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Die
Erfindung betrifft eine Ausgangsstufe für Verstärker, die einen ersten und
einen zweiten Transistor umfasst, die jeweils einen Polarisationsanschluss,
einen Referenzanschluss und einen Übertragungsanschluss aufweisen,
wobei die Hauptstrombahnen der besagten Transistoren zwischen einem
ersten und einem zweiten Versorgungsanschluss liegen, wobei ein
Zwischenknoten zwischen den besagten Strombahnen einen Ausgang der
Ausgangsstufe bildet, der Polarisationsanschluss des ersten Transistors
mit einem Ausgang des Verstärkers
und der Polarisationsanschluss des zweiten Transistors über einen
Polarisationsschaltkreis mit einem Eingang des Verstärkers verbunden
sind.
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Der
Einsatz solcher Ausgangsstufen ist in der Industrie der integrierten
Schaltkreise üblich.
Ihr Vorteil besteht in der Verstärkung
eines am Ausgang des Verstärkers
vorhandenen Signals, wobei der Energieverlust gering ist. Die bekannte
Ausgangsstufe weist jedoch einen schwerwiegenden Nachteil auf, der
auftritt, wenn der zweite Transistor in den Sättigungszustand übergeht.
In diesem Zustand weist der zweite Transistor einen parasitären Transistor
auf, dessen Leitfähigkeitstyp
dem Leitfähigkeitstyp
dieses zweiten Transistors entgegengesetzt ist, wobei die Polarisations-,
Referenz- und Übertragungsanschlüsse dieses
parasitären
Transistors jeweils durch den Übertragungsanschluss,
den Polarisationsanschluss und das Substrat des zweiten Transistors
gebildet werden. Da sich der zweite Transistor im Sättigungszustand
befindet, nimmt er an seinem Polarisationsanschluss einen sogenannten
Polarisationsstrom auf, welcher über
die Hauptstrombahn des parasitären
Transistors in Richtung des Substrats verläuft. Ist die Impedanz des Polarisationsanschlusses des
zweiten Transistors schwach, so begrenzt nichts die Höhe des Polarisationsstroms,
was tatsächlich der
Fall bei den bekannten Ausgangsstufen ist, bei denen der Polarisationsanschluss
des zweiten Transistors mit dem Eingang des Verstärkers verbunden ist,
dessen entsprechende Impedanz notwendigerweise schwach ist. Diese
Verbindung erfolgt entweder direkt oder über einen Polarisationsschaltkreis, der
eine Diode aufweisen kann, welche über die Hauptsrombahn eines
Transistors mit einem Versorgungsanschluss verbunden ist, wobei
der Polarisationsanschluss des besagten Transistors mit einem Eingang
des Verstärkers
verbunden ist und wobei die Impedanz des Polarisationsschaltkreises
auf keinen Fall ausreicht, um den Polarisationsstrom des zweiten
Transistors zu begrenzen. Da der Wert dieses Polarisationsstroms
aufgrund der schwachen Impedanz des Polarisationsanschlusses des
zweiten Transistors nicht begrenzt ist, ergibt sich daraus die Einleitung
eines starken parasitären
Stroms in das Substrat, welcher die Gefahr einer Beeinträchtigung der
Funktion der Gesamtheit der im integrierten Schaltkreis, an der
Oberfläche
des Substrats befindlichen Komponenten oder sogar der Beschädigung des
besagten Schaltkreises in sich birgt. Wenn demnach der zweite Transistor
aus dem Sättigungszustand
heraustritt, um unter dem Einfluss einer Spannungserhöhung am
Ausgangsanschluss der Stufe erneut in die lineare Arbeitsweise einzutreten,
so erzeugt das notwendige Ableiten der großen Menge von in den Referenzanschluss
des zweiten Transistors kumulierten Ladungen einen Stromimpuls im Kollektor
des besagten Transistors, wobei der parasitäre Transistor verschwunden
ist. Dabei sind jedoch die Versorgungsanschlüsse des integrierten Schaltkreises
durch Drähte
mit Stiften verbunden, die an einem den integrierten Schaltkreis
umgebenden schützenden
Gehäuse
angebracht sind, wobei diese Stifte die elektrischen Verbindungen
zwischen dem integrierten Schaltkreis und außerhalb des Gehäuses liegende
Komponenten sicherstellen. Diese Drähte weisen eine eigene Induktivität auf, die,
wenn sie einem Stromimpuls unterliegen, eine sehr hohe Spannungsspitze
erzeugen kann, welche zerstörerisch wirken
oder zumindest die Spannung der Versorgungsanschlüsse und
somit die Funktion des gesamten integrierten Schaltkreises stören kann.
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JP 56 056014 A beschreibt
einen Verstärkerschaltkreis.
In diesem Schaltkreis wird die gleichzeitige Leitungsfähigkeit
der Ausgangstransistoren in einer oberen und einer unteren Stufe
durch den Anstieg einer minimalen Ausgangsspannung oberhalb der
Sättigungsspannung
zwischen Kollektor und Emitter eines „Nachstufen-Transistor" genannten Transistor
unter den Ausgangstransistoren der unteren Stufe eliminiert.
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Ziel
der hier vorliegenden Erfindung ist es, den oben beschriebenen Nachteilen
entgegenzuwirken, durch Bereitstellung einer Ausgangsstufe, in welcher
der Wert des Polarisationsstromes des zweiten Transistors gesteuert
wird, wenn sich der besagte Transistor im gesättigten Zustand befindet, wobei diese
Steuerung unwirksam wird, wenn der zweite Transistor sich im linearen
Arbeitszustand befindet.
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US-A5 545 918 beschreibt
einen integrierten Schaltkreis, der einen in einer Halbleiterschicht
gebildeten bipolaren Transistor umfasst. Dieser bipolare Transistor
empfängt
einen Betätigungsstrom
an einem Referenzanschlussterminal. Mit diesem bipolaren Transistor
hängen
ein erster und ein zweiter parasitärer Transistor zusammen. Der
zweite parasitäre Transistor
wird erst nach dem Aktivwerden des ersten parasitären Transistors,
und nachdem der Betätigungsstrom
einen vorgegebenen Wert erreicht hat, aktiv. Der integrierte Schaltkreis
umfasst Mittel zum Vermeiden des Anstieges des Betätigungsstromes oberhalb
des besagten vorgegebenen Wertes. Diese Mittel werden erst dann
betriebsfähig,
wenn der zweite parasitäre
Transistor aktiv wird.
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In
dem beigefügten
Anspruch 1 wird eine Ausgangsstufe nach der Erfindung definiert.
In dieser Ausgangsstufe bewirkt der Eintritt des zweiten Transistors
in den Sättigungszustand
eine starke Zunahme der Impedanz seines Polarisationsanschlusses. Das
Vorhandensein dieser starken Impedanz ermöglicht es, den Wert des Polarisationsstromes
so lange zu begrenzen, bis der zweite Transistor wieder in den linearen
Betriebszustand eintritt.
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In
Anspruch 2 wird eine Ausführung
definiert, bei der die Information, mit der das Eintreten des zweiten
Transistors in den Sättigungszustand
angezeigt wird, sich in Form eines Stromes bemerkbar macht, d. h.,
eine Form, die leicht zu nutzen ist. Wie nachfolgend erläutert, ermöglicht diese
Ausführung das
Verwenden einfacher und somit preiswerter Strukturen für die Module
zum Erfassen und zum Anpassen der Impedanz.
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In
Anspruch 3 wird eine dank ihrer Einfachheit vorteilhafte Ausführung definiert,
wobei die alleinige Gegenwart eines Erfassungsstromes eine Diode
in den Durchlasszustand versetzt, wodurch das Impedanzanpassungsmodul
aktiviert wird, was eine Begrenzung des Polarisationsstromes des
zweiten Transistors ermöglicht.
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Anspruch
4 betrifft eine Struktur, die eine einfache und preiswerte Einstellung
des Schwellenwertes ermöglicht,
oberhalb derer der Polarisationsstrom als repräsentativ für das Übergehen des zweiten Transistors
in den Sättigungszustand
angesehen wird. Übersteigt
nämlich
der Wert des besagten Polarisationsstromes den Wert der Differenz
zwischen den Werten der von der zweiten und dritten Stromquelle
abgegebenen Ströme,
so wird der Ausgang des Erfassungsmoduls einen negativen Erfassungsstrom
erzeugen, d. h., der besagte Wert ruft von außen einen Strom auf, dessen
Wert in etwa der Differenz zwischen dem Polarisationsstrom des zweiten Transistors
und dem Wert des von der zweiten Stromquelle abgegebenen Stroms
gleicht.
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Wenngleich
diese Erfindung in alle Arten von Vorrichtungen einsetzbar ist,
die eine Verstärkung benötigen, so
ist ihr Einsatz besonders bei Auswahlvorrichtungen für funkelektrische
Signale, wie man sie üblicherweise
in Fernseh- oder Funktelefongeräten
findet, von Vorteil. Die Erfindung betrifft somit ebenfalls eine
Auswahlvorrichtung für
funkelektrische Signale, die folgendes umfasst:
- – ein Antennen-
und Filtersystem, das ausgebildet ist, ein elektronisches Signal
mit einer Funkfrequenz genannten Frequenz über einen Ausgang zu liefern,
wobei dieses Signal für
das gewählte Funksignal
repräsentativ
ist,
- – einen
Schwingkreis, der ausgebildet ist, ein Ausgangssignal zu liefern,
dessen Schwingungsfrequenz genannte Frequenz einstellbar ist,
- – eine
Mischerstufe, welche ausgebildet ist, die Ausgangssignale des Schwingkreises
und des Filterantennensystems zu empfangen und ein Ausgangssignal
zu liefern, dessen Frequenz der Differenz zwischen der Funkfrequenz
und der Schwingungsfrequenz gleicht und,
- – einen
Verstärker,
der ausgebildet ist, das Ausgangssignal der Mischerstufe zu verstärken,
wobei
der Verstärker
eine Ausgangsstufe nach Anspruch 1 aufweist.
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Dank
der Ausgangsstufe nach der Erfindung lässt es sich vermeiden, dass
sich starke parasitäre Ströme mit der
Zwischenfrequenz im Substrat ausbreiten, was die Schwingfrequenz ändern und
somit der Genauigkeit der von der Vorrichtung ausgeübten Auswahl
abträglich
sein könnte.
Darüber
hinaus wäre ein
derartiger parasitärer
Strom die Ursache einer Frequenzverschiebung, welche die Verarbeitung
des aus der Auswahlvorrichtung kommenden Signals stören würde. Solche Beeinträchtigungen
würden sich
zuletzt für
den Benutzer des Gerätes,
in dem die Auswahlvorrichtung eingesetzt ist, bemerkbar machen und
würden
bei dem besagten Benutzer eine Unbequemlichkeit hervorrufen, die
so gering wie möglich
gehalten werden soll, was dank der hier vorgestellten Erfindung
erreicht wird.
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Die
Erfindung wird besser anhand der Erläuterung einer nachfolgend als
nicht einschränkendes Beispiel
vorgestellten Beschreibung sowie bei Betrachtung der beigefügten Figuren
verständlich,
wobei:
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1 ein
Teilfunktionsschema darstellt, das eine Auswahlvorrichtung für Funksignale
beschreibt,
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2 ein
Funktionsschema darstellt, das einen Verstärker mit einer Ausgangsstufe
nach der Erfindung beschreibt,
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3 ein
elektrisches Schaltbild darstellt, das eine Ausgangsstufe nach einer
bevorzugten Ausführung
der Erfindung beschreibt.
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1 stellt
schematisch eine Vorrichtung zum Wählen von Funksignalen vor,
die Folgendes umfasst:
- – ein Antennen- und Filtersystem
AF, das ausgebildet ist, ein elektronisches Signal Vr mit einer Funkfrequenz
Fr genannten Frequenz über
einen Ausgang zu liefern, wobei dieses Signal für das gewählte Funksignal repräsentativ
ist,
- – einen
Schwingkreis OSC, der ausgebildet ist, ein Ausgangssignal Vlo zu
liefern, dessen Schwingungsfrequenz genannte Frequenz Flo einstellbar
ist,
- – eine
Mischerstufe MX, welche ausgebildet ist, die Ausgangssignale des
Schwingkreises OSC und des Filterantennensystems zu empfangen und
an einem Ausgangsanschluss M ein Ausgangssignal Vm zu liefern, dessen
Zwischenfrequenz genannte, vorgegebene Frequenz Fi, der Differenz
zwischen der Funkfrequenz und der Schwingungsfrequenz Fr – Flo gleicht,
was üblicherweise
mit Hilfe eines Bandpassfilters realisiert wird, welches die besagte
Zwischenfrequenz Fi wählt,
und
- – einen
Verstärker
(AMP), der ausgebildet ist, das Ausgangssignal der Mischerstufe
MX zu verstärken
und ein aus dieser Verstärkung
sich ergebendes Ausgangssignal Vi zu liefern.
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Der
Verstärker
AMP ist mit einer Ausgangsstufe PPS vom Typ „push-pull" ausgestattet", die aus zwei Transistoren besteht,
deren Hauptstrombahnen in Serie zwischen einem ersten und einem
zweiten Versorgungsanschluss VCC und GND angebracht sind, wobei
der zwischen den besagten Transistoren liegende Zwischenknoten den
Ausgangsanschluss OUT der Auswahlvorrichtung bildet.
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2 zeigt
ein Funktionsschema, das die Ausgangsstufe des Verstärkers AMP
detaillierter darstellt und eine bessere Erfassung des von den bekannten
Ausgangsstufen gestellten technischen Problems ermöglicht.
Die Mischerstufe MX wird in Form ihres äquivalenten Thévenin-Generators
(Em, Rm) dargestellt, der zwischen dem Ausgangsanschluss M der Mischerstufe,
welcher auch den Eingang des Verstärkers AMP bildet und dem zweiten
Versorgungsanschluss GND angebracht ist. Die Ausgangsstufe umfasst
einen ersten und zweiten Transistor T1 und T2. In dem hier dargestellten
Beispiel sind der erste und zweite Transistor T1 und T2 bipolare
Transistoren des Typs NPN, deren Basen, Emitter und Kollektoren
jeweils Polarisationsanschlüsse,
Referenzanschlüsse
und Übertragungsanschlüsse bilden.
Die Hauptstrombahnen des ersten und des zweiten Transistors T1 und
T2 werden als Bahnen zwischen Übertragungsanschluss
und Referenzanschluss definiert, die in diesem Beispiel durch ihre
Kollektor-Emitter-Verbindungen
gebildet werden. Diese Hauptstrombahnen sind zwischen einem ersten
und einem zweiten Versorgungsanschluss VCC und GND angebracht, wobei
ein Zwischenknoten zwischen den besagten Strombahnen einen Ausgang
OUT der Stufe bilden. Der Referenzanschluss des ersten Transistors
T1 ist mit einem Ausgang des Verstärkers AMP verbunden, während der
Referenzanschluss des zweiten Transistors T2 mit dem Eingang des
Verstärkers
AMP über
einen Polarisationsschaltkreis BC verbunden ist. In diesem Beispiel
verbindet ein sogenannter Schleifenwiderstand R0 den Ausgangsanschluss
OUT der Stufe mit dem besagten Eingang des Verstärkers AMP. Die Funktion dieses
Schleifenwiderstandes besteht im Verbessern der Linearität der vom
Verstärker
AMP bewerkstelligten Verstärkung,
nach einem dem Fachmann wohl bekanntes Prinzip. Über die Hauptstrombahn des
zweiten Transistors T2 soll ein Strom IC fließen, während sein Referenzanschluss
einen Polarisationsstrom IB empfängt.
Wenn die Höhe
dieses Stromes auf einen ausreichenden Wert gestiegen ist, so tritt
der zweite Transistor T2 aus der linearen Funktionsweise aus, bei
welcher der Polarisationsstrom IB gleich IC/b ist, wobei b der Gewinn
des zweiten Transistors ist, um in den Sättigungszustand überzugehen.
Der zweite Transistor T2 weist dann einen parasitären Transistor PT2
mit einem zu dem zweiten Transistor T2 entge gengesetzten Leitfähigkeitstyps
auf, d. h., vom Typ PNP in diesem Beispiel, wobei der Polarisationsanschluss,
der Referenzanschluss und der Übertragungsanschluss
des parasitären
Transistors PT2 jeweils durch den Übertragungsanschluss, den Referenzanschluss
und das Substrat SUB des zweiten Transistors PT2 gebildet werden.
Da der zweite Transistor T2 gesättigt
ist, empfängt
er an seinem Referenzanschluss einen Polarisationsstrom IB, der über die
Hauptstrombahn des parasitären
Transistors PT2 zum Substrat SUB hin gerichtet ist. Ist die Impedanz der
Referenzanschluss des zweiten Transistors T2 schwach, so begrenzt
nichts den Wert des Polarisationsstroms IB, was tatsächlich bei
den bekannten Ausgangsstufen der Fall ist, bei denen der Referenzanschluss
des zweiten Transistors T2 mit dem Eingang des Verstärkers AMP
verbunden ist, dessen äquivalente
Impedanz notwendigerweise schwach ist, was im Falle dieses Beispiels
zwangsweise aufgrund des Schleifenwiderstandes R0 gilt. Ist die
Höhe des
besagten Polarisationsstromes IB aufgrund einer zu schwachen Impedanz
des Referenzanschlusses des zweiten Transistors T2 nicht begrenzt,
so folgt dadurch das Einleiten eines starken parasitären Stroms
IB in das Substrat SUB, was zu einer Beeinträchtigung der Funktion aller
Komponenten, die in der an der Oberfläche des Substrats SUB integrierten Auswahlvorrichtung
enthalten sind, oder gar zu einer Beschädigung der besagten Vorrichtung,
führen kann.
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3 ist
ein elektrisches Schema, das einen Polarisationsschaltkreis BC darstellt,
wie er in einer Ausgangsstufe nach einer bevorzugten Ausführung der
Erfindung vorhanden ist. Dieser Polarisationsschaltkreis umfasst:
- – ein
Erfassungsmodul DET zum Signalisieren des Eintretens des zweiten
Transistors T2 in einen Sättigungszustand
und,
- – ein
Impedanzanpassungsmodul IA, zum Zuordnen einer hohen Impedanz R1,
wenn es aktiviert ist, an den Polarisationsanschluss des zweiten Transistors
T2, wenn dieser Transistor in den Sättigungszustand eintritt.
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Das
Erfassungsmodul DET verfügt über Mittel,
um an einem Ausgang einen Erfassungsstrom genannten Strom Id1 zu
erzeugen, wenn der Wert des Stromes am Polarisationsanschluss IB
des zweiten Transistors T2 über
einen vorgegebenen Schwellenwert ansteigt, wobei der besagte Erfassungsstrom zum
Aktivieren des Impedanzanpassungsmoduls IA dient.
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Das
Impedanzanpassungsmodul IA umfasst einen dritten Transistor T3,
dessen Polarisationsanschluss über
einen Widerstand R1 mit dem Eingang des Verstärkers AMP verbunden ist, wobei
die Hauptstrombahn des dritten Transistors in Serie mit einer ersten
Stromquelle I1 zwischen dem ersten und zweiten Versorgungsanschluss
VCC und GND angeordnet ist, wobei der Referenzanschluss des dritten Transistors
T3 über
das Erfassungsmodul DET mit dem Polarisationsanschluss des zweiten
Transistors T2 verbunden ist, und wobei der Polarisationsanschluss
des dritten Transistors darüber
hinaus über eine
Diode D1 mit dem Ausgang des Erfassungsmoduls verbunden ist.
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Das
Erfassungsmodul DET umfasst einen vierten Transistor T4, dessen
Polarisationsanschluss mit dem Referenzanschluss des dritten Transistors T3
verbunden ist, dessen Übertragungs-
und Referenzanschluss jeweils über
zweite und dritte Stromquellen I2 bzw. I3 mit dem ersten und zweiten
Versorgungsanschluss VCC und GND verbunden sind, und wobei der Übertragungsanschluss
des vierten Transistors T4 den Ausgang des Erfassungsmoduls DET bildet
und der Referenzanschluss des besagten Transistors T4 mit dem Polarisationsanschluss
des zweiten Transistors T2 verbunden ist.
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Der
Generator (Ema, Rma) stellt dem zu der parallel zum Verstärker geschalteten
Mischerstufe äquivalenten
Thévenin-Generator
dar, wie vom Eingang M des besagten Verstärkers gesehen.
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Die
Funktion des Polarisationsschaltkreises BC lässt sich folgendermaßen beschreiben:
Wenn
der zweite Transistor T2 linear arbeitet, d. h., wenn IB = IC/b,
wobei b der Gewinn des zweiten Transistors T2 ist, so liegt die
Referenzanschlussimpedanz des besagten Transistors T2 in der Größenordnung
von einigen zehn Ohm, da sie in etwa der Impedanz des Referenzanschlusses
des vierten Transistors T4 gleicht. Der Polarisationsstrom IB liegt dann
in der Größenordnung
von hundert Mikroampere. Der Wert des von der zweiten Quelle I2
gelieferten Stroms wird in diesem Beispiel etwas höher gewählt, als
der Wert des von der dritten Stromquelle gelieferten Stroms: I2 – I3 = DI.
Diese Differenz DI stellt den vorgegebenen Schwellenwert dar, oberhalb von
welchem der Polarisationsstrom IB als repräsentativ für das Eintreten des zweiten
Transistors T2 in den Sättigungszustand betrachtet
wird. Wenn der Polarisationsstrom IB, unter dem Einfluss eines zunehmenden
Kollektorstroms IC, den vorgegebenen Schwellenwert DI überschreitet,
so wird die Diode D1 leitend, um dem Referenzanschluss des zweiten Transistors
T2 den überschüssigen Strom
zu liefern, den die zweite Stromquelle I2 nicht liefern kann. Anders
ausgedrückt,
erzeugt das Erfassungsmodul DET dann einen Erfassungsstrom Id1,
der das Impedanzanpassungsmodul IA aktiviert. Die unter dem Einfluss
des Erfassungsstroms Id1 leitend gewordene Diode D1 verbindet dann
nämlich
den Widerstand R1 mit dem Referenzanschluss des zweiten Transistors
T2 über
die Hauptstrombahn des vierten Transistors T4. Die Referenzanschlussimpedanz
des zweiten Transistors T2 wird dann in etwa dem Widerstand R1 gleich,
wobei dieser, wenn er groß genug
gewählt wurde,
das Begrenzen des Wertes des Polarisationsstromes IB und somit den
Wert des in das Substrat eingeleiteten parasitären Stroms ermöglicht.
Bei den bekannten Ausgangsstufen liegt der Wert des parasitären Stroms
in der Größenordnung
von zehn Milliampere. Wählt
man für
den Widerstand R1 einen Wert in der Größenordnung des Kiloohms, wobei
die Abmessungen der Komponenten und die Versorgungsspannung vergleichbar
sind, so kann der parasitäre
Strom auf einen Wert in der Größenordnung
eines Milliampere begrenzt werden, was eine Reduzierung um einen
Faktor 10 bedeutet. Fällt
der Polarisationsstrom IB unterhalb des vorgegebenen Schwellenwertes
DI ab, so ist die zweite Stromquelle I2 wieder in der Lage, die
Gesamtheit des Polarisationsstromes IB zu liefern, und das Erfassungsmodul
DET zeigt durch Unterbrechen des Erfassungsstroms Id1 an, dass der
zweite Transistor T2 in den linearen Arbeitsbereich eintritt. Die
Diode D1 geht dann in den Sperrzustand über und das Impedanzanpassungsmodul
IA wird deaktiviert. Das Impedanzanpassungsmodul IA übt demnach
keinen bedeutenden Einfluss auf die Funktion des Polarisationsschaltkreises
BC aus, wenn der zweite Transistor T2 linear arbeitet.
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Es
ist selbstverständlich,
dass, obwohl im oben beschriebenen Ausführungsbeispiel, die in der Ausgangsstufe
befindlichen Transistoren bipolar sind, es andere Ausführungen
geben kann, bei denen Feldeffekttransistoren eingesetzt werden,
deren Gitter, Drains und Sourcen dann die Polarisations-, Übertragungs-
und Referenzanschlüsse
bilden.