überlappung von Paaren benachbarter Zähne. Da akustische Oberwellenfilter mit intergrierter Schaltungstechnologie herstellbar sind, sind sie beträchtlich einfacher und damit auch preiswerter als vergleichbare, mit diskreten Komponenten aufgebaute Filter. Deshalb werden sie weitgehend in Konsumgeräten wie Fernsehempfängern verwendet.

Typischerweise setzt man sie im Zwischenfrequenzteil des Empfängers ein, um diesem eine vorbestimmte Durchlaßfrequenzkurve zu verleihen.

naohtrÄglloh geändert Wenn auch akustische Obeiiwellenfilter die obengenannten Vorteile haben, so kann ein Teil der vom Eingangswandler ausgelösten Oberflächenwellen vom Ausgangswandler reflektiert werden, so daß eine Echowelle doppelter Laufzeit entsteht, und von dieser kann wiederum ein Teil vom Eingangswandler reflektiert werden, so daß eine Echowelle dreifacher Laufzeit entsteht. Weitere Reflexionen höherer Ordnung zwischen Eingangsund Ausgangswandler können ebenfalls auftreten. Jede reflektierte Welle wird durch den empfangenden Wandler in eine entsprechende Spannung umgewandelt. Bei einem Fernsehempfänger können die verzögerten Spannungen, die vom Ausgangswandler aufgrund der empfangenen reflektierten Oberflächenwellen erzeugt werden, in dem aus dem ZF-Signal abgeleiteten Videosignal auftreten und äußern sich als Geisterbilder auf dem Bildschirm. Da jede folgende reflektierte Welle gegenüber der vorherigen gedämpft wird, hat die aufgrund der Welle mit dreifacher Laufzeit entstehende Spannung die größte Bedeutung.

Es sind viele Techniken zur Verhinderung von Wellenreflexionen und zur Verringerung der Amplitude der entsprechenden Spannungen bekannt. "Die am häufigsten angewandte Technik besteht in der absichtlichen Vergrößerung der Verluste im Oberflächenwellenfilter. Dies kann man erreichen durch Fehlanpassung der Impedanz der Eingangs- und Ausgangsschaltungen hinsichtlich der entsprechenden Impedanzen des Oberflächenwellenfilters. Zwar werden die Amplituden der aufgrund der Hauptwelle und der reflektierten Welle entstehenden Spannungen beide gedämpft, weil aber die Amplituden der von den reflektierten Wellen abgeleiteten Spannungen typischerweise wesentlich kleiner als die der Hauptwelle entsprechenden Spannung ist, wirkt die Dämpfung aufgrund der Verluste wesentlich stärker im Sinne einer Reduzierung sichtbarer Effekte der reflektierten Wellen als im Sinne einer Störung des von

-feder Hauptwelle erzeugten Bildes. Typischerweise wird die Dämpfung des Hauptsignals durch einen dem Oberflächenwellenfilter vnranqPsnhaU^qn V^r-fi+·Hr-V&r- kompensiert.

I naohträgdch

geändert

In der US-PS 4 271 4ij ist ein Treiberverstärker für ein akustisches Oberwellenfilter beschrieben, das im Zwischenfrequenzteil eines Fernsehempfängers verwendet wird. Zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers liegt ein Gegenkopplungszweig zur Verringerung seiner Ausgangsimpedanz, so daß auf diese Weise die Dämpfung der Spannungen vergrößert wird, die aus der Welle doppelter Laufzeit (oder von Wellen geradzahliger Laufzeit höherer Ordnung) abgeleitet werden. Insbesondere enthält diese Anordnung einen Transistor, der als Verstärker in Emittergrundschaltung geschaltet ist und zwischen dessen Kollektor und Basis ein Rückkopplungswiderstand liegt. Zwischen den Kollektor des Transistors und einen Betriebsspannungsanschlußpunkt, der auch als Massepunkt für das Wechselspannungssignal dient, ist eine Spule geschaltet, welche so bemessen ist, daß sie mit der Eingangskapazität des Oberflächenwellenfliters bei der Mittenfrequenz des gewünschten ZF-Durchlaßbandes, beispielsweise 44 MHz, in Resonanz ist und diese Eingangskapazität somit kompensiert. Ein Lastwiderstand für den Transistor ist zwischen den Eingang des Oberflächenwellenfilters und die Wechselspannungssignalmasse geschaltet.

Der Ausgang der Treiberverstärker für Oberflächenwellenfilter dieser und ähnlicher Arten ist typischerweise mit dem Eingang des Oberflächenwellenfilters über einen Gleichspannungssperrkondensator gekoppelt, dessen Wert genügend groß gewählt ist, so daß seine Impedanz im Zwischenfrequenzdurchlaßbereich vernachlässigbar ist. Typischerweise liegt die Mittenfrequenz des ZF-Durchlaßbereiches bei US-Fernsehempfängern bei 44 MHz, und der Wert des Gleichspannungssperrkondensators wird bei oder oberhalb 1000 pF gewählt. Idealerweise wird ein solcher Gleichspannungssperrkondensator nicht benötigt und könnte theoretisch durch eine Leitung ersetzt werden, weil das Oberflächenwellenfilter kapazitiv wirkt.

In der Praxis wird jedoch ein Gleichspannungssperrkondensator verwendet, um die Zuführung von Gleichspannungen zwischen die beiden kammförmigen Elektroden des Eingangswandlers zu vermeiden, welche andernfalls auf lange Sicht zu Betriebsfehlern des Oberflächenwellenfilter führen könnten.

Demgemäß bestimmen bei solchen Anordnungen der Lastwiderstand und die Stromergiebigkeit des Ausgangstransistors die dem Eingangswandler des Oberflächenwellenfilters zugeführte Spannung, und der parallel zur Ausgangsimpedanz des Verstärkers liegende Widerstand bestimmt die Impedanz, zu welcher das Signal doppelter Laufzeit gelangt, und damit die Größe der Dämpfung dieses Signals. Da typische akustische Oberflächenwellenfilter spannungsempfindliche Elemente sind, sollte der Lastwiderstand einen relativ großen Wert haben, so daß kein Ausgangstransistor benötigt wird, der übermäßig großen Strom führen kann und daher teuer ist. Im Gegensatz zu dem Wunsch, einen Lastwiderstand relativ großen Wertes zur Zuführung der gewünschten Eingangsspannung zum Oberflächenwellenfilter zu haben, steht der Wunsch, den Lastwiderstand relativ klein zu machen, um die Dämpfung des Signals doppelter Laufzeit zu vergrößern.

Bei einer Treiberschaltung für ein Oberflächenwellenfilter, wie sie oben beschrieben wurde, beeinflussen die Gleichspannungssperrkondensatoren den Wechselspannungsbetrieb der Schaltung nicht nennenswert. Jedoch wird gemäß der Erfindung bei einer Treiberschaltung für ein akustisches Oberflächenwellenfilter, welches zwei Eingangsanschlüsse zur Zuführung eines Eingangssignals, von denen ein Eingangsanschluß an einem WechselSpannungsmassepunkt liegt, und zwei Ausgangsanschlüsse, an denen ein Ausgangssignal entsteht, sowie einen Verstärker mit einem Eingangsanschluß zur Zuführung eines Eingangssignals und einem Ausgangsanschluß, an dem ein Ausgangssignal entsteht, ferner eine zwischen den Ausgangsanschluß des Verstärkers und einem Wechselspannungsmassepunkt geschaltete Spule und einen zwischen den Ausgangsanschluß des Verstärkers und den Eingangsanschluß des Obeiwellenfilters geschalteten Kon-

1 nachträglich I aeändert

densator und einen zwischen den Eingangsanschluß des Oberflächenwellenfilters und einen Wechselspannungsmassepunkt geschalteten Widerstand enthält, der Wert des Kondensators genügend klein gewählt, so daß er sich auf den Wechselspannungsbetrieb der Treiberschaltung wesentlich auswirkt und speziell in Kombination mit der Spule und dem Widerstand eine Impedanztransformationsschaltung bildet/ welche den Wert der effektiven Lastimpedanz für den Verstärker vergrößert und die effektive Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung verkleinert. Insbesondere ist der Kondensator vorzugsweise so gewählt, daß sein Wert in derselben Größenordnung wie die Eingangskapazität des Oberflächenwellenfilters liegt und vorzugsweise kleiner als das 5-fache der Eingangskapazität ist.

Dadurch beeinflußt bei der erfindungsgemäßen Treiberschaltung der Kondensator in erheblichem Masse die Resonanzfrequenz des Parallelkreises mit der Induktivität und der Reihenschaltung des Kondensators und der Eingangskapazität des Oberflächenwellenf ilters. (Es sei darauf hingewiesen, daß, da ja die Eingangsimpedanz eines typischen akustischen Oberflächenwellenf ilters kleiner als 50 pF ist, der Kondensator, falls er einen Wert für einen typischen Gleichspannungssperrkondensator, also etwa um 1000 pF, hat, die Parallelresonanz nicht nennenswert beeinflußt.) In der Praxis werden die Werte für den Kondensator und die Spule so gewählt, daß: 1) die Spule und der Kondensator einen Reihenresonanzkreis zwischen Eingangsanschluß des Oberflächenwellenfilters und Wechselspannungsmasse bilden, welche mit einer Frequenz schwingt, die nahe genug bei der gewünschten Durchlaßbandbreite liegt, um Signale zweifacher Laufzeit im Durchlaßbereich zu dämpfen, welche diesem Schwingkreis zugeführt werden, und 2) Induktivität, Kondensator und Eingangskapazität des Oberflächenwellenfilter einen Parallelresonanzkreis zwischen Ausgangsanschluß des Verstärkers und Wechselspannungssignalmasse bilden, der mit einer Frequenz innerhalb des gewünschten Durchlaßbereiches schwingt, um die effektive Lastimpedanz des Verstärkers zu vergrößern. Wegen der Impedanztransformationsschaltung kann man einen Ausgangstransistor verwenden, der

nur einen vergleichsweise niedrigen Strom liefern kann und daher weniger teuer ist und gleichzeitig die Querimpedanz für das Signal zweifacher Laufzeit verringert und damit dessen Dämpfung erhöht.
5

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung kann der Verstärker so ausgelegt werden, daß zwischen seinen Ausgangs- und Eingangsanschlüssen ein Gegenkopplungszweig verläuft, wie es in der bereits erwähnten ÜS-PS 4 271,433 erläutert ist. Dann verringert die erfindungsgemäße Impedanztransformationsschaltung die Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung zwischen Eingangsanschluß des Oberflächenwellenfilters und Wechselspannungssignalmasse, welche das Signal doppelter Laufzeit vorfindet, stärker als es nur infolge der Reihenresonanzschaltung mit der Spule und dem Kondensator zu erwarten wäre.

Es sei nun die Erfindung im einzelnen anhand der beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein teilweise in Blockform ausgeführtes Schaltbild der Erfindung in Anwendung auf den ZF-Teil eines Fernsehempfängers und

Fig. 2 graphische Darstellungen verschiedener Frequenzkurven zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung sind typische Werte eingetragen. Sie zeigt einen Tuner 1, der ein ZF-Signal liefert, das von einem Eingangsfilter 3 gefiltert wird. Das Ausgangssignal des Filters 3 wird über einen Gleichspannungssperrkondensator C_DC, dessen Wert so gewählt ist, daß seine Impedanz im ZF-Durchlaßbereich vernachlässigbar klein ist, einem Eingangsanschluß 5 eines Verstärkers 7 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 7 steht an einem Ausgangsanschluß 9 zur Verfügung und wird über eine Impedanztransformationsschaltung 11 einem Eingangsanschluß 13a eines akustischen Oberflächenwellenfliters 15 zugeführt. Dieses Filter liefert an seinem Ausgangsanschluß 17a ein Ausgangssignal, das zum Zwischenfrequenzteil 19 gelangt, in welchem Video-,

Färb-, Ton- und Synchronisationskomponenten des ZF-Signals demoduliert werden und dann zu den entsprechenden Schaltungsteilen einer Signalverarbeitungsschaltung 21 gelangen.

Das Oberflächenwellenfilter 15 hat einen Eingangswandler und einen Ausgangswandler 25, die auf der Oberfläche eines piezoelektrischen Substrats 27 ausgebildet sind, der beispielsweise aus Lithiumtantalat (LiTaO₃) bestehen kann. Beide Wandler 23 und 25 enthalten je zwei kammförmige Elektroden, deren Zähne miteinander verschachtelt sind. Eine der Elektroden des Eingangswandlers 23 ist mit dem Eingangsanschluß 13a und seine andere Eingangselektrode mit dem Eingangsanschluß 13b und über diesen mit Wechselspannungsmasse verbunden. Die beiden Elektroden des Ausgangswandlers 25 liegen an Ausgangsanschlüssen 17a und 17b. Die Anzahl, der Abstand und die Größe der Überlappung jedes Zahnpaares jedes Wandlers 23 und 25 werden so gewählt, daß man die gewünschte Durchlaßkennlinie erhält, wie sie für die Ausbildung des Frequenzganges der ZF-Bandpaßcharakteristik geeignet ist. Für das Oberflächenwellenfilter 15 eignet sich die Type F 1O32U des Herstellers Toshiba. Der Frequenzgang der ZF-Durchlaßkennlinie wird auch durch diskrete Komponenten des Eingangsfilters 3 sowie des Zwischenfrequenzteiles 21 geformt. Beispielsweise kann das Eingangsfilter 3 eine abgestimmte Schaltung zur Entfernung der Tonkomponente des Nachbarkanals enthalten, die bei 47,25 MHz auftritt. Ein solches Eingangsfilter ist ebenfalls in der bereits erwähnten US-Patentschrift beschrieben. Die Durchlaßkurve für in den USA übliche Empfänger ist durch die Kennlinie A in Fig. 2 veranschaulicht.

Zwischen den Eingangsanschlüssen 13a und 13b des Oberflächenwellenfilter 15 entstehende Spannungen werden durch den Eingangswandler 23 in eine akustische Welle umgewandelt, die längs der Oberfläche des Substrats 27 zum Ausgangswandler wandert. Die dort ankommende Welle wird wieder in eine Spannung umgewandelt, die zwischen den Ausgangsanschlüssen 17a und 17b erscheint. Leider wird in der beschriebenen Weise ein Teil der beim Wandler 25 ankommenden Welle von diesem

zum Eingangswandler 23 reflektiert. Die reflektierte Welle wird in eine entsprechende Spannung umgewandelt, die hier als Signal zweifacher Laufzeit bezeichnet wird. Ein Teil dieser vom Ausgangswandler 25 reflektierten und zum Eingangswandler 23 gelangenden Welle wird von diesem wiederum zum Ausgangswandler 25 reflektiert und in diesem in eine Spannung umgewandelt, die hier als Signal dreifacher Laufzeit bezeichnet wird. Da dieses Signal dreifacher Laufzeit gegen-

über dem Hauptsighal zeitlich vergrößert ist, das von der Welle einfacher Laufzeit abgeleitet wird, die vom Eingangswandler 23 zum Äusgangswandler 25 gewandert ist, kann das Signal dreifacher Laufzeit ein Geisterbild auf der Bildröhre des Fernsehempfängers verursachen.

Ein Verstärker 7 enthält einen NPN-Transistor 31, der in Emittergrundschaltung betrieben wird. Der Emitter des Transistors 31 liegt über in Reihe geschaltete Widerstände R_E1 und R^ an Signalmasse. Die Basis des Transistors 31 liegt am Eingangsanschluß 5 und erhält das Ausgangssignal des Filters 3. Ein Widerstand R_ ist zwischen Basis und Signalmasse geschaltet. Der Kollektor des Transistors 31 ist mit einem Ausgangsanschluß 9 verbunden, der seinerseits an die Impedanztransformationsschaltung 11 angeschlossen ist. Der Ausgang des Verstärkers 7 am Kollektor des Transistors 31 ist mit dem Eingang des Verstärkers, also der Basis des Transistors 31, über einen Widerstand R„ verbunden.

Die Widerstände R_ß und R„ sorgen für eine Vorspannung an der Basis des Transistors 31. Die Widerstände R_E1 und R„₂ erzeugen eine Vorspannung am Emitter des Transistors 31. Der Widerstand R„2 ist nach Signalmasse durch einen überbrückungskondensator C„ überbrückt, der so gewählt ist, daß seine Impedanz im ZF-Durchlaßbereich vernachlässigbar ist. Der Widerstand R„i, der eine Gegenkopplung zwischen Basis und Emitter des Transistors 31 bewirkt, ist so gewählt, daß er die Verstärkung des Verstärkers 11 bestimmt und eine Überlastung verhindert. Der Widerstand R„ sorgt für eine Gegenkopplung

Jc

zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers 7, durch welche

die Eingangsimpedanz des Verstärkers 7 verringert wird, um besser an die Impedanz, beispielsweise in der Größenordnung von 50 Ohm, am Ausgang des Eingangsfilters 3 angepaßt zu sein. Die Gegenkopplung infolge des Widerstandes R_p verringert ebenfalls die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 7, die sich am Ausgangsanschluß 9 bemerkbar macht. Da das Signal doppelter Laufzeit an diese Ausgangsimpedanz gekoppelt wird, wird es stärker gedämpft als dasjenige Signal, welches bei Fehlen des Gegenkopplungswiderstandes R„ geliefert würde.

Die Impedanztransformationsschaltung 11 stellt eine relativ hohe Lastimpedanz für den Verstärker 7 dar und bildet eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz zwischen Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenfilter 15 und Signalmasse. Daher braucht der Transistor 31 nur wenig Strom zu führen, und das Signal doppelter Laufzeit wird stärker gedämpft im Vergleich zu einer ähnlichen Schaltung ohne Impedanztransformationsschaltung 11, wie nun erläutert wird»

Die Impedanztransformationsschaltung 11 enthält eine zwischen Ausgangsanschluß 9 und einen Anschluß 33, an dem die Betriebsspannung B+ zugeführt wird, liegende Spule L. Eine Filterschaltung 35 mit einem Widerstand 37, der in Reihe mit der Spule L liegt, und mit einem überbrückungskondensator 39, der vom Verbindungspunkt der Spule L mit dem Widerstand 37 nach Signalmasse geschaltet ist, entfernt Wechselkomponenten aus der Betriebsspannung B+. Der Kondensator 39 ist mit einem relativ großen Wert bemessen,, so daß seine Impedanz im ZF-Durchlaßbereich vernachlässigbar ist. Die Spule L liegt also praktisch zwischen dem Kollektor des Transistors 31 und Signalmasse. Der übrige Teil der Impedanztransformationsschaltung 11 enthält einen Kondensator C, der zwischen den Ausgangsanschluß 9 und den Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenfilters 15 geschaltet ist, und einen Widerstand R_L, der zwisehen den Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenfilters 15 und Signalmasse geschaltet ist.

Die räumliche Ausbildung der Schaltung des Verstärkers 7,

der Spule 11, des Kondensators C und des Widerstandes R_T sowie des Oberflächenwellenfliters 15 ist im wesentlichen genauso wie bei dem bereits erwähnten US-Patent 4 271 433. Dort findet sich allerdings die Lehre, daß der Wert des dem Kondensator C entsprechenden Kondensators für einen Sperrkondensator, also relativ groß mit beispielsweise 1000 pF oder mehr sein soll, so daß seine Impedanz im ZF-Durchlaßbereich vernachlässigbar ist. Wenn also der Kondensator nicht aus praktischen Gründen zur Unterbindung einer Zuführung von Gleichspannungen zum Oberflächenwellenfilter 15 bei dieser US-Patentschrift vorgesehen wäre, dann könnte der Kondensator C durch ein Stück Leitung ersetzt werden.

In dieser US-Patentschrift ist die Spule L so gewählt, daß sie einen Parallelresonanzkreis mit der effektiven Kapazität Cg bildet, die zwischen dem Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenf ilters 15 und Signalmasse erscheint, wobei dieser Parallelkreis auf der Mittenfrequenz des ZF-Durchlaßbereiches, beispielsweise 44 MHz in den Vereinigten Staaten, schwingt. Der Grund dieser Wahl für L liegt in einer effektiven Auslöschung der Wirkung der Eingangskapazität C_g des Oberflächenwellenfliters 15.

Bei der hier beschriebenen Schaltung ist der Wert für den Kondensator C so gewählt, daß seine Impedanz zu einer zweifachen Impedanztransformation zwischen Ausgangsanschluß 9 des Verstärkers 7 und Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenfilters 15 im ZF-Durchlaßbereich führt. Da der Wert für C in derselben Größenordnung wie die Eingangskapazität Cg des Oberflächenwellenfilters 15 gewählt ist, so daß sie die Resonanz des Parallelschwingkreises mit der Induktivität L und der Reihenschaltung der Widerstände C und C_g beeinflußt. Die speziellen Werte von C und L sind so gewählt, daß 1) der Parallelschwingkreis mit L und der Reihenschaltung von C und C_g im ZF-Durchlaßbereich schwingt, vorzugsweise in dessen Mittenfrequenz, beispielsweise 44 MHz, und 2) C und die Spule L einen Reihenresonanzkreis bilden, der mit einer Frequenz schwingt, die nahe genug beim ZF-Durchlaßbereich

liegt, um die Ausgangsimpedanz zwischen Eingangsanschluß 13a und Wechselspannungsmasse zu verringern, welche das Signal zweifacher Laufzeit vorfindet, das in dem Oberflächenwellenfilter 15 entsteht. Es hat sich gezeigt, daß bei einer Wahl des Wertes von C größenordnungsgmäßig fünfmal oder kleiner als der Wert von Cg geeignete Resultate eintreten. Ausgedrückt durch die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises ist. es wünschenswert, daß diese gleich oder

größer als ist.

2TT/5LCJ

Im Betrieb wird das Signal doppelter Laufzeit, das vom Oberflächenwellenfilter 15 zwischen Eingangsanschluß 13a und Signalmasse entsteht, der Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung zugeführt, welche die Parallelschaltung des Wider-Standes R-,des Reihenresonanzkreises mit Kondensator C und Spule L und der Ausgangsimpedanz des Verstärkers 7, die an dessen Ausgangsanschluß 9 entsteht, umfaßt. Damit wird beim Resonanzpunkt des Reihenschwingkreises mit Kondensator C und Spule L das Signal doppelter Laufzeit über eine vernachlässigbar kleine Impedanz nach Signalmasse abgeleitet. Die Verringerung der Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung im ZF-Durchlaßbereich wird um so stärker, je dichter die Resonanzfrequenz von L und C beim ZF-Durchlaßbereich liegt, wie die Kennlinien B und C in Fig. 2 zeigen. Wenn man also die Werte von L und C so wählt, daß eine Reihenresonanz bei 39 MHz entsteht, also gerade unterhalb des ZF-Durchlaßbereiches, dann erhält man ein auffälliges Ergebnis. Wählt man jedoch die Werte von L und C so, daß eine Resonanz etwas entfernt vom Durchlaßbereich auftritt, beispielsweise um 18 MHz gegenüber einer Mittenfrequenz von 44 MHz versetzt, dann erweist sich dies überraschenderweise ebenfalls als wirksam, und zwar infolge des anderen Aspektes der Impedanztransformationsschaltung, die nun beschrieben wird.

Die Impedanztransformationsschaltung 11 verringert nicht lediglich die Ausgangsimpedanz am Anschluß 13a, sondern erhöht auch die effektive Lastimpedanz des Verstärkers 7. Die Kennlinie D in Fig. 2 zeigt das Frequenzverhalten der Last-

— 1 R·»

impedanz. Dies ist in zweierlei Hinsicht erwünscht. Erstens, im Vergleich zur Schaltung, bei der C lediglich ein GleichspannungsSperrkondensator mit vernachlässigbarer Impedanz im ZF-Durchlaßbereich ist, wird durch eine Erhöhung der effektiven Last, die der Transistor 31 ansteuern muß, der Strom herabgesetzt, den der Transistor 31 liefern muß, um die gleiche Treiberspannung am Oberflächenwellenfilter 15 gegenüber Signalmasse bei einem gegebenen Wert von R zu erzeugen. Damit kann der Transistor 31 ein weniger teurer Transistor sein als im Falle, wo C lediglich ein Sperrkondensator ist.

Während man denken kann, daß sich das gleiche Ergebnis bei einer Treiberschaltung erreichen läßt, bei welcher C lediglieh als Gleichspannungssperrkondensator dient und im ZF-Durchlaßbereich eine vernachlässigbare Impedanz hat, indem man lediglich den Wert von R_ erhöht oder R_ möglicherweise auch ganz weg läßt, so erhöht eine solche Wahl nachteiligerweise die Amplitude des Signals doppelter Laufzeit. Somit kann also bei der hier beschriebenen Anordnung ein Transistor, der nur geringere Leistung liefern kann, gewählt werden, wenn man die Amplitude des Signals dreifacher Laufzeit niedrig halten will.

Das Vorhandensein des Widerstandes R_ ist auch erwünscht, da der Widerstand R_ die Frequenzkennlinie der effektiven Lastimpedanz des Verstärkers 7 im ZF-Durchlaßbereich abflacht, weil er die Resonanzschärfe (oder Güte) des Parallelschwingkreises mit L, C und C„ verkleinert. Weil die Eingangsimpedanz von Oberflächenwellenfiltern relativ hoch zu sein pflegt, beispielsweise in der Größenordnung von einigen tausend Ohm, könnte ein Fehlen des Widerstandes R_T weiterhin die wirksame Lastimpedanz so hoch werden lassen, daß der Verstärker 7 schwingt. Außerdem neigt der Widerstand R zur Verringerung der Auswirkungen von Schwankungen der Eingangsimpedanz des Oberflächenwellenfilters 15.

Zweitens, und vielleicht noch wichtiger als die Auswirkung hinsichtlich der Verwendung eines Transistors niedrigerer Leistung und daher niedrigerer Kosten, führt die Verkleinerung des Wertes von C auf dieselbe Größenordnung wie C₀ zur Bildung der Impedanztransformationsschaltung 11 auch zu einer Verringerung der Amplitude des Signals doppelter Laufzeit, selbst wenn die Resonanz des Reihenschwingkreises aus L und C etwas vom ZF-Durchlaßbereich wegliegt, also wie oben beschrieben beispielsweise um 18 MHz gegenüber der Mittenfrequenz von 44 MHz. Der Grund dafür liegt vermutlich, wie bereits erwähnt, darin, daß die effektive Last, welche der Verstärker 7 speist, größer wird. Dadurch wieder erhöht sich die Vorwärtsverstärkung des Verstärkers 7. Nach einer bekannten Rückkopplungsgleichung zur Bestimmung der Ausgangsimpedanz eines rückgekoppelten Verstärkers

ζ - ^Z°^UT
OUT¹ " 1+3A'

wobei Z_OUT, die Ausgangsimpedanz mit Rückkopplung und Z„ die Ausgangsimpedanz ohne Rückkopplung, β der Rückkopplungsfaktor und A die Vorwärtsverstärkung ist, nimmt die Ausgangsimpedanz mit wachsendem A ab. Damit vergrößert die von der Schaltung 11 bewirkte Impedanztransformation die Dämpfung des Signals doppelter Laufzeit durch zwei Mechanismen: 1) BiI-dung eines Reihenresonanzkreises am Eingangsanschluß 13 des Oberflächenwellenfilter 15, dessen Resonanz dicht genug beim ZF-Durchlaßbereich liegt, um das Signal doppelter Laufzeit wirkungsvoll abzuleiten und 2) Vergrößerung der Vorwärtsverstärkung des Verstärkers 7 und damit Verringerung von dessen Ausgangsimpedanz.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Schaltung des Widerstandes R- wichtig ist. Wäre R- unmittelbar an den Ausgangsanschluß 9 des Verstärkers 7 angeschlossen, also am Kollektor des Transistors 31, wie dies im Aufsatz "Surface Acoustic Wave Filter Manual for TV Application" von der MuRata Manufacturing Co., Ltd. in Japan, insbesondere auf den Seiten 14 und 15, vorgeschlagen ist, anstatt am Eingangsan-

schluß 13a des Oberflächenwellenfilter 15, nach dem Kondensator C, dann würde jegliche Impedanztransformation infolge von L und C durch den Widerstand R- zunichte gemacht. Bei der bekannten Schaltung erniedrigt speziell L die wirksame Lastimpedanz des Verstärkers 7 und erhöht die Ausgangsimpedanz zwischen dem Eingangsanschluß 13 des Oberflächenwellenfilter 15 und Signalmasse, welche das Signal doppelter Laufzeit vorfindet, im Vergleich zu der hier beschriebenen erfingungsgemäßen Schaltung. Diese Wirkung tritt auch ein, wenn man R weg läßt, wie es speziell gemäß den Seiten 21 und 22 der soeben erwähnten Literaturstelle vorgeschlagen wird.

In der folgenden Tabelle ist eine Liste der gemessenen Ausgangsimpedanzwerte für die Schaltung gemäß Fig. 1 angeführt, wobei die angegebenen Werte für verschiedene Werte von C einschließlich 1000 pF und Werte in derselben Größenordnung wie Cg gelten.

Größe der Ausgangsimpedanz 20

Frequenz C	= 1000 pF C	= 82 pF C	= 68 pF C	= 56 pF
40 MHz	290	225	209	190
42	280	236	225	209
44	264	238	224	213
46	245	224	226	212
48	248 -	231	227	219
50	240	230	220	220

einem Wert von Man sieht, daß selbst bei^A82 pF (der am nächsten bei 80 pF

= 5 C₀ liegende verfügbare Kondensator), der mit L eine Reihenresonanz von ungefähr 18 MHz ergibt, die Ausgangsimpedanz kleiner ist als lediglich aufgrund der Resonanz bei 18 MHz zu erwarten wäre. Während bei 44 MHz die Verringerung der Ausgangsimpedanz zwischen 1000 pF und 82 pF etwa 10% beträgt, zeigt es sich, daß diese Verringerung die Amplitude des Signals zweifacher Laufzeit im Vergleich zu der Schaltung mit 1000 pF wirksam verkleinern kann.

-18-

Es ist natürlich wünschenswert, daß die maximale Dämpfung des Signals zweifacher Laufzeit beim Bildträger oder zumindest in der Mitte des ZF-Durchlaßbereichs, also bei 44 MHz, auftritt. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Resonanzfrequenz des Reihenresonanzkreises mit L und C (also

■κ- ) und die Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises

/LC
mit L und der Reihenschaltung aus C und C_e

1
(also ι ) nicht gleichzeitig in der Mitte des ZF-

^&

Durchlaßbandes liegen kann. Dennoch wird durch die Wahl von C etwa gleich fünfmal C„ oder niedriger das Signal doppelter Laufzeit im ZF-Durchlaßbereich verkleinert. Dies ist erwünscht, weil dadurch zumindest Signalkomponenten der doppelten Laufzeit reduziert werden, die bei der Farbträgerfrequenz auftreten, also in den Vereinigten Staaten bei 42,17 MHz.

Claims

'"bU'. DIETER V. BEZÖLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARtA-THERESlA-STRASSE S3 POSTFACH 86 O2 60

D-8OOO MUENCHEN 86

RCA 77,179 Sch/Vu
U.S. Ser. No. 285,237
vom 20. Juli 1981

ZUGELASSEN BEIM EUROPÄISCHEN PATENTAMT

EUROPEAN PATENT ATTORNEYS MANDATAIRES EN BREVETS EUROPEENS

TELEFON 089/4 70 60 06 TELEX 522 638 TELEGRAMM SOMBEZ

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

λ)) Schaltungsanordnung mit einem Verstärker, der einen Eingangsanschluß zur Zuführung eines Eingangssignals und einen Ausgangsanschluß, an dem ein Ausgangssignal verfügbar ist, hat, mit einem Oberflächenwellenbauelement, das einen ersten und einen zweiten Eingang, zwischen denen ein Eingangssignal zugeführt wird, aufweist, wobei der zweite Anschluß an einen Punkt eines Wechselspannungsmassepotentials geführt ist, und das einen Ausgangsanschluß hat, an dem ein Ausgangssignal verfügbar ist, und das eine vorbestimmte Bandpaßfiltercharakteristik zur Filterung des Eingangssignals zu einem Ausgangssignal aufweist und zwischen dessen Eingangsanschlüssen eine Kapazität C_g wirksam ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers (31) und den ersten Eingangsan-

Schluß (13a) des Oberflächenwellenbauelementes (15) eine Impedanztransformationsschaltung (11) gekoppelt ist, daß eine Spule (L) mit einem Induktivitätswert (L) zwischen den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers und den Punkt (7) von Wechselspannungsmassepotential geschaltet ist, daß ein Kondensator (C) mit einem so gewählten Wert C, daß die effektive Kapazität C_E der Reihenschaltung des Kondensators C (C) mit dem Kondensator C_g sich wesentlich von C_g unterscheidet, zwischen den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers und den Eingangsanschluß (13a) des Oberflächenwellenbauelementes geschaltet ist, daß ein Widerstand (R_T) unmittelbar zwischen

L·

den Eingangsanschluß des Oberflächenwellenbauelementes und den Wechselspannungsmassepotentialpunkt ohne dazwischenliegende Schaltelemente eingefügt ist, und daß die effektive Kapazität C_E und die Spule (L) einen Parallelresonanzkreis zwischen dem Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers (7) und Wechselspannungssignalmasse bilden, dessen Resonanzfrequenz innerhalb des Durchlaßbereiches liegt.
2) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätswert C in derselben Größenordnung wie der Kapazitätswert C_gliegt.
3) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (7) einen Rückführungszweig

(R ,Rg) zwischen seinem Ausgangsanschluß (9) und seinem Eingangsanschluß (5) enthält, welcher zumindest einen Teil des Ausgangssignals des Verstärkers zu seinem Eingangsanschluß (5) zurückführt.
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4) Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (7) einen Transistor (31) enthält, dessen Basis an den Eingangsanschluß (5) des Verstärkers (7) angeschlossen ist, dessen Emitter an den Wechselspannungssignalmassepunkt und dessen Kollektor an den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers (7) angeschlossen ist, und daß zwischen Kollektor und Basis des Transistors ein Widerstand (RF) geschaltet ist.

1 5) Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet/ daß der Kapazitätswert C im wesentlichen gleich oder kleiner als 5 C„ ist.
5 6) Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (7) einen zwischen den Emitter und den Wechselspannungssignalmassepunkt geschalteten Widerstand (RE) enthält.