DE3227087C2 - Bandfilterverstärkerschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Bandfilterverstärkerschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merk­ malen.

Akustische Oberflächenwellenfilter enthalten typischerweise Eingangs- und Ausgangswandler, die auf der Oberfläche eines Substrats ausgebildet sind. Jeder Wandler enthält zwei kammförmige Elektroden, deren Zinken oder Zähne miteinander verschachtelt sind. Bei Zuführung einer Eingangsspannung zum Eingangswandler wird bei diesem eine akustische Welle ausgelöst, die sich entlang der Oberfläche des Substrates ausbreitet und durch den Ausgangswandler wieder aufgenommen wird, der sie in eine Ausgangsspannung umwandelt. Das Frequenzverhalten eines akustischen Oberflächenwellenfilters wird bestimmt durch die Anzahl der Zähne, den Abstand zwischen ihnen und die Überlappung von Paaren benachbarter Zähne. Da akustische Oberflächenwellenfilter mit integrierter Schaltungstechnologie herstellbar sind, sind sie beträcht­ lich einfacher und damit auch preiswerter als vergleichbare, mit diskreten Komponenten aufgebaute Filter. Deshalb werden sie weitgehend in Konsumgeräten wie Fernsehempfängern verwendet.

Typischerweise setzt man sie im Zwischenfrequenzteil des Empfängers ein, um diesem eine vorbestimmte Durchlaßfrequenz­ kurve zu verleihen.

Wenn auch akustische Oberflächenwellenfilter die obengenann­ ten Vorteile haben, so kann ein Teil der vom Eingangswandler ausgelösten Oberflächenwellen vom Ausgangswandler reflektiert werden, so daß eine Echowelle doppelter Laufzeit entsteht, und von dieser kann wiederum ein Teil vom Eingangswandler reflek­ tiert werden, so daß eine Echowelle dreifacher Laufzeit ent­ steht. Weitere Reflexionen höherer Ordnung zwischen Eingangs- und Ausgangswandler können ebenfalls auftreten. Jede reflek­ tierte Welle wird durch den empfangenden Wandler in eine ent­ sprechende Spannung umgewandelt. Bei einem Fernsehempfänger können die verzögerten Spannungen, die vom Ausgangswandler auf Grund der empfangenen reflektierten Oberflächenwellen er­ zeugt werden, in dem aus dem ZF-Signal abgeleiteten Video­ signal auftreten und äußern sich als Geisterbilder auf dem Bildschirm. Da jede folgende reflektierte Welle gegenüber der vorherigen gedämpft wird, hat die auf Grund der Welle mit dreifacher Laufzeit entstehende Spannung die größte Bedeu­ tung.

Es sind viele Techniken zur Verhinderung von Wellenreflexio­ nen und zur Verringerung der Amplitude der entsprechenden Spannungen bekannt. Die am häufigsten angewandte Technik be­ steht in der absichtlichen Vergrößerung der Verluste im Ober­ flächenwellenfilter. Dies kann man erreichen durch Fehlan­ passung der Impedanz der Eingangs- und Ausgangsschaltungen hinsichtlich der entsprechenden Impedanzen des Oberflächen­ wellenfilters. Zwar werden die Amplituden der auf Grund der Hauptwelle und der reflektierten Welle entstehenden Spannun­ gen beide gedämpft, weil aber die Amplitude der von den re­ flektierten Wellen abgeleiteten Spannung typischerweise wesentlich kleiner als die der Hauptwelle entsprechende Spannung ist, wirkt die Dämpfung auf Grund der Verluste wesent­ lich stärker im Sinne einer Reduzierung sichtbarer Effekte der reflektierten Wellen als im Sinne einer Störung des von der Hauptwelle erzeugten Bildes. Typischerweise wird die Dämpfung des Hauptsignals durch einen dem Oberflächenwellen­ filter vorangeschalteten Verstärker kompensiert.

Eine derartige Schaltung ist aus der GB-PS 2037524 bekannt, von der die Erfindung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ausgeht. Bei ihr ist der Lastwiderstand des Verstärker­ transistors parallel zu einer im Kollektorkreis des Transistors liegenden Spule geschaltet, von deren Verbindungs­ punkt mit dem Kollektor ein Widerstand zum Eingangsanschluß des nachgeschalteten Oberflächenwellenfilters geführt ist. Dieser Lastwiderstand verringert nicht nur die effektive Lastimpedanz des Treiberverstärkers, sondern erhöht auch die Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung zwischen dem Eingangs­ anschluß des Oberflächenwellenfilters und Signalmasse, welche das zweifach verzögerte Echosignal bei seiner Rück­ kehr zum Eingang des Oberflächenwellenfilters vorfindet.

Ferner ist in der US-PS 42 71 433 ein Treiberverstärker für ein akustisches Oberflächenwellenfilter für den ZF-Teil eines Fernsehempfängers beschrieben. Zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers liegt ein Gegenkopplungszweig zur Verringerung seiner Ausgangsimpedanz, um die Dämpfung der Spannungen für die Welle doppelter Laufzeit (oder von Wellen geradzahliger Laufzeit höherer Ordnung) zu vergrößern. Der Verstärker enthält einen Transistor in Emittergrundschal­ tung, zwischen dessen Kollektor und Basis ein Rückkopplungs­ widerstand liegt und dessen Kollektor mit der auch als Signalmasse wirkenden Betriebsspannung über eine Spule solcher Bemessung verbunden ist, daß sie mit der Eingangs­ kapazität des Oberflächenwellenfilters bei der Mitten­ frequenz des gewünschten ZF-Durchlaßbandes, beispielsweise 44 MHz, in Resonanz ist und diese Eingangskapazität somit kompensiert. Zwischen dem Eingang des Oberflächenwellen­ filters und der Signalmasse liegt ein Lastwiderstand für den Transistor.

Der Ausgang des Treiberverstärkers für Oberflächenwellen­ filter dieser und ähnlicher Arten ist typischerweise mit dem Eingang des Oberflächenwellenfilters über einen Gleich­ spannungssperrkondensator gekoppelt, dessen Wert genügend groß gewählt ist, so daß seine Impedanz im Zwischenfrequenz­ durchlaßbereich vernachlässigbar ist. Typischerweise liegt die Mittenfrequenz des ZF-Durchlaßbereiches bei US-Fern­ sehempfängern bei 44 MHz, und der Wert des Gleichspannungs­ sperrkondensators wird bei oder oberhalb 1000 pF gewählt. Im Idealfall würde ein solcher Gleichspannungssperrkondensator nicht benötigt und könnte theoretisch durch eine Leitung ersetzt werden, weil das Oberflächenwellenfilter kapazitiv wirkt. In der Praxis verwendet man jedoch einen solchen Sperrkondensator, um ein Anliegen von Gleichspannungen zwischen den beiden kammförmigen Elektroden des Eingangs­ wandlers zu vermeiden, welche andernfalls auf lange Sicht zu Betriebsfehlern des Oberflächenwellenfilters führen könnten. Diese Sperrkondensatoren sind so bemessen, daß sie das Wechselspannungsverhalten der Schaltung nicht beeinflussen. Dagegen bestimmen der Lastwiderstand und die Stromergiebig­ keit des Ausgangstransistors die dem Eingangswandler des Oberflächenwellenfilters zugeführte Spannung, und der parallel zur Ausgangsimpedanz des Verstärkers liegende Widerstand bestimmt die Impedanz, zu welcher das Signal doppelter Laufzeit gelangt, und damit die Größe der Dämpfung dieses Signals. Da typische akustische Oberflächenwellen­ filter spannungsempfindliche Elemente sind, sollte der Lastwiderstand einen relativ großen Wert haben, so daß kein teurer Ausgangstransistor für besonders hohen Strom benötigt wird. Dem steht aber der Wunsch nach einem relativ kleinen Lastwiderstand gegenüber, um die Dämpfung des Signals doppelter Laufzeit zu vergrößern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, durch geschickte Bemessung der Bauelemente ohne schaltungsmäßigen Mehraufwand das unerwünschte Dreifach-Echo so weit zu dämpfen, daß es nicht mehr stört.

Diese Aufgabe wird bei einer Bandfilterverstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch die im Kenn­ zeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen und spezielle Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Erfindungsgemäß wird der Wert des zwischen den Ausgangs­ anschluß des Verstärkers und den Eingangsanschluß des Ober­ flächenwellenfilters geschalteten Kondensators so klein gewählt, daß er in Kombination mit der im Kollektorkreis des Verstärkertransistors liegenden Spule und dem zwischen dem Eingangsanschluß des Oberflächenwellenfilters und der Signalmasse liegenden Widerstand eine Impedanztransformations­ schaltung bildet, welche den Wert der effektiven Last­ impedanz für den Verstärker vergrößert und die effektive Ausgangsimpedanz des Treiberverstärkers verkleinert. Vorzugs­ weise wird der Kondensator so gewählt, daß sein Wert in derselben Größenordnung wie die Eingangskapazität des Ober­ flächenwellenfilters liegt.

Dadurch beeinflußt bei der erfindungsgemäßen Treiberschaltung der Kondensator in erheblichem Maße die Resonanzfrequenz des Parallelkreises aus der Induktivität und der Reihenschaltung des Kondensators mit der Eingangskapazität des Oberflächen­ wellenfilters (was bei einem Wert für einen Gleichspannungs­ sperrkondensator von etwa um 1000 pF, der die Parallel­ resonanz nicht nennenswert beeinflußt, nicht der Fall ist, da ja die Eingangsimpedanz eines üblichen akustischen Ober­ flächenwellenfilters kleiner als 50 pF ist). In der Praxis werden die Werte für den Kondensator und die Spule so gewählt, daß:

• 1) die Spule und der Kondensator einen Reihenresonanzkreis zwischen Eingangsanschluß des Oberflächenwellenfilters und Wechselspannungsmasse bilden, welche mit einer Frequenz schwingt, die nahe genug bei der gewünschten Durchlaßbandbreite liegt, um Signale doppelter Laufzeit im Durchlaßbereich zu dämpfen, welche diesem Schwingkreis zugeführt werden, und
• 2) Induktivität, Kondensator und Eingangskapazität des Oberflächenwellenfilters einen Parallelresonanzkreis zwischen Ausgangsanschluß des Verstärkers und Wechsel­ spannungssignalmasse bilden, der mit einer Frequenz innerhalb des gewünschten Durchlaßbereiches schwingt, um die effektive Lastimpedanz des Verstärkers zu vergrößern. Wegen der Impedanztransformationsschaltung kann man einen Ausgangstransistor verwenden, der nur einen vergleichs­ weise niedrigen Strom liefern kann und daher weniger teuer ist und gleichzeitig die Querimpedanz für das Signal zweifacher Laufzeit verringert und damit dessen Dämpfung erhöht.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann der Verstärker so ausgelegt werden, daß zwischen seinen Ausgangs- und Eingangsanschlüssen ein Gegenkopplungszweig verläuft, wie es in der bereits erwähnten US-PS 42 71 433 erläutert ist. Dann verringert die erfindungsgemäße Impedanztransformationsschaltung die von dem Signal doppelter Laufzeit vorgefundene Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung zwischen Eingangsanschluß des Ober­ flächenwellenfilters und Signalmasse stärker als es nur infolge der Reihenresonanzschaltung mit der Spule und dem Kondensator zu erwarten wäre.

Es sei nun die Erfindung im einzelnen an Hand der beiliegen­ den Zeichnungen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein teilweise in Blockform ausgeführtes Schaltbild der Erfindung in Anwendung auf den ZF-Teil eines Fern­ sehempfängers und

Fig. 2 graphische Darstellungen verschiedener Frequenzkurven zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung sind typische Werte eingetragen. Sie zeigt einen Tuner 1, der ein ZF-Signal lie­ fert, das von einem Eingangsfilter 3 gefiltert wird. Das Aus­ gangssignal des Filters 3 wird über einen Gleichspannungs­ sperrkondensator C_DC, dessen Wert so gewählt ist, daß seine Impedanz im ZF-Durchlaßbereich vernachlässigbar klein ist, einem Eingangsanschluß 5 eines Verstärkers 7 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 7 steht an einem Ausgangsan­ schluß 9 zur Verfügung und wird über eine Impedanztransforma­ tionsschaltung 11 einem Eingangsanschluß 13a eines akusti­ schen Oberflächenwellenfilters 15 zugeführt. Dieses Filter liefert an seinem Ausgangsanschluß 17a ein Ausgangssignal, das zum Zwischenfrequenzteil 19 gelangt, in welchem Video-, Farb-, Ton- und Synchronisationskomponenten des ZF-Signals demoduliert werden und dann zu den entsprechenden Schaltungs­ teilen einer Signalverarbeitungsschaltung 21 gelangen.

Das Oberflächenwellenfilter 15 hat einen Eingangswandler 23 und einen Ausgangswandler 25, die auf der Oberfläche eines piezoelektrischen Substrats 27 ausgebildet sind, der bei­ spielsweise aus Lithiumtantalat (LiTaO₃) bestehen kann. Beide Wandler 23 und 25 enthalten je zwei kammförmige Elektroden, deren Zähne miteinander verschachtelt sind. Eine der Elektroden des Eingangswandlers 23 ist mit dem Eingangsanschluß 13a und seine andere Eingangselektrode mit dem Eingangsanschluß 13b und über diesen mit Wechselspannungsmasse verbunden. Die beiden Elektroden des Ausgangswandlers 25 liegen an Ausgangs­ anschlüssen 17a und 17b. Die Anzahl, der Abstand und die Größe der Überlappung jedes Zahnpaares jedes Wandlers 23 und 25 werden so gewählt, daß man die gewünschte Durchlaßkenn­ linie erhält, wie sie für die Ausbildung des Frequenzganges der ZF-Bandpaßcharakteristik geeignet ist. Für das Oberflächen­ wellenfilter 15 eignet sich die Type F 1032U des Herstellers Toshiba. Der Frequenzgang der ZF-Durchlaßkennlinie wird auch durch diskrete Komponenten des Eingangsfilters 3 sowie des Zwischenfrequenzteiles 21 geformt. Beispielsweise kann das Eingangsfilter 3 eine abgestimmte Schaltung zur Entfernung der Tonkomponente des Nachbarkanals enthalten, die bei 47,25 MHz auftritt. Ein solches Eingangsfilter ist ebenfalls in der bereits erwähnten US-Patentschrift beschrieben. Die Durchlaß­ kurve für in den USA übliche Empfänger ist durch die Kenn­ linie A in Fig. 2 veranschaulicht.

Zwischen den Eingangsanschlüssen 13a und 13b des Oberflächen­ wellenfilters 15 entstehende Spannungen werden durch den Eingangswandler 23 in eine akustiosche Welle umgewandelt, die längs der Oberfläche des Substrats 27 zum Ausgangswandler 25 wandert. Die dort ankommende Welle wird wieder in eine Span­ nung umgewandelt, die zwischen den Ausgangsanschlüssen 17a und 17b erscheint. Leider wird in der beschriebenen Weise ein Teil der beim Wandler 25 ankommenden Welle von diesem zum Eingangswandler 23 reflektiert. Die reflektierte Welle wird in eine entsprechende Spannung umgewandelt, die hier als Signal zweifacher Laufzeit bezeichnet wird. Ein Teil dieser vom Ausgangswandler 25 reflektierten und zum Eingangs­ wandler 23 gelangenden Welle wird von diesem wiederum zum Ausgangswandler 25 reflektiert und in diesem in eine Span­ nung umgewandelt, die hier als Signal dreifacher Laufzeit bezeichnet wird. Da dieses Signal dreifacher Laufzeit gegen­ über dem Hauptsignal zeitlich vergrößert ist, das von der Welle einfacher Laufzeit abgeleitet wird, die vom Eingangs­ wandler 23 zum Ausgangswandler 25 gewandert ist, kann das Signal dreifacher Laufzeit ein Geisterbild auf der Bildröhre des Fernsehempfängers verursachen.

Ein Verstärker 7 enthält einen NPN-Transistor 31, der in Emittergrundschaltung betrieben wird. Der Emitter des Transi­ stors 31 liegt über in Reihe geschaltete Widerstände R_E1 und R_E2 an Signalmasse. Die Basis des Transistors 31 liegt am Eingangsanschluß 5 und erhält das Ausgangssignal des Filters 3. Ein Widerstand R_B ist zwischen Basis und Signal­ masse geschaltet. Der Kollektor des Transistors 31 ist mit einem Ausgangsanschluß 9 verbunden, der seinerseits an die Impedanztransformationsschaltung 11 angeschlossen ist. Der Ausgang des Verstärkers 7 am Kollektor des Transistors 31 ist mit dem Eingang des Verstärkers, also der Basis des Transistors 31, über einen Widerstand R_F verbunden.

Die Widerstände R_B und R_F sorgen für eine Vorspannung an der Basis des Transistors 31. Die Widerstände R_E1 und R_E2 erzeu­ gen eine Vorspannung am Emitter des Transistors 31. Der Wider­ stand R_E2 ist nach Signalmasse durch einen Überbrückungskon­ densator C_B überbrückt, der so gewählt ist, daß seine Impe­ danz im ZF-Durchlaßbereich vernachlässigbar ist. Der Wider­ stand R_E1, der eine Gegenkopplung zwischen Basis und Emitter des Transistors 31 bewirkt, ist so gewählt, daß er die Ver­ stärkung des Verstärkers 11 bestimmt und eine Überlastung verhindert. Der Widerstand R_F sorgt für eine Gegenkopplung zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers 7, durch welche die Eingangsimpedanz des Verstärkers 7 verringert wird, um besser an die Impedanz, beispielsweise in der Größenordnung von 50 Ohm, am Ausgang des Eingangsfilters 3 angepaßt zu sein. Die Gegenkopplung infolge des Widerstandes R_F verringert ebenfalls die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 7, die sich am Ausgangsanschluß 9 bemerkbar macht. Da das Signal doppel­ ter Laufzeit an diese Ausgangsimpedanz gekoppelt wird, wird es stärker gedämpft als dasjenige Signal, welches bei Fehlen des Gegenkopplungswiderstandes R_F geliefert würde.

Die Impedanztransformationsschaltung 11 stellt eine relativ hohe Lastimpedanz für den Verstärker 7 dar und bildet eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz zwischen Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenfilters 15 und Signalmasse. Daher braucht der Transistor 31 nur wenig Strom zu führen, und das Signal doppelter Laufzeit wird stärker gedämpft im Vergleich zu einer ähnlichen Schaltung ohne Impedanztransformations­ schaltung 11, wie nun erläutert wird.

Die Impedanztransformationsschaltung 11 enthält eine zwischen Ausgangsanschluß 9 und einen Anschluß 33, an dem die Betriebs­ spannung B+ zugeführt wird, liegende Spule L. Eine Filter­ schaltung 35 mit einem Widerstand 37, der in Reihe mit der Spule L liegt, und mit einem Überbrückungskondensator 39, der vom Verbindungspunkt der Spule L mit dem Widerstand 37 nach Signalmasse geschaltet ist, entfernt Wechselkomponenten aus der Betriebsspannung B+. Der Kondensator 39 ist mit einem relativ großen Wert bemessen, so daß seine Impedanz im ZF- Durchlaßbereich vernachlässigbar ist. Die Spule L liegt also praktisch zwischen dem Kollektor des Transistors 31 und Signal­ masse. Der übrige Teil des Impedanztransformationsschaltung 11 enthält einen Kondensator C, der zwischen den Ausgangsan­ schluß 9 und den Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellen­ filters 15 geschaltet ist, und einen Widerstand R_L, der zwi­ schen den Eingangsanschluß 13a des Oberflächenwellenfilters 15 und Signalmasse geschaltet ist.

Die räumliche Ausbildung der Schaltung des Verstärkers 7, der Spule 11, des Kondensators C und des Widerstandes R_L so­ wie des Oberflächenwellenfilters 15 ist im wesentlichen ge­ nauso wie bei dem bereits erwähnten US-Patent 4 271 433. Dort findet sich allerdings die Lehre, daß der Wert des dem Kondensator C entsprechenden Kondensators für einen Sperr­ kondensator, also relativ groß mit beispielsweise 1000 pF oder mehr sein soll, so daß seine Impedanz im ZF-Durchlaß­ bereich vernachlässigbar ist. Wenn also der Kondensator nicht aus praktischen Gründen zur Unterbindung einer Zuführung von Gleichspannungen zum Oberflächenwellenfilter 15 bei dieser US-Patentschrift vorgesehen wäre, dann könnte der Kondensa­ tor C durch ein Stück Leitung ersetzt werden.

In dieser US-Patentschrift ist die Spule L so gewählt, daß sie einen Parallelresonanzkreis mit der effektiven Kapazität C_S bildet, die zwischen dem Eingangsanschluß 13a des Ober­ flächenwellenfilters 15 und Signalmasse erscheint, wobei die­ ser Parallelkreis auf der Mittenfrequenz des ZF-Durchlaßbe­ reiches, beispielsweise 44 MHz in den Vereinigten Staaten, schwingt. Der Grund dieser Wahl für L liegt in einer effek­ tiven Auslöschung der Wirkung der Eingangskapazität C_S des Oberflächenwellenfilters 15.

Bei der hier beschriebenen Schaltung ist der Wert für den Kondensator C so gewählt, daß seine Impedanz zu einer zwei­ fachen Impedanztransformation zwischen Ausgangsanschluß 9 des Verstärkers 7 und Eingangsanschluß 13a des Oberflächen­ wellenfilters 15 im ZF-Durchlaßbereich führt. Da der Wert für C in derselben Größenordnung wie die Eingangskapazität C_S des Oberflächenwellenfilters 15 gewählt ist, so daß sie die Resonanz des Parallelschwingkreises mit der Induktivität L und der Reihenschaltung der Widerstände C und C_S beein­ flußt. Die speziellen Werte von C und L sind so gewählt, daß 1) der Parallelschwingkreis mit L und der Reihenschaltung von C und C_S im ZF-Durchlaßbereich schwingt, vorzugsweise in dessen Mittenfrequenz, beispielsweise 44 MHz, und 2) C und die Spule L einen Reihenresonanzkreis bilden, der mit einer Frequenz schwingt, die nahe genug beim ZF-Durchlaßbereich liegt, um die Ausgangsimpedanz zwischen Eingangsanschluß 13a und Wechselspannungsmasse zu verringern, welche das Signal zweifacher Laufzeit vorfindet, das in dem Oberflä­ chenwellenfilter 15 entsteht. Es hat sich gezeigt, daß bei einer Wahl des Wertes von C größenordnungsmäßig fünfmal oder kleiner als der Wert von C_S geeignete Resultate ein­ treten. Ausgedrückt durch die Resonanzfrequenz des Serien­ resonanzkreises ist es wünschenswert, daß diese gleich oder größer als

ist.

Im Betrieb wird das Signal doppelter Laufzeit, das vom Oberflächenwellenfilter 15 zwischen Eingangsanschluß 13a und Signalmasse entsteht, der Ausgangsimpedanz der Treiber­ schaltung zugeführt, welche die Parallelschaltung des Wider­ standes R_L, des Reihenresonanzkreises mit Kondensator C und Spule L und der Ausgangsimpedanz des Verstärkers 7, die an dessen Ausgangsanschluß 9 entsteht, umfaßt. Damit wird beim Resonanzpunkt des Reihenschwingkreises mit Kondensator C und Spule L das Signal doppelter Laufzeit über eine ver­ nachlässigbare kleine Impedanz nach Signalmasse abgeleitet. Die Verringerung der Ausgangsimpedanz der Treiberschaltung im ZF-Durchlaßbereich wird um so stärker, je dichter die Resonanzfrequenz von L und C beim ZF-Durchlaßbereich liegt, wie die Kennlinien B und C in Fig. 2 zeigen. Wenn man also die Werte von L und C so wählt, daß eine Reihenresonanz bei 39 MHz entsteht, also gerade unterhalb des ZF-Durchlaß­ bereiches, dann erhält man ein auffälliges Ergebnis. Wählt man jedoch die Werte von L und C so, daß eine Resonanz etwas entfernt vom Durchlaßbereich auftritt, beispielsweise um 18 MHz gegenüber einer Mittenfrequenz von 44 MHz versetzt, dann erweist sich dies überraschenderweise ebenfalls als wirksam, und zwar infolge des anderen Aspektes der Impedanz­ transformationsschaltung, die nun beschrieben wird.

Die Impedanztransformationsschaltung 11 verringert nicht lediglich die Ausgangsimpedanz am Anschluß 13a, sondern er­ höht auch die effektive Lastimpedanz des Verstärkers 7. Die Kennlinie D in Fig. 2 zeigt das Frequenzverhalten der Last­ impedanz. Dies ist in zweierlei Hinsicht erwünscht. Erstens, im Vergleich zur Schaltung, bei der C lediglich ein Gleich­ spannungssperrkondensator mit vernachlässigbarer Impedanz im ZF-Durchlaßbereich ist, wird durch eine Erhöhung der effektiven Last, die der Transistor 31 ansteuern muß, der Strom herabgesetzt, den der Transistor 31 liefern muß, um die gleiche Treiberspannung am Oberflächenwellenfilter 15 gegenüber Signalmasse bei einem gegebenen Wert von R_L zu er­ zeugen. Damit kann der Transistor 31 ein weniger teurer Tran­ sistor sein als im Falle, wo C lediglich ein Sperrkondensa­ tor ist.

Während man denken kann, daß sich das gleiche Ergebnis bei einer Treiberschaltung erreichen läßt, bei welcher C ledig­ lich als Gleichspannungssperrkondensator dient und im ZF- Durchlaßbereich eine vernachlässigbare Impedanz hat, indem man lediglich den Wert von R_L erhöht oder R_L möglicherweise auch ganz weg läßt, so erhöht eine solche Wahl nachteiliger­ weise die Amplitude des Signals doppelter Laufzeit. Somit kann also bei der hier beschriebenen Anordnung ein Transi­ stor, der nur geringere Leistung liefern kann, gewählt werden, wenn man die Amplitude des Signals dreifacher Laufzeit nie­ drig halten will.

Das Vorhandensein des Widerstandes R_L ist auch erwünscht, da der Widerstand R_L die Frequenzkennlinie der effektiven Lastimpedanz des Verstärkers 7 im ZF-Durchlaßbereich abflacht, weil er die Resonanzschärfe (oder Güte) des Parallelschwing­ kreises mit L, C und C_S verkleinert. Weil die Eingangsimpe­ danz von Oberflächenwellenfiltern relativ hoch zu sein pflegt, beispielsweise in der Größenordnung von einigen tausend Ohm, könnte ein Fehlen des Widerstandes R_L weiterhin die wirksame Lastimpedanz so hoch werden lassen, daß der Verstärker 7 schwingt. Außerdem neigt der Widerstand R_L zur Verringerung der Auswirkungen von Schwankungen der Eingangsimpedanz des Oberflächenwellenfilters 15.

Zweitens, und vielleicht noch wichtiger als die Auswirkung hinsichtlich der Verwendung eines Transistors niedrigerer Leistung und daher niedrigerer Kosten, führt die Verkleine­ rung des Wertes von C auf dieselbe Größenordnung wie C_S zur Bildung der Impedanztransformationsschaltung 11 auch zu einer Verringerung der Amplitude des Signals doppelter Lauf­ zeit, selbst wenn die Resonanz des Reihenschwingkreises aus L und C etwas vom ZF-Durchlaßbereich wegliegt, also wie oben beschrieben beispielsweise um 18 MHz gegenüber der Mitten­ frequenz von 44 MHz. Der Grund dafür liegt vermutlich, wie bereits erwähnt, darin, daß die effektive Last, welche der Verstärker 7 speist, größer wird. Dadurch wieder erhöht sich die Vorwärtsverstärkung des Verstärkers 7. Nach einer bekann­ ten Rückkopplungsgleichung zur Bestimmung der Ausgangsimpe­ danz eines rückgekoppelten Verstärkers

wobei Z_OUT′ die Ausgangsimpedanz mit Rückkopplung und Z_OUT die Ausgangsimpedanz ohne Rückkopplung, β der Rückkopplungs­ faktor und A die Vorwärtsverstärkung ist, nimmt die Ausgangs­ impedanz mit wachsendem A ab. Damit vergrößert die von der Schaltung 11 bewirkte Impedanztransformation die Dämpfung des Signals doppelter Laufzeit durch zwei Mechanismen: 1) Bil­ dung eines Reihenresonanzkreises am Eingangsanschluß 13 des Oberflächenwellenfilters 15, dessen Resonanz dicht genug beim ZF-Durchlaßbereich liegt, um das Signal doppelter Laufzeit wirkungsvoll abzuleiten und 2) Vergrößerung der Vorwärtsver­ stärkung des Verstärkers 7 und damit Verringerung von dessen Ausgangsimpedanz.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Schaltung des Widerstan­ des R_L wichtig ist. Wäre R_L unmittelbar an den Ausgangsan­ schluß 9 des Verstärkers 7 angeschlossen, also am Kollektor des Transistors 31, wie dies im Aufsatz "Surface Acoustic Wave Filter Manual for TV Application" von der MuRata Manufacturing Co., Ltd. in Japan, insbesondere auf den Sei­ ten 14 und 15, vorgeschlagen ist, anstatt am Eingangsan­ schluß 13a des Oberflächenwellenfilters 15, nach dem Konden­ sator C, dann würde jegliche Impedanztransformation infolge von L und C durch den Widerstand R_L zunichte gemacht. Bei der bekannten Schaltung erniedrigt speziell L die wirksame Last­ impedanz des Verstärkers 7 und erhöht die Ausgangsimpedanz zwischen dem Eingangsanschluß 13 des Oberflächenwellenfilters 15 und Signalmasse, welche das Signal doppelter Laufzeit vor­ findet, im Vergleich zu der hier beschriebenen erfindungsge­ mäßen Schaltung. Diese Wirkung tritt auch ein, wenn man R_L weg läßt, wie es speziell gemäß den Seiten 21 und 22 der so­ eben erwähnten Literaturstelle vorgeschlagen wird.

In der folgenden Tabelle ist eine Liste der gemessenen Aus­ gangsimpedanzwerte für die Schaltung gemäß Fig. 1 angeführt, wobei die angegebenen Werte für verschiedene Werte von C einschließlich 1000 pF und Werte in derselben Größenordnung wie C_S gelten.

Größe der Ausgangsimpedanz

Man sieht, daß selbst bei einem Wert von 82 pF (der am nächsten bei 80 pF = 5 C_S liegende verfügbare Kondensator), der mit L eine Reihenresonanz von ungefähr 18 MHz ergibt, die Ausgangsimpe­ danz kleiner ist als lediglich auf Grund der Resonanz bei 18 MHz zu erwarten wäre. Während bei 44 MHz die Verringerung der Ausgangsimpedanz zwischen 1000 pF und 82 pF etwa 10% beträgt, zeigt es sich, daß diese Verringerung die Amplitude des Signals zweifacher Laufzeit im Vergleich zu der Schaltung mit 1000 pF wirksam verkleinern kann.

Es ist natürlich wünschenswert, daß die maximale Dämpfung des Signals zweifacher Laufzeit beim Bildträger oder zumin­ dest in der Mitte des ZF-Durchlaßbereichs, also bei 44 MHz, auftritt. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Resonanz­ frequenz des Reihenresonanzkreises mit L und C

und die Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises mit L und der Reihenschaltung aus C und C_S

nicht gleichzeitig in der Mitte des ZF- Durchlaßbandes liegen kann. Dennoch wird durch die Wahl von C etwa gleich fünfmal C_S oder niedriger das Signal doppelter Laufzeit im ZF-Durchlaßbereich verkleinert. Dies ist er­ wünscht, weil dadurch zumindest Signalkomponenten der doppel­ ten Laufzeit reduziert werden, die bei der Farbträgerfrequenz auftreten, also in den Vereinigten Staaten bei 42,17 MHz.

Claims (6)

1. Bandfilterverstärkerschaltung mit einem Verstärker (7), der einen Eingangsanschluß (5) zur Zuführung eines Eingangs­ signals und einen Ausgangsanschluß (9) zur Abnahme eines Ausgangs­ signals hat, mit einem Oberflächenwellen-Bandfilter (15), welches einen ersten (13a) und einen zweiten (13b) Eingangsanschluß, zwischen denen ein Eingangssignal zuführbar ist und deren zweiter an Wechselspannungsmassepotential liegt und zwischen denen eine Kapazität (C_S) wirksam ist, und welches einen Ausgangsan­ schluß (17a, 17b) für ein Ausgangssignal hat, und mit einer zwischen den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers und den ersten Eingangsan­ schluß (13a) des Oberflächenwellen-Bandfilters gekoppelten Impedanz-Transformationsschaltung (11), die eine zwischen den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers (7) und das Wechselspannungs­ massepotential geschaltete Spule mit einem Induktivitätswert (L) und einen zwischen den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers und den ersten Eingangsanschluß (13a) des Oberflächenwellen-Band­ filters geschalteten Kondensator solchen Wertes (C) aufweist, daß die Gesamtkapazität (C_E) der Reihenschaltung des Konden­ sators (C) mit der Kapazität (C_S) wesentlich niedriger als C_S ist, wobei der durch die Gesamtkapazität (C_E) und die Spule (L) zwischen dem Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers (7) und dem Wechselspannungsmassepotential gebildete Parallelschwing­ kreis auf eine Resonanzfrequenz innerhalb des Bandfilter- Durchlaßbereiches abgestimmt ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (R_L) ohne Zwischen­ schaltung von im Bandfilter-Durchlaßbereich eine nennenswerte Impedanz bildenden Elementen unmittelbar zwischen den ersten Eingangsanschluß (13a) des Oberflächenwellen-Bandfilters (15) und das Wechselspannungsmassepotential eingefügt ist.

2. Bandfilterverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Kapazitätswert C in derselben Größenordnung wie der Kapazitätswert C_S liegt.

3. Bandfilterverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Verstärker (7) zwischen seinem Ausgangsanschluß (9) und seinem Eingangsanschluß (5) einen Rückführungszweig (R_F, R_B) enthält, welcher zumindest einen Teil des Ausgangssignals des Verstärkers zu seinem Eingangsanschluß (5) zurückführt.

4. Bandfilterverstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Verstärker (7) einen Transistor (31) enthält, dessen Basis an den Eingangsanschluß (5) des Verstärkers (7) angeschlossen ist, dessen Emitter an das Wechselspannungsmasse­ potential und dessen Kollektor an den Ausgangsanschluß (9) des Verstärkers (7) angeschlossen ist, und daß zwischen Kollektor und Basis des Transistors ein Widerstand (RF) geschaltet ist.

5. Bandfilterverstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Kapazitätswert C im wesentlichen gleich oder kleiner als 5 C_S ist.

6. Bandfilterverstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Verstärker (7) einen zwischen den Emitter und das Wechselspannungsmassepotential geschalteten Widerstand (RE) enthält.