DE3590480C2

DE3590480C2 - Verstärker für ein Hochfrequenzsignal

Info

Publication number: DE3590480C2
Application number: DE3590480A
Authority: DE
Inventors: Akira Usui; Tadashi Yamada; Kazuhiko Kubo; Hiroyuki Nagai
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1984-10-01
Filing date: 1985-09-30
Publication date: 1995-06-29
Anticipated expiration: 2005-10-01
Also published as: WO1986002214A1; GB2177274A; DE3590480T1; GB8612724D0; US4764736A; GB2177274B

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal. Solche Verstärker finden Verwendung, um ein Hochfrequenzsignal in einem Fernsehtuner, einem Empfänger für Rundfunkübertragungen über Satellit oder dergleichen zu verstärken.

Um einen hohen Verstärkungsfaktor in einem Verstärkerkreis für ein Hochfrequenzsignal zur Verarbeitung eines Hochfrequenzsignals, dessen Frequenz wenigstens in dem 100 MHz-Band liegt, zu erhalten, ist es bekannt (JP 50-152 549 U), einen mehrstufigen Kaskadenkreis eines emittergeerdeten Verstärkers zu verwenden. In den Fig. 1A, 1B und 1C der Zeichnungen sind integrierte Schaltungen eines derartigen Verstärkers für ein Hochfrequenzsignal dargestellt.

Gemäß Fig. 1A wird ein Hochfrequenzsignal von einem Eingangsanschluß IN geliefert, durch zwei Stufen von Transistorverstärkern Q₁ und Q₂ verstärkt und dann von einem Ausgangsanschluß OUT ausgesendet. Um den Kaskadenkreis gemäß Fig. 1A in integrierter Form herzustellen, muß seine Konfiguration in einer integrierten Baueinheit bzw. einen integrierten Bauteil 1 gemäß Fig. 1B abgedichtet bzw. eingeschlossen werden. Da die Stifte 1a, 1b, 1c und 1d der IC-Baueinheit 1 mit dem integrierten Chip unter Anwendung von Verbindungs- bzw. Anschlußdrähten verbunden sind, enthält eine integrierte Schaltung Leitungsinduktivitäten, wie die in der Fig. 1B gezeigten Induktivitäten L_in, L_G, L_out, L_B. Diese Leitungsinduktivitäten weisen gewöhnlich einen Wert von 2,5 nH bis 5 nH auf, der bei einer niedrigeren Frequenz vernachlässigbar ist. Bei einem Hochfrequenzsignal, dessen Frequenz wenigstens 800 MHz beträgt, kann die Leitungsinduktivität nicht vernachlässigt werden. Im Kaskadenkreis der Fig. 1 kann der Einfluß der Leitungsinduktivitäten L_in, L_B und L_out durch die Anwendung eines äußeren Kreises oder von Widerständen R₁, R₃ und R₄ in der integrierten Schaltung beseitigt werden. Der Einfluß der Induktivität L_G, die zwischen dem Kaskadenkreis und der Erdung vorliegt, kann jedoch nicht beseitigt werden. Bei der Ausführungsform nach Fig. 1 wird insbesondere ein Problem dadurch hervorgerufen, daß die gemeinsame Induktivitätskomponente für die Emitter der Transistorverstärker Q₁ und Q₂ eingefügt wird, wodurch eine Rückkopplungsschleife gebildet wird. Dies führt zu einem ernsten Nachteil dahingehend, daß der Kaskadenkreis zu schwingen beginnt. Gemäß Fig. 1C ist ein Widerstand R₅ in den Emitterzweig des Transistorverstärkers Q₂ der Fig. 1B geschaltet und die Induktivität L_G2 des Anschlußdrahtes ist über einen Nebenschlußkondensator C geerdet, der extern mit der integrierten Schaltung verbunden ist. Dadurch wird versucht, das oben beschriebene Schwingverhalten zu verbessern. Obwohl kein Problem in dem Fall entsteht, in dem nur der Transistorverstärker Q₁ vorhanden ist, ist dann, wenn die Transistorverstärker Q₁ und Q₂ miteinander verbunden sind, der Emitter des Transistorverstärkers Q₁ mit der Erdung bzw. dem Masseanschluß in der integrierten Schaltung verbunden. Dies bedeutet, daß zusätzlich zur Leitungsinduktivität L_G2 die Leitungsinduktivität L_G1 vorhanden ist, wodurch das Erdungspotential der Schaltung instabil wird. Selbst wenn kein Problem in dem Falle entsteht, in dem nur die Leitungsinduktivität L_G1 vorhanden ist, weist die integrierte Schaltung folglich den Nachteil auf, daß der Schwingungszustand nicht bei der mehrstufigen Kaskadenverbindung verhindert werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal der genannten Art zur Verfügung zu stellen, mit dem auf verhältnismäßig einfache Weise und unter stabilen Arbeitsverhältnissen eine scharfe bzw. steile Frequenzcharakteristik und eine Phasenschiebeoperation erhalten werden können.

Angestrebt wird weiterhin eine Verbesserung des Verstärkungsfaktors bzw. -grades des Verstärkers, ohne eine Vergrößerung der Anzahl der Elemente sowie des Stromverbrauches sowie die Beseitigung von Bildstörungen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal

- mit einer integrierten Schaltung, die zwei Stufen emittergeerdeter Transistorverstärker enthält, die durch einen Widerstand oder eine Drosselspule gleichstrommäßig gekoppelt sind,
- mit die integrierte Schaltung mit einer Vielzahl von Anschlüssen verbindenden Verbindungsleitungen, die Leitungsinduktivitäten enthalten, wobei ein Ausgangsanschluß des Verstärkers vom Kollektor des emittergeerdeten Transistorverstärkers der zweiten Stufe gebildet wird, und
- mit einem ersten und einem zweiten Filterkreis,
- - wobei der Emitter des emittergeerdeten Transistorverstärkers der zweiten Stufe über einen Emitterwiderstand mit einer externen Erdung und über eine Verbindungsleitung mit einem Ende des ersten Filterkreises verbunden ist,
- - wobei das andere Ende des ersten Filterkreises an die externe Erdung angeschaltet ist,
- - wobei der zweite Filterkreis über Verbindungsleitungen an den beiden Enden des Widerstandes oder der Drosselspule angeschaltet ist, und
- - wobei der erste und der zweite Filterkreis in Verbindung mit den Leitungsinduktivitäten jeweils eine niedrige Impedanz bei einem bestimmten Frequenzbereich darstellen.

Diese Aufgabe wird ferner gelöst durch einen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal

- mit einer integrierten Schaltung, die zwei Stufen emittergeerdeter Transistorverstärker, die gleichstromgekoppelt sind, und einen Emitterfolger-Transistor enthält, der eine konstante Gleichspannung an die emittergeerdeten Transistorverstärker legt,
- mit die integrierte Schaltung mit einer Vielzahl von Anschlüssen verbindenden Verbindungsleitungen, die Leitungsinduktivitäten enthalten, wobei ein Ausgangsanschluß des Verstärkers vom Kollektor des Emitterfolger-Transistors gebildet wird, und
- mit einem ersten und einem dritten Filterkreis,
- - wobei der Emitter des emittergeerdeten Transistorverstärkers der zweiten Stufe über einen Emitterwiderstand mit einer externen Erdung und über eine Verbindungsleitung mit einem Ende des ersten Filterkreises verbunden ist,
- - wobei das andere Ende des ersten Filterkreises an die externe Erdung angeschaltet ist,
- - wobei der Kollektor des emittergeerdeten Transistorverstärkers der zweiten Stufe über eine Verbindungsleitung mit einem Ende des dritten Filterkreises verbunden ist,
- - wobei die Basis des Emitterfolger-Transistors über eine Verbindungsleitung mit dem anderen Ende des dritten Filterkreises verbunden ist, und
- - wobei der erste und der dritte Filterkreis in Verbindung mit den Leitungsinduktivitäten jeweils eine niedrige Impedanz bei einem bestimmten Frequenzbereich darstellen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal ergeben sich aus den Patentansprüchen 3 und 4.

Die Erfindung erweist sich insbesondere dadurch als vorteilhaft, daß auf verhältnismäßig einfache Weise eine scharfe bzw. steile Frequenzcharakteristik und eine Phasenschiebeoperation unter stabilen Arbeitsverhältnissen erhalten werden.

Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal werden nun anhand der weiteren Figuren der Zeichungen erläutert. In diesen sind:

Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform des Verstärkers für ein Hochfrequenzsignal;

Fig. 3 und 5 eine Frequenz-Amplituden-Charakteristik der Ausführungsform des Verstärkers gemäß Fig. 2;

Fig. 4 ein Schaltbild eines konkreten Filterkreises 12 der Fig. 2;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des Verstärkers für ein Hochfrequenzsignal;

Fig. 7 ein konkretes Schaltbild der Fig. 6;

Fig. 8A, 8B konkrete Schaltbilder eines Filterkreises 25 der Fig. 7;

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines Konverters, der einen Verstärker für ein Hochfrequenzsignal als einen ersten Zwischenverstärker verwendet;

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Konverters, der den Nachteil der Anordnung der Fig. 9 löst;

Fig. 11 ein konkretes Schaltbild des Hauptbereiches der Fig. 10;

Fig. 12 ein charakteristisches Diagramm eines Trennkreises der Fig. 11;

Fig. 13 ein charakteristisches Schaltbild eines Bandpaßfilters, der ein Oberflächenwellenfilter verwendet;

Fig. 14A, 14B ein Schaltbild und ein charakteristisches Diagramm eines weiteren beispielhaften Trennkreises.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des Verstärkers für ein Hochfrequenzsignal, der einen Chip mit einer integrierten Schaltung, ein Gehäuse bzw. Bauteil und Verbindungsleitungen umfaßt, die den Chip mit dem Bauteil bzw. Gehäuse verbinden. Die integrierte Schaltung gemäß Fig. 2 weist 7 Stifte auf, wobei durch eine Verbindungsleitung zwischen jedem Stift und einem Anschluß der Schaltung eine Leitungsinduktivität hervorgerufen wird. In Fig. 2 sind die Induktivitäten mit L₁ bis L₇ in einer Ersatzschaltung bezeichnet. Die Leitungsinduktivität verändert sich in Abhängigkeit von der Dicke und der Länge der Verbindungsleitung und weist gewöhnlich einen Wert von etwa 2,5 nH bis etwa 5 nH auf. Ein Eingangssignal wird von einem Eingangsanschluß IN geliefert, über einen Koppelkondensator C₁ an einen Stift angelegt und dann über die Leitungsinduktivität L₁ an eine Basis eines Transistorverstärkers Q₁ angelegt, der einen emittergeerdeten Verstärker in der integrierten Schaltung bildet. Der Emitter des Transistorverstärkers Q₁ ist mit einer Erdung bzw. einem Masseanschluß in dem Chip verbunden, der wiederum über die Leitungsinduktivität L₂ mit dem Stift verbunden ist. Der Stift ist mit einer externen Erdung verbunden. Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ ist über einen Lastwiderstand R₁₁ mit einer Leitung des Chips für eine geregelte Spannung V_const verbunden.

Ein durch den Transistorverstärker Q₁ verstärktes Signal wird von dem Kollektor desselben an einen Stift über die Leitungsinduktivität L₃ angelegt. Außerdem wird es über einen externen zweiten Filterkreis 12 an den Stift angelegt. Dann wird es über die Leitungsinduktivität L₄ an eine Basis eines emittergeerdeten Transistorverstärkers Q₂ angelegt. Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ und die Basis des Transistorverstärkers Q₂ sind über einen Widerstand R₁₂ miteinander verbunden, der einen hohen Widerstandswert (üblicherweise 1 kΩ oder mehr) in Bezug auf einen Gleichstrom aufweist. Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₂ ist über einen Lastwiderstand R₁₆ mit der Leitung für die geregelte Spannung V_const verbunden. Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₂ ist über eine Leitungsinduktivität L₆ mit dem Stift 6 und außerdem über einen Koppelkondensator C₃ mit einer externen Einrichtung verbunden. Der Emitter des Transistorverstärkers Q₂ liefert Signale in drei Richtungen. Der erste Signalweg verläuft über die Leitungsinduktivität L₅ zum Stift und dann über einen Resonanzkondensator C₂ und einen Dumpingwiderstand R₂₀ zur externen Erdung. Der zweite Signalweg verläuft über einen Widerstand R₁₃ zur Erdung in dem Chip. Der dritte Signalweg verläuft derart, daß ein durch die Widerstände R₁₄ und R₁₅ geteiltes Potential an die Basis des Transistorverstärkers Q₁ angelegt wird. Dadurch wird eine negative Rückkopplung für die Transistorverstärker Q₁ und Q₂ geschaffen. Die geregelte Spannung V_const in dem Chip wird nach einer Gleichstromverstärkung über einen Emitterfolger, der einen Emitterfolger-Transistor Q₃ und Widerstände R₁₉ bis R₁₈ enthält, geliefert. Die geregelte Spannung V_const wird unter Ausnutzung der Zener-Charakteristik zwischen dem Emitter und der Basis eines Transistors Q₄ erzeugt. Die Transistoren Q₅ bis Q₇ werden als Dioden verwendet. An die Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ wird daher über den Widerstand R₁₈ (etwa 200 Ω) ein Potential angelegt, das um ein Potential größer ist als das Zener-Potential des Transistors Q₄, das 3 Dioden äquivalent ist. Die Versorgungsspannung V_CC (etwa 12 V) wird vom Stift an die Widerstände R₁₈ und R₁₇ über die Leitungsinduktivität L₇ geliefert.

Ein Strom fließt in den Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ durch die Verbindungsleitung für die geregelte Spannung V_const über den Widerstand R₁₁. Außerdem zweigt der Strom in die Basis des Transistorverstärkers Q₂ ab. Ein Strom fließt in den Kollektor des Transistorverstärkers Q₂ durch die Verbindungsleitung für die geregelte Spannung V_constüber den Widerstand R₁₆. Die Summe des Basisstromes des Transistorverstärkers Q₂ und des durch den Widerstand R₁₆ fließenden Stromes fließt in den Emitter des Transistorverstärkers Q₂ und wird außerdem über den Widerstand R₁₃ zur Erdung geführt. Es erscheint daher am Widerstand R₁₃ ein Potential, das durch ein Produkt aus dem Wert des Widerstandes R₁₃ und dem Emitterstrom des Transistorverstärkers Q₂ gebildet wird. Wenn dieses Potential zur Basis des Transistorverstärkers Q₁ über den Widerstand R₁₄ zurückgeführt wird, vergrößert sich das Basispotential des Transistorverstärkers Q₁, verkleinert sich das Kollektorpotential des Transistorverstärkers Q₁ und verkleinert sich das Emitterpotential des Transistorverstärkers Q₂. Als Ergebnis wird das Basispotential des Transistorverstärkers Q₁ auf einen festen Wert stabilisiert und es kann daher ein gewünschter Strom durch die Transistorverstärker Q₁ und Q₂ jeweils durch angemessene Auswahl der Werte der Widerstände R₁₁, R₁₃, R₁₄ und R₁₅ fließen. In einem solchen Zustand kann, obwohl das Eingangssignal durch die Transistorverstärker Q₁ und Q₂ verstärkt wird, die Verstärkung wegen des Emitterwiderstandes R₁₃ des Transistorverstärkers Q₂ nicht in Bezug auf ein Hochfrequenzsignal erhalten werden. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, wird hier ein erster Filterkreis 11 zwischen den Emitter des Transistorverstärkers Q₂ und die Erdung geschaltet, so daß die Rückkopplungsgröße eines eine spezielle Frequenz aufweisenden Signales verkleinert wird. Dadurch wird die Arbeitsweise des Verstärkers stabilisiert. Der Widerstand R₁₅ wird bei diesem Schaltbild zwischengeschaltet, um die Größe des durch Verwendung des Widerstandes R₁₄ zurückzukoppelnden Gleichstromes einzustellen.

Wenn die integrierte Schaltung in einem IC-Bauteil unntergebracht ist, werden der IC-Chip und das IC-Bauteil durch Verbindungsleitungen miteinander verbunden, wobei die in Fig. 2 dargestellten Leitungsinduktivitäten L₁ bis L₇ entstehen, deren Größen im Bereich von 2,5 nH bis 5 nH liegen. Der Einfluß der Leitungsinduktivitäten L₁ und L₆ kann aufgehoben werden. Die beiden Leitungsinduktivitäten L₂ und L₅ üben jedoch jeweils einen starken Einfluß in Bezug auf einen Wechselstrom auf, wobei ein instabiles Arbeiten des Verstärkers bewirkt wird und ein Schwingungszustand auftritt. Folglich kann nur höchstens eine auf die Verbindungsleitungen zurückzuführende Leitungsinduktivität L₂ oder L₅ zugelassen werden.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2 wird daher die Leitungsinduktivität L₅ beseitigt, um die Stabilität des Verstärkers sicherzustellen. Hierzu ist der erste Filterkreis 11 außerhalb des IC-Bauteils angeordnet, so daß eine Resonanz entsteht, die auf den ersten Filterkreis 11 und die Leitungsinduktivität L₅ zurückzuführen ist, wodurch eine die Komponente der Leitungsinduktivität absorbierende Funktion bewirkt wird. Der erste Filterkreis 11 wird von einem Reihenresonanzkreis in der in Fig. 2 gezeigten Weise durch die Induktivität L₅ der Verbindungsleitung und dem Kondensator C₂ gebildet, so daß der Einfluß der Leitungsinduktivität L₅ und weiterhin die Wirkung des Emitterwiderstandes R₁₃ des Transistorverstärkers Q₂ in der Nähe der gewünschten Frequenz beseitigt werden. Als Ergebnis wird die in der Fig. 3 durch eine unterbrochene Linie B dargestellte Charakteristik erhalten, die es ermöglicht, daß die Verstärkung in einem niedrigeren Frequenzband unterdrückt wird. In einem Band von 800 MHz bis 1 GHz beträgt der angemessene Wert des Kondensators C₂ höchstens 15 pF. Wenn der Kondensator C₂ eine Kapazität von 1000 pF aufweist, nimmt die Charakteristik die in der Fig. 3 durch die durchgehende Linie A dargestellte Form an. Für das Signal mit der niedrigeren Frequenz wird die Verstärkung daher übermäßig groß. Außerdem wird der Verstärker infolge der Auswirkung der Leitungsinduktivität L₅ in einen Zustand gebracht, in dem die Schwingung sehr leicht eingeleitet wird. Unter diesen Umständen sind die oben beschriebenen Vorkehrungen in dem gleichstromgekoppelten, mehrstufigen Verstärker unentbehrlich. Außerdem kann eine Arbeitsweise für ein breites Band sichergestellt werden, wenn für den Kondensator C₂ ein Dumpingwiderstand R₂₀ eingefügt wird. Der erste Filterkreis 11 ist nicht auf die in dem Schaltbild dargestellte Ausführungsform beschränkt, sondern es sind verschiedene Resonanzkreise, die z. B. Kondensatoren und Induktivitäten enthalten, einsetzbar.

Um eine scharfe bzw. steile Frequenzcharakteristik bei Einsatz des Verstärkers zu erhalten oder einen Oszillatorkreis vom Rückkopplungstyp mit einem Festkörperelementfilter verfügbar zu haben, wird die Phasencharakteristik des Festkörperelementes festgelegt. Folglich muß ein Phasenschieber zur Einstellung der Frequenz vorgesehen werden, was gemäß Fig. 2 durch den Widerstand R₁₂ und einen zweiten Filterkreis 12 realisiert ist, wodurch die scharfe bzw. steile Frequenzcharakteristik und die Phasenschieberoperation verhältnismäßig leicht erreicht bzw. erleichtert wird.

Gemäß Fig. 2 ist der Widerstand R₁₂ zwischen den Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ und die Basis des Transistorverstärkers Q₂ geschaltet. In diesem Fall ist der Potentialabfall infolge des Widerstandes R₁₂ beinahe vernachlässigbar, wenn der Gleichstromverstärkungsfaktor h_fe des Transistorverstärkers Q₂ etwa 100 beträgt. Weil der Widerstandswert des Widerstandes R₁₂ etwa 6,8 kΩ beträgt, kann die Gleichstromkomponente durch ihn verlaufen, ohne daß es ermöglicht wird, daß das Hochfrequenzsignal durch ihn passiert. Eine Drosselspule kann an der Stelle des Widerstandes R₁₂₁ vorgesehen werden. Ein Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ und dem Widerstand R₁₂ ist über die Leitungsinduktivität L₃ mit einem externen Anschluß verbunden. Andererseits ist ein externer Stift vorgesehen und über die Leitungsinduktivität L₄ mit einem Verbindungspunkt zwischen der Basis des Transistorverstärkers Q₂ und dem Widerstand R₁₂ verbunden. Außerdem ist der zweite Filterkreis 12 zwischen die externen Anschlüsse und geschaltet.

Der zweite Filterkreis 12 kann gemäß Fig. 4 aufgebaut sein. Hiernach werden die Leitungsinduktivitäten L₃ und L₄ in den Kondensatoren C₁₁ und C₁₂ absorbiert. Der zweite Filterkreis 12 ist daher in dem Frequenzbereich unterhalb des Resonanzpunktes bzw. der Resonanzstelle kapazitiv. Mit dem Kondensator C (C₁₁ und C₁₂) und der Induktivität L₁₁ kann daher ein Bandpaßfilter gebildet werden, dessen Frequenzcharakteristik scharf bzw. steil ist, wie dies in der Fig. 5 durch die Linie B angedeutet ist. Außerdem ist die Änderung der Phasencharakteristik in der Nähe der Spitzenfrequenz ebenfalls steil bzw. scharf. Die Phasencharakteristik kann daher nur dadurch verändert werden, daß die Spitzenfrequenz geringfügig verschoben wird. Es kann somit auch ein Phasenschiebereffekt erreicht werden, was nützlich ist, wenn der Verstärker gemäß Fig. 2 als ein Schwingungskreis vom Rückkopplungstyp mit einem Festkörperelementfilter verwendet wird. Für den Frequenzbereich von 800 MHz bis 1 GHz wird hierbei zwischen dem Eingangsanschluß IN und dem Ausgangsanschluß OUT (Fig. 2) eine Verstärkung von 17 dB bis 20 dB erhalten Außerdem kann z. B., wenn die Verstärkung um 10 dB zu vergrößern ist, mit dem Verstärker gemäß Fig. 2 eine solche Vergrößerung nicht nur durch Veränderung der Konstanten jedes Elementes des Verstärkers der Fig. 2 erreicht werden, denn da die Fläche des Chips und damit die mögliche Anzahl der Elemente beschränkt ist und der Strom nicht vergrößert wird, ist es nicht einfach, die Verstärkung zu verbessern.

Aus den Fig. 6 und 7 geht eine Ausführungsform des Verstärkers für ein Hochfrequenzsignal hervor, der dies Problem löst. Das Blockschaltbild der Fig. 6 zeigt einen ersten Verstärkungskreis 21 mit den Transistorverstärkern Q₁ und Q₂ zum Verstärken eines Hochfrequenzsignales, das über den Eingangsanschluß IN eingegeben wird, sowie einen zweiten Verstärkungskreis 22 zum Verstärken eines Signales, das eine gewünschte Frequenz besitzt, und das vom Ausgangsanschluß des ersten Verstärkungskreises 21 über einen dritten Filterkreis 23 geliefert wird. Bei der Ausführungsform nach Fig. 2 wird der Emitterfolger-Transistor Q₃, der als ein Emitterfolger für die Impedanzwandlung funktioniert, ebenfalls als der zweite Verstärkungskreis 22 verwendet. Dadurch wird zusammen mit dem ersten Verstärkunngskreis 21 die erforderliche Verstärkung erzielt. Ein Ausgangssignal mit einer hohen Frequenz wird von einem Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkungskreises 22 geliefert. In diesem Fall ist, um eine Rückkopplung vom Emitter des zweiten Verstärkungskreises 22 zum ersten Verstärkungskreis 21 zu verhindern, ein vierter Filterkreis 25 mit dem Emitter verbunden, um die Impedanz des Emitters zu verringern. Eine geregelte Spannungsquelle 24 liefert eine Vorspannung an den zweiten Verstärkungskreis 22, so daß die Arbeitsweise des Verstärkers unabhängig von der Änderung der Versorgungsspannung stabil gehalten wird.

Fig. 7, aus der ein konkretes Schaltbild der Ausführungsform des Verstärkers nach Fig. 6 hervorgeht, zeigt die Verwendung einer integrierten Schaltung mit 8 Stiften, die über Leitungsinduktivitäten L₁, L₂ und L₅ bis L₁₀ miteinander verbunden sind, wobei jede Leitungsinduktivität durch eine Verbindungsleitung gebildet ist, die eine Induktivität im Bereich von 2,5 nH bis 5 nH aufweist. Ein Eingangssignal mit einer hohen Frequenz wird vom Eingangsanschluß IN über den Koppelkondensator C₁ an den Stift angelegt und dann über die Leitungsinduktivität L₁ der Basis des emittergeerdeten Transistorverstärkers Q₁ zugeführt. Der Emitter des Transistorverstärkers Q₁ ist mit der Erdung in dem Chip und außerdem über die Leitungsinduktivität L₂ mit dem Stift verbunden, der wiederum mit der externen Erdung verbunden ist. Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ ist über den Lastwiderstand R₁₁ mit dem Emitter des Emitterfolger-Transistors Q₃ verbunden, der die geregelte Spannungsquelle bildet.

Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₁ ist mit der Basis des emittergeerdeten Transistorverstärkers Q₂ verbunden. Der Kollektor des Transistorverstärkers Q₂ ist über den Lastwiderstand R₁₂ mit Emitter des Emitterfolger-Transistors Q₃ verbunden. Der Emitter des Transistorverstärkers Q₂ verzweigt sich in drei Richtungen. Der erste Signalweg wird dazu verwendet, um ein durch die Widerstände R₁₄ und R₁₅ geteiltes Potential an die Basis des Transistorverstärkers Q₁ anzulegen. Dadurch wird eine negative Gleichspannungsrückkopplung erreicht. Der zweite Signalweg vom Emitteranschluß des emittergeerdeten Transistorverstärkers Q₂ führt über den Widerstand R₁₃ zur Erdung des Chip. Der dritte Signalweg vom Emitter des emittergeerdeten Transistorverstärkers Q₂ führt über die Leitungsinduktivität L₅, den Kondensator C₂ und den Dumpingwiderstand R₂₀ für die Resonanz zur externen Erdung.

Ein durch den ersten Verstärkungskreis 21 verstärktes Ausgangssignal wird vom Kollektor des emittergeerdeten Transistorverstärkers Q₂ über die Leitungsinduktivität L₆ zum Stift geführt, verläuft außerdem durch den externen dritten Filterkreis 23, um ein gewünschtes Signal herauszuziehen, und wird vom Stift über die Leitungsinduktivität L₅ zur Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ geführt. Eine feste Spannung wird über den Widerstand mit einem hohen Widerstandswert an die Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ angelegt. Der Kollektor des Emitterfolger-Transistors Q₃ ist über den Lastwiderstand R₁₉ mit der Leitung verbunden, an der die Spannung V_CC (etwa +12 V) liegt. Da die Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ fest an einem Potential liegt, das in Bezug auf einen Gleichstrom geregelt ist, wird der Emitter des Emitterfolger-Transistors Q₃ fest an ein Potential gelegt, das in Bezug auf einen Gleichstrom konstant ist. Der Emitter des Emitterfolger-Transistors Q₃ ist mit den Lastwiderständen R₁₁ und R₁₆ und gleichzeitig über die Leitungsinduktivität L₉ mit dem Stift verbunden, und schließlich über den vierten Filterkreis 25 geerdet, der außerhalb der integrierten Schaltung vorgesehen ist. Der Emitter des Emitterfolger-Transistors Q₃ kann somit in Bezug auf eine gewünschte Frequenz auf eine niedrige Impedanz eingestellt werden.

Die Fig. 8A und 8B zeigen eine andere beispielhafte Ausführungsform des vierten Filterkreises 25. Hiernach wird die an die Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ angelegte konstante Spannung durch die geregelte Spannungsquelle 24 erzeugt, die den Widerstand R₅ und die Transistoren Q₄ bis Q₇ aufweist. Durch die Anwendung der Zenerspannung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors Q₄ wird das Potential durch die drei Transistoren Q₅ bis Q₇ vergrößert, von denen jeder dadurch als Diode verwendet wird, daß sein Kollektor und seine Basis miteinander verbunden werden. Das sich ergebende Potential wird an die Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ angelegt. An die Basis des Emitterfolger-Transistors Q₃ wird auch eine Vorspannung von der Versorgungsquelle V_CC über den Widerstand R₁₇ angelegt. Das geregelte Potential wird über den Widerstand R₁₈, der einen hohen Widerstandswert aufweist, an die Basiss des Emitterfolger-Transistors Q₃ angelegt. Das Signal wird vom Kollektor des Emitterfolger-Transistors Q₃ aus über die Leitungsinduktivität L₁₀, den Stift und den Kondensator C₃ an den Ausgang geführt, der für die Verbindung mit einer externen Einrichtung vorgesehen ist.

Bei dieser Ausführungsform des Verstärkers kann anstelle der Summe I₁=J₃+J₄ des durch die Transistorverstärker Q₁ und Q₂ der Fig. 2 fließenden Stromes, die Summe des durch die Transistorverstärker Q₁ und Q₂ der Fig. 7 jeweils fließenden Stromes I₃ und I₄ auf einen Wert eingestellt werden, der höchstens der Summe I₃+I₄ der Ausführungsform nach Fig. 2 entspricht. In diesem Fall ist es, da der Strom I₃+I₄=I₁ durch den Emitterfolger-Transistor Q₃ fließt, verhältnismäßig leicht eine Verstärkung von wenigstens 10 dB durch den Emitterfolger-Transistor Q₃ zu erhalten. Es kann daher eine ausreichend große Verstärkung zusammen mit der Verstärkung des ersten Verstärkerkreises 21 erhalten werden. Bei dieser Ausführungsform des Verstärkers können somit im Vergleich zur Ausführung nach Fig. 2 die Vergrößerung der Verstärkung und die Verbesserung der Charakteristik infolge der Zunahme des durch den Emitterfolger-Transistor Q₃ fließenden Stromes erreicht werden, ohne daß der Strom und die Anzahl der Elemente vergrößert werden.

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild eines Konverters, der den Verstärker für ein Hochfrequenzsignal als ein erster Zwischenfrequenzverstärker eines Wandlers für CATV verwendet. Gemäß Fig. 9 wird ein über den Anschluß A eingegebenes Signal mit einem Signal von einem ersten Hilfs- bzw. Überlagerungsoszillator 32 in einem ersten Mischer 31 gemischt und einer Frequenzwandlung unterzogen, so daß es in ein erstes Zwischenfrequenzsignal (das im folgenden als ein erstes IF-Signal bezeichnet wird), beispielsweise in ein Signal in dem Frequenzband von 800 MHz bis 1 GHz umgewandelt wird. Das erste IF-Signal wird an einen Vorverstärker 2 angelegt. Der Vorverstärker 2 wird jedoch weggelassen, wenn in der nächsten Stufe ein Filter einen verringerten Verlust entwickelt. Ein Bandpaßfilter 34 dämpft ein Signal, das eine Frequenz aufweist, die nicht derjenigen des ersten IF-Signales entspricht. Das erste IF-Signal wird durch einen ersten IF-Verstärker 35 verstärkt. Der Verstärker gemäß Fig. 2 oder 7 kann als der erste IF-Verstärker verwendet werden. Das verstärkte Signal wird mit einem Signal von einem zweiten Hilfs- bzw. Überlagerungsoszillator 37 in einem zweiten Mischer 36 gemischt, so daß es in ein zweites Zwischenfrequenzsignal umgewandelt wird, das im folgenden als ein zweites IF-Signal bezeichnet wird. Im Falle eines Konverters wird das Signal in ein Signal umgewandelt, das eine Frequenz eines Kanales besitzt und durch den zweiten Verstärkerkreis verstärkt wird, um am Anschluß B ausgesendet zu werden.

In einem Tuner eines Konverters, der diese beiden Überlagerungsoszillatoren in einem Aufwärts/Abwärtssystem verwendet, tritt jedoch eine Bildstörung für die unten angeführten Frequenzen auf. Es ergibt sich jedoch insofern ein Vorteil, daß die Bildstörung durch Vergrößern der ersten Zwischenfrequenz dahingehend, daß die Bildfrequenz auf ein Frequenzband außerhalb derjenigen des Rundfunksignales eingestellt wird, verhindert werden kann, wenn der Außenband-Dämpfungsfaktor in dem Bandpaßfilter 34 unbefriedigend ist. Die Bildstörung tritt bei den folgenden Frequenzen auf:
Bei der Annahme, daß die
erste Zwischenfrequenz . . . f_i1, die
zweite Zwischenfrequenz . . . f_i2, die
Frequenz des Eingangssignales . . . f_d, die
Frequenz des ersten Überlagerungsoszillators . . . f_l1 und die
Frequenz des zweiten Überlagerungsoszillators . . . f_l2 sind,
wird, weil f_l1=f_d+f_i1 und f_l2-f_i2 gelten, f_l1-f_d=f_i1 in dem ersten Mischer 31 beim normalen Betrieb erhalten, während sich f_i1-f_l2-f_i2 aus dem zweiten Mischer 36 ergibt. Dadurch wird das Eingangssignal f_i2 erhalten. Unter diesen Umständen wird, wenn das Bildsignal, nämlich f_d+2f_i2 eingegeben wird:

f_l1-(f_d+2f_i2)=(f_i1+f_d)-(f_d+2f_i2)=f_i1-2f_i2

in dem ersten Mischer 31 erhalten, und ergibt sich dann, wenn dieses Signal an den zweiten Mischer 36 angelegt wird:

f_l2-(f_i1-2f_i2)=(f_i1-f_i2)-(f_i1-2f_i2)=f_i2

Dies bedeutet, daß das die Bildfrequenz aufweisende Signal auch als f_i2 in dem Ausgangsmaterial erscheint. Dies führt dazu, daß die Bildstörung auch auftritt.

Die in Fig. 10 dargestellte Schaltung löst jedoch dieses Problem. Gemäß Fig. 10 ist ein Trapkreis 39 bzw. ein Sperr- oder Trennkreis zwischen den zweiten IF-Verstärker und den zweiten Mischer 36 eingeschaltet, um die Bildstörung zu verhindern. Der Bildtrapkreis 39 ist zwischen den IF-Verstärker 35 und den zweiten Mischer 36 geschaltet und beseitigt das Signal, das die Frequenz aufweist, die gleich f_i1-2f_i2 ist.

Die Fig. 11 zeigt ein konkretes Schaltbild des Hauptbereiches der Fig. 10. Hiernach weist ein Bandpaßfilter 34 eine Einrichtung für akustische Oberflächenwellen auf und entwickelt die Charakteristik gemäß Fig. 13. Der Bildtrapkreis 39 wird von einem Widerstand R₃₉, einem Kondensator C₃₉ und einer Induktivität L₃₉ gebildet. Der Trapkreis 39 ist mit dem zweiten Mischer 36 vom Differenzialtyp in der nächsten Stufe verbunden.

Über die Kapazität des Kondensators C₃₉, die Kapazität des Kondensators C₄₀ und den Impedanzwert der Induktivität L₃₉, C₃₉, C₄₀ bzw. L₃₉ ergeben sich der Serienresonanzpunkt ω₁ und der Parallelresonanzpunkt ω₀ folgendermaßen:

und

Hierüber ergibt sich die Sperrcharakteristik gemäß Fig. 12 Wenn ω₁=2π(f_i1-2f_i2) und ω₀=f_i1 eingestellt werden, wird der Serienresonanzsprung in Bezug auf die Bildfrequenz erhalten, während die Parallelresonanz in Bezug auf die erste Zwischenfrequenz f_i1 hervorgerufen wird. Dies bedeutet, daß die erste Zwischenfrequenz f_i1 durch die Signalleitung laufen kann.

Außerdem wird, wenn ein Trenn- bzw. Sperr- oder Trapkreis gemäß der in Fig. 14a dargestellten Schaltung zwischen die Signalleitung und die Erdung bzw. die Masseleitung geschaltet wird, und wenn die Konstanten so ausgewählt werden, daß der Reihenresonanzpunkt ω₁=f_i1-2f_i2 und der Parallelresonanzpunkt ω₀ zwischen ω₂ (f_i2) und ω₁ eingestellt werden, die Sperrung für die Bildfrequenz ausgeführt und Trapkreis wird bei einer Frequenz leitend, die die Bildfrequenz überschreitet. Die erste Zwischenfrequenz f_i1 läuft daher durch die Signalleitung. Für eine niederfrequente zweite Zwischenfrequenz f_i2 ist, obwohl der Trapkreis leitend ist, die Impedanz niedrig. Das Signal wird daher mit der zweiten Zwischenfrequenz f_i2 über den Trapkreis zur Erdung geleitet. Folglich kann für den zweiten Mischer 36, der in die nächste Stufe geschaltet ist, das Bildfilter, das gewöhnlich f_i2 dämpft, gleichzeitig gestaltet bzw. ausgebildet werden. Außerdem kann, wenn der erste JF-Verstärker 35 und der zweite Mischer 36 in einer integrierten Schaltung vorgesehen werden, und wenn der Mischereingang über einen Stift der integrierten Schaltung herausgeführt wird, ein Trap gebildet werden.

Claims

1. Verstärker für ein Hochfrequenzsignal

- mit einer integrierten Schaltung, die zwei Stufen emittergeerdeter Transistorverstärker (Q₁, Q₂) enthält, die durch einen Widerstand (R₁₂) oder eine Drosselspule gleichstrommäßig gekoppelt sind,
- mit die integrierte Schaltung mit einer Vielzahl von Anschlüssen verbindenden Verbindungsleitungen, die Leitungsinduktivitäten enthalten, wobei ein Ausgangsanschluß des Verstärkers vom Kollektor des emittergeerdeten Transistorverstärkers der zweiten Stufe gebildet wird, und
- mit einem ersten und einem zweiten Filterkreis (11 bzw. 12),
- - wobei der Emitter des emittergeerdeten Transistorverstärkers (Q₂) der zweiten Stufe über einen Emitterwiderstand mit einer externen Erdung und über eine Verbindungsleitung mit einem Ende des ersten Filterkreises (11) verbunden ist,
- - wobei das andere Ende des ersten Filterkreises (11) an die externe Erdung angeschaltet ist,
- - wobei der zweite Filterkreis (12) über Verbindungsleitungen an den beiden Enden des Widerstandes (R₁₂) oder der Drosselspule angeschaltet ist, und
- - wobei der erste und der zweite Filterkreis (11, 12) in Verbindung mit den Leitungsinduktivitäten jeweils eine niedrige Impedanz bei einem bestimmten Frequenzbereich darstellen.

2. Verstärker für ein Hochfrequenzsignal

- mit einer integrierten Schaltung, die zwei Stufen emittergeerdeter Transistorverstärker (Q₁, Q₂), die gleichstromgekoppelt sind, und einen Emitterfolger-Transistor (Q₃) enthält, der eine konstante Gleichspannung an die emittergeerdeten Transistorverstärker (Q₁, Q₂) legt,
- mit die integrierte Schaltung mit einer Vielzahl von Anschlüssen verbindenden Verbindungsleitungen, die Leitungsinduktivitäten enthalten, wobei ein Ausgangsanschluß des Verstärkers vom Kollektor des Emitterfolger-Transistors (Q₃) gebildet wird, und
- mit einem ersten und einem dritten Filterkreis,
- - wobei der Emitter des emittergeerdeten Transistorverstärkers (Q₂) der zweiten Stufe über einen Emitterwiderstand mit einer externen Erdung und über eine Verbindungsleitung mit einem Ende des ersten Filterkreises (11)verbunden ist,
- - wobei das andere Ende des ersten Filterkreises (11) an die externe Erdung angeschaltet ist,
- - wobei der Kollektor des emittergeerdeten Transistorverstärkers (Q₂) der zweiten Stufe über eine Verbindungsleitung mit einem Ende des dritten Filterkreises (23) verbunden ist,
- - wobei die Basis des Emitterfolger-Transistors über eine Verbindungsleitung mit dem anderen Ende des dritten Filterkreises (23) verbunden ist, und
- - wobei der erste und der dritte Filterkreis (11 bzw. 23) in Verbindung mit den Leitungsinduktivitäten jeweils eine niedrige Impedanz bei einem bestimmten Frequenzbereich darstellen.

3. Verstärker für ein Hochfrequenzsignal nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Filterkreis (25) vorgesehen ist, mit dessen einem Ende der Emitter des Emitterfolger-Transistors (Q₃) verbunden ist und dessen anderes Ende zu der externen Erdung geschaltet ist, und daß der vierte Filterkreis (25) eine niedrige Impedanz bei einem bestimmten Frequenzbereich mit der Induktivität der Verbindungsleitung darstellt.

4. Verstärker für ein Hochfrequenzsignal nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Sperrkreis zur Vermeidung einer Bildstörung mit dem Ausgangsanschluß des Verstärkers verbunden ist.