DE19620839C2 - Operationsverstärker - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Operationsverstärker
gemäß Oberbegriff der Patentansprüche 1, 11 bzw. 12.
Aus der US 5,144,259 ist eine Verstärkerschaltung bekannt, die
ein Differenztransistorpaar und eine Stromspiegelschaltung
aufweist. Die bekannte Verstärkerschaltung ist zur Verwendung
in einem integrierten Bauelement vorgesehen. Die Schaltung
wird für einen Gegentaktverstärker eingesetzt, bei welchem die
Transistoren der Differenztransistorstufe nicht in die Sätti
gung getrieben werden. Wird an den Eingang der bekannten Ver
stärkerschaltung ein digitales Eingangssignal angelegt, das
aufgrund eines hochfrequenten Rauschens verzerrt ist, so ist
es nicht möglich, am Ausgang der Verstärkerschaltung ein
Signal auszugeben, das für die Unterdrückung des Rauschens mit
einfachen Mitteln geeignet ist.
Aus der Treiberschaltung nach US 4,713,625 ist es bekannt, zur
Erzielung einer hohen Verstärkung eines Operationsverstärkers
eine sogenannte Miller-Kapazität zwischen die Steuerelektrode
und die stromführende Elektrode des den Ausgang des Opera
tionsverstärkers bildenden Transistors zu schalten. Hierdurch
wird die Frequenzstabilität erhöht, wodurch die Verluste des
Operationsverstärkers verringert werden. Bei genügend hohen
Frequenzen eines Eingangssignals, die eine mittels der Kon
densatorimpedanz einstellbare Grenzfrequenz überschreiten,
wirkt der Kondensator als Kurzschluß. Der Ausgangstransistor
des Operationsverstärkers bildet dann eine Diode. Die erzielte
Verstärkung ist damit weitgehend unabhängig von der Frequenz
des Eingangssignals.
Die integrierte Verstärkerschaltung nach DE 24 42 846 A1
greift ebenfalls auf ein Differenztransistorpaar und eine
Stromspiegelschaltung sowie einen Kondensator zwischen der
Steuerelektrode und der stromführenden Hauptelektrode eines am
Ausgang angebrachten Transistors zurück. Um eine geringe
Kapazität des Kondensators bei Aufrechterhaltung der Stabi
lität der Verstärkerschaltung zu gewährleisten, müssen jedoch
Dioden in die Emitterzweige der Transistoren des Differenz
transistorpaares eingefügt werden. Derartige zusätzliche
Bauelemente führen jedoch zu höheren Kosten und erhöhen die
Verlustleistung der Schaltungsanordnung.
Die JP 60-70806 A betrifft einen Differenzverstärker mit einer
Differenzeingangsstufe Q1, Q2. Diese ist direkt mit einem
Stromspiegel Q3, Q4 gekoppelt. Der Transistor Q2 der Refe
renzeingangsstufe liegt nicht auf einer Referenzspannung,
sondern unmittelbar auf Massepotential. Unter Beachtung des
Transistors Q5 muß davon ausgegangen werden, daß die Tran
sistoren Q2 und Q3 im wesentlichen vom gleichen Strom durch
flossen werden. Die zwischen Basis und Emitter des Transistors
Q6 geschaltete Anordnung aus einem Widerstand und einer Kapa
zität wirkt nicht unmittelbar rauschreduzierend. Weiterhin ist
davon auszugehen, daß der Treiberkreis nach JP 60-70806 A in
Verbindung mit einer weiteren Konstantstromquelle das Lade-
und Entladeverhalten einer an den Ausgangsanschluß ange
schlossenen parasitären Kapazität bestimmt.
Ausgehend vom vorgenannten Stand der Technik liegt der Erfin
dung die Aufgabe zugrunde, einen weiterentwickelten Opera
tionsverstärker anzugeben, mit dem auf einfache Weise eine
Reduzierung eines einem digitalen Eingangssignal überlagerten
Rauschens ermöglicht wird und welcher als integrierte Schal
tung ausführbar ist.
Die Lösung der Aufgabe der Erfindung gelingt mit einem Gegen
stand, wie er in den unabhängigen Ansprüchen 1, 11 und 12
definiert ist. Gemäß der Erfindung wird durch geeignete Ver
schaltung des Differenztransistorpaares und der Stromspiegel
schaltung in Kombination mit dem ersten und zweiten Mittel zum
Zuführen eines gleichbleibenden Stromes und dem kapazitiven
Element auf einfachem Weise ein Operationsverstärker geschaf
fen, der das gewünschte rauschreduzierende Verhalten aufweist.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerelektrode
des zweiten Transistors des Differenztransistorpaares mit dem
Ausgang des Operationsverstärkers verbunden. Die Steuerelek
trode des zweiten Transistors des Differenztransistorpaares
entspricht daher dem invertierenden Eingang des Operations
verstärkers, der in diesem Fall mit dem Ausgang verbunden ist.
Gemäß dieser Ausführungsform ist der Operationsverstärker als
Spannungsfolger ausgebildet.
Bei einer weiteren Ausführungsform wird die Steuerelektrode
des zweiten Transistors des Differenztransistorpaares und
damit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
eine Bezugsspannung zugeführt.
Mittels der Anordnung des kapazitiven Elementes und der ersten
und zweiten Mittel zum Zuführen eines gleichbleibenden Stromes
ist es möglich, die Durchlaufgeschwindigkeit des Operations
verstärkers einzustellen. Dadurch kann ein dem digitalen Ein
gangssignal überlagertes hochfrequentes Rauschen unterdrückt
werden, wenn die Frequenz des hochfrequenten Rauschens eine
die Durchlaufgeschwindigkeit bestimmende, mit den oben ge
nannten Mittel einstellbare Frequenz übersteigt.
Die Erfindung soll nachstehend anhand von Ausführungsbeispie
len sowie unter Zuhilfenahme von Figuren näher erläutert
werden.
In den Zeichnungen zeigt:
Fig. 1 einen Operationsverstärker gemäß einem ersten Ausfüh
rungsbeispiel;
Fig. 2-6 jeweils ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
Operationsverstärkers;
Fig. 7 eine Digitalsignalübertragungsschaltung gemäß einem
siebten Ausführungsbeispiel;
Fig. 8 eine Digitalsignalübertragungsschaltung gemäß einem
achten Ausführungsbeispiel;
Fig. 9 eine Detailschaltung des in Fig. 8 gezeigten Operati
onsverstärkers;
Fig. 10, 11 und 12 jeweils ein weiteres Ausführungsbeispiel
einer Digitalsignalübertragungsschaltung;
Fig. 13 eine Impulsübersicht der Eingabe-Ausgabe-Beziehung
eines Operationsverstärkers, wenn in die in Fig. 1
dargestellte Schaltung impulsartiges Rauschen
eingegeben wird und
Fig. 14 eine Impulsübersicht der Eingabe-Ausgabe-Beziehung
eines Operationsverstärkers, wenn in die in Fig. 9
dargestellte Schaltung impulsartiges Rauschen einge
geben wird.
Fig. 1 zeigt einen Operationsverstärker gemäß einem ersten
Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem es sich genauer
gesagt um einen Operationsverstärker handelt, der eine
Mischung mit einem Stromrückkopplungs-Operationsverstärker und
einem Spannungsrückkopplungs-Operationsverstärker darstellt.
Dieser Operationsverstärker kann ein Signal unter Beseitigen
des dem eingegebenen digitalen Signal überlagerten Rauschens
übertragen. Ferner ist dieser Operationsverstärker für den
Einbau in eine integrierte Halbleiterschaltung geeignet. Mit
dem Operationsverstärker wird außerdem die Auswirkung des sich
momentan von hoch nach tief ändernden, dem eingegebenen Signal
überlagerten Rauschens selbst dann verringert, wenn er als
allgemeiner Operationsverstärker benutzt wird. Darüber hinaus
kann dieser Operationsverstärker als Rauschunterdrücker
schaltung verwendet werden.
In Fig. 1 ist die Basis eines PNP-Transistors Q1 mit einem
nichtinvertierten Eingangsanschluß (+) verbunden, und der
Kollektor ist geerdet. Eine Konstantstromquelle I1 ist
zwischen einen Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und den Emitter
des Transistors Q1 geschaltet und versorgt diesen mit gleich
bleibendem Strom i1. Diese Konstantstromquelle I1 weist einen
bipolaren Transistor auf, wie allgemein bekannt, und bildet
einen ersten Eingangspuffer in Kombination mit dem PNP-Tran
sistor Q1.
Ein PNP-Transistor Q6 hat die gleichen Eigenschaften wie der
PNP-Transistor Q1; seine Basis ist an einen Ausgangsanschluß
angeschlossen und sein Kollektor ist geerdet. Zwischen den
Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und den Emitter des Transistors
Q6 ist eine Konstantstromquelle I3 geschaltet, die dem Emitter
des PNP-Transistors Q6 gleichbleibenden Strom i3 zuführt.
Diese Konstantstromquelle I3, welche die gleichen Charakteri
stiken hat wie die Konstantstromquelle I1, weist einen bi
polaren Transistor auf, wie allgemein bekannt, und bildet
einen zweiten Eingangspuffer in Kombination mit dem PNP-
Transistor Q6.
Die Basis eines PNP-Transistors Q2, dem das in den Eingangs
anschluß (+) über den ersten Eingangspuffer eingegebene Signal
zugeführt wird, ist mit einem Emitter des PNP-Transistors Q1
verbunden, und der Kollektor ist geerdet. Die Basis eines PNP-
Transistors Q3, der mit dem Ausgangsanschluß (einem direkt mit
dem Ausgangsanschluß verbundenen Kehreingang) über den zweiten
Eingangspuffer gekoppelt ist und das Ausgangssignal empfängt,
ist mit dem Emitter des PNP-Transistors Q6 verbunden, und der
Emitter des PNP-Transistors Q3 ist mit dem Emitter des PNP-
Transistors Q2 verbunden. Dieser PNP-Transistor Q3 bildet
zusammen mit dem PNP-Transistor Q2 ein Differenztransistor
paar, wobei der Kollektor des PNP-Transistors Q3 als Aus
gangsknoten wirkt. Dieser Transistor Q3 hat die gleichen
Eigenschaften wie der PNP-Transistor Q2, und der Kollektor
strom des Transistors Q3, d. h. der Ausgangsstrom des Diffe
renztransistorpaares ist der gleiche wie der Kollektorstrom
des PNP-Transistors Q2, wenn an der Basis des Transistors Q3
und an der Basis des Transistors Q2 das gleiche Potential
anliegt.
Zwischen den Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und die Emitter
der PNP-Transistoren Q2 und Q3, die miteinander verbunden
sind, ist eine Konstantstromquelle I2 geschaltet, die den
Emittern der beiden Transistoren Q2 und Q3 gleichbleibenden
Strom i2 zuführt. Die Konstantstromquelle I2 weist bipolare
Transistoren auf, wie allgemein bekannt.
Mit dem Ausgangsknoten des Differenztransistorpaares, d. h. dem
Kollektor des PNP-Transistors Q3 ist der Kollektor eines NPN-
Transistors Q5 verbunden, dessen Basis mit seinem Kollektor
verbunden ist. Zwischen den Emitter des NPN-Transistors Q5 und
einen Erdungsknoten ist ein Widerstandselements R1 geschaltet.
Mit der Basis des NPN-Transistors Q5 ist die Basis eines NPN-
Transistors Q7 verbunden, der gemeinsam mit dem NPN-Transistor
Q5 eine Stromspiegelschaltung bildet, wobei der Kollektor des
NPN-Transistors Q7 als Ausgangsknoten wirkt. Diese Stromspie
gelschaltung hat ein Kollektorstromverhältnis von n : 1 zwischen
dem NPN-Transistor Q5 und dem NPN-Transistor Q7, was bedeutet,
daß der NPN-Transistor Q7 einen schwächeren Kollektorstrom von
1/n hat als der NPN-Transistor Q5. Zwischen den Emitter des
NPN-Transistors Q7 und einen Erdungsknoten ist ein Wider
standselement R2 geschaltet. Das ohmsche Verhältnis zwischen
den Widerstandselementen R1 und R2 beträgt 1 : n, mit anderen
Worten, das Widerstandselement R2 hat im Vergleich zum Wider
standselement R1 einen n-fachen Widerstandswert.
Zwischen den Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und den Kollektor
des NPN-Transistors Q7 ist eine Konstantstromquelle I4 ge
schaltet, die dem Kollektor des NPN-Transistors Q7 gleich
bleibenden Strom i4 zuführt. Diese Konstantstromquelle I4
weist bipolare Transistoren auf, wie allgemein bekannt, und
hat einen gleichbleibenden Strom i4, dessen Stromwert das
1/(2 n)-fache im Vergleich zum konstanten Strom i2 der Kon
stantstromquelle I2 ist, um einen unerwünschten Offset zu
vermeiden. Das Verhältnis zwischen dem konstanten Strom i4 und
dem konstanten Strom i2 wird erhalten als i2 = 2 × i2' = 2 × n
× i4.
Die Basis eines Transistors Q8 ist mit dem Ausgangsknoten der
Stromspiegelschaltung, d. h. dem Kollektor des NPN-Transistors
Q7 verbunden, und sein Kollektor mit dem Ausgangsanschluß,
während der Emitter geerdet ist. Zwischen den Stromzufuhrpo
tentialknoten Vcc und den Kollektor des Transistors Q8 ist
eine Konstantstromquelle I5 geschaltet, die dem Kollektor des
NPN-Transistors Q8 gleichbleibenden Strom i5 zuführt. Auch die
Konstantstromquelle I5 weist bipolare Transistoren auf, wie
allgemein bekannt.
Zwischen den Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung, d. h.
den Kollektor des NPN-Transistors Q7 und den Ausgangsanschluß,
d. h. den Kollektor des NPN-Transistors Q8 ist ein kapazitives
Element C1 geschaltet.
Nachfolgend soll die Arbeitsweise des so aufgebauten Operati
onsverstärkers näher erläutert werden. Zunächst wird der sta
bile Betrieb für den Fall erörtert, daß das Potential des
Eingangsanschlusses (+) das gleiche ist wie das des Ausgangs
anschlusses (d. h. der Basis des Transistors Q6). In diesem
Fall liegt an den Basen der das Differenztransistorpaar
bildenden PNP-Transistoren Q2 und Q3 Potential des gleichen
Wertes an, und die Kollektorströme der PNP-Transistoren Q2 und
Q3 sind gleich, d. h. als gleichbleibender Strom i2 wird
1/2-mal von der Konstantstromquelle I2 zugeführt.
Da der Kollektorstrom i2' des PNP-Transistors Q3 1/2 × i2 ist,
ist der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q5 auch 1/2 × i2,
und dann ist der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 1/2 ×
i2 × 1/n.
Da der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 und der von der
Konstantstromquelle I4 gelieferte, gleichbleibende Strom i4
beide das 1/(2 n)-fache des gleichbleibenden Stroms i2 sind,
führt die Konstantstromquelle I4 dem NPN-Transistor Q8 und dem
kapazitiven Element C1 keinen Strom zu, und es wird auch kein
Strom vom NPN-Transistor Q7 ausgegeben.
Aus diesem Grund bleibt der NPN-Transistor Q7 im gleichen Zu
stand. Mit anderen Worten, das Potential des Ausgangs bleibt
so erhalten wie es ist, ohne daß Ströme zu und aus dem Aus
gangsanschluß fließen.
Wenn bei diesem Zustand das Potential des Eingangsanschlusses
(+) plötzlich höher wird als das des Ausgangsanschlusses,
oder, anders ausgedrückt, wenn das eingegebene digitale Signal
plötzlich von tief nach hoch geht, arbeitet der Operations
verstärker wie folgt.
Die Potentialänderung von tief nach hoch am Eingangsanschluß
(+) wird über den ersten Eingangspuffer der Basis des PNP-
Transistors Q2 zugeleitet, die eine Seite des Differenz
transistorpaares darstellt. Folglich wird das Basispotential
des PNP-Transistors Q2 höher als das der Basis des PNP-Tran
sistors Q3, die Leitfähigkeit des PNP-Transistors Q2 wird
niedriger als die des PNP-Transistors Q3, dann wird der Kol
lektorstrom des PNP-Transistors Q2 kleiner als 1/2 × i2 (d. h.
1/2 × i2 - α), während der Kollektorstrom des PNP-Transistors
Q3 größer wird als 1/2 × i2 (d. h. 1/h × i2 + α), worin α die
Größe der Zunahme oder Abnahme des Stroms bezeichnet.
Da der Kollektorstrom i2' des PNP-Transistors Q3 (1/h × i2 +
α) ist, ist der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q5 auch
(1/h × i2 + α), und der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7
wird (1/h × i2 + α) x 1/n.
Da der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 1/h × i2 + α) ×
1/n wird, was um α/n größer ist als der von der Konstant
stromquelle I4 zugeführte gleichbleibende Strom i4, wird
dieser Differenzstrom α/n mit dem Strom kompensiert, der aus
der Basis des NPN-Transistors Q8 und dem kapazitiven Element
C1 bezogen wird.
Infolgedessen nimmt die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8
ab, dann steigt das Potential am Ausgangsanschluß, und
daraufhin fließt ein Teil des von der Konstantstromquelle I5
gelieferten gleichbleibendem Stroms i5 aus dem Ausgangsan
schluß. Mit zunehmendem Potential am Ausgangsanschluß wird
diese Potentialänderung über den zweiten Eingangspuffer an die
Basis des PNP-Transistors Q3 übertragen, der zum Differenz
transistorpaar gehört. Diese Operation wird so lange fortge
setzt, bis das Basispotential des PNP-Transistors Q3 den
gleichen Wert erreicht wie das des PNP-Transistors Q2.
Wenn das Basispotential der beiden Transistoren Q3 und Q2
gleich ist, ändert sich der Operationsverstärker zu dem oben
erläuterten Zustand, bei dem das Potential des Ausgangsan
schlusses sich dem des Eingangsanschlusses (+) angleicht, mit
anderen Worten, dem Potential des Eingangssignals, bei dem
kein Strom zu oder vom Ausgangsanschluß fließt. Wenn also das
Eingangssignal von tief nach hoch geht, wird am Ausgangsan
schluß ein digitales Signal ausgegeben, welches sich von tief
nach hoch ändert und eine gewünschte Durchlaufgeschwindigkeit
hat. Das bedeutet, daß das Eingangssignal als Ausgangssignal
übertragen wird.
Wenn andererseits bei Empfang des Eingangssignals am Ein
gangsanschluß das Potential am Eingangsanschluß (+) unter das
Potential des Ausgangsanschlusses sinkt, mit anderen Worten,
wenn das eingegebene digitale Signal von hoch nach tief geht,
arbeitet der Funktionsverstärker wie folgt. Die Potentialän
derung des Eingangsanschlusses (+) von hoch nach tief wird
über den ersten Eingangspuffer an die Basis des PNP-Transi
stors Q2 übertragen, der die eine Seite des Differenztransi
storpaares bildet. Folglich sinkt das Basispotential des PNP-
Transistors Q2 unter das Potential der Basis des PNP-Transi
stors Q3, und die Leitfähigkeit des PNP-Transistors Q2 steigt
über die des PNP-Transistors Q3 an. Aus diesem Grund wird der
Kollektorstrom des PNP-Transistors Q2 (1/2 × i2 + α), was um α
größer ist als 1/2 × i2, und der Kollektorstrom des PNP-Tran
sistors Q3 wird (1/2 × i2 - α), was um a kleiner ist als 1/2 ×
i2.
Da der Kollektorstrom i2' des PNP-Transistors Q2 (1/2 × i2 -
α) ist, ist der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q5 auch
(1/2 × i2 - α), und der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7
ist (1/2 × i2 - α) × 1/n.
Da der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 (1/2 × i2 - α) n
x i2 ist, ist der fließende Strom des NPN-Transistors Q7 um
α/n kleiner als der von der Konstantstromquelle I4 zugeführte
gleichbleibende Strom i4. Deshalb fließt dieser Differenzstrom
α/n von der Konstantstromquelle I4 in die Basis des NPN-Tran
sistors Q8 und in das kapazitive Element C1.
Hieraufhin steigt die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8,
das Potential des Ausgangsanschlusses nimmt ab, und Strom wird
aus dem Ausgangsanschluß entnommen. Diese Abnahme des Poten
tials am Ausgangsanschluß wird über den zweiten Eingangspuffer
an die Basis des PNP-Transistors Q3 übertragen, der eine Seite
des Differenztransistorpaares bildet. Der vorstehend genannte
Betrieb dauert so lange, bis das Basispotential des PNP-Tran
sistors Q3 das gleiche wird wie das des PNP-Transistors Q2.
Wenn beide Basispotentiale der Transistoren Q3 und Q2 gleich
sind, nimmt der Operationsverstärker den oben genannten Zu
stand an, bei dem das Potential am Ausgangsanschluß das glei
che wird wie das des Eingangsanschlusses (+), d. h. das Poten
tial des Eingangsignals, bei dem kein Strom zu oder vom Aus
gangsanschluß fließt. Wenn also das Eingangsignal von hoch
nach tief geht, wird am Ausgangsanschluß ein digitales Signal
ausgegeben, welches von hoch nach tief geht und eine ge
wünschte Durchlaufgeschwindigkeit hat. Das bedeutet, daß das
Eingangsignal als Ausgangsanschluß übertragen wird.
Wenn sich, wie oben beschrieben, das Eingangsignal von hoch
nach tief ändert, sinkt das Emitterpotential des PNP-Transi
stors Q2 zeitweilig ab, die Basis-Emitter-Strecke des PNP-
Transistors Q3 und diejenige des PNP-Transistors Q6 wird ge
sperrt, und der Sperrstrom fließt zeitweilig über PNP-Transi
stor Q3. Da dieser Sperrstrom über den PNP-Transistor Q2 zum
Erdungsknoten fließt, hat er keinen Einfluß auf die Strom
spiegelschaltung und den NPN-Transistor Q8, der der Ausgangs
transistor ist. Deshalb ändert sich die Spannung des Aus
gangsanschlusses von hoch nach tief in Abhängigkeit von der
Änderung des Eingangssignals von hoch nach tief.
Da der so aufgebaute Operationsverstärker Durchlaufgeschwin
digkeit haben kann, ist es möglich, ein Frequenzsignal, das
die vorherbestimmte Frequenz übersteigt, nicht auszugeben,
wenn dieses am Eingangsanschluß (+) anliegt. Damit wird
hochfrequentes Rauschen eliminiert.
Die Schaltgeschwindigkeit der PNP-Transistoren Q1, Q2, Q3 und
Q6 muß größer gemacht werden als die Durchlaufgeschwindigkeit,
wenn man eine niedrigere Grenzfrequenz erhalten will. Deshalb
sind bei dem Operationsverstärker gemäß diesem Aus
führungsbeispiel die gleichbleibenden Ströme i1, i2 und i3,
die von den Konstantstromquellen I1, I2 bzw. I3 geliefert
werden, so ausgelegt, daß sie die Schaltgeschwindigkeit der
PNP-Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q6 bezogen auf die Durchlauf
geschwindigkeit erhöhen.
Wenn außerdem n auf mehr als eins gesetzt ist im Stromspie
gelverhältnis n : 1 zwischen den Transistoren Q5 und Q7, die die
Stromspiegelschaltung bilden, kann der von der Konstantstrom
quelle I2 gelieferte gleichbleibende Strom i2 selbst dann
zunehmen, wenn sowohl der von der Konstantstromquelle I4
gelieferte gleichbleibende Strom i4 und die Grenzfrequenz
abnehmen. Auf diese Weise ist es möglich, die Schaltgeschwin
digkeit der PNP-Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q6 zu erhöhen.
Aus der obigen Erläuterung geht klar hervor, daß der Operati
onsverstärker das Signal unter Beseitigung des Rauschens aus
dem digitalen Signal übertragen kann. Mit anderen Worten, der
Operationsverstärker kann die Frequenz, die höher ist als ein
vorherbestimmter Wert aus dem in den Eingangsanschluß (+)
eingegebenen digitalen Signal entfernen und deshalb das Signal
als das digitale Ausgabesignal am Ausgangsanschluß ausgeben.
Ferner braucht der Operationsverstärker keinen Kondensator von
großer Kapazität. Außerdem kann dieser Operationsverstärker
sowohl als eine Digitalsignalübertragungsschaltung, die in
eine integrierte Halbleiterschaltung einbaubar ist, als auch
als Rauschunterdrückerschaltung benutzt werden. Bei diesem
Operationsverstärker hat die plötzliche Änderung des Ein
gangssignals von hoch nach tief bei der Eingabe keinerlei
Einfluß auf den Ausgangsanschluß.
Darüber hinaus kann der Operationsverstärker als Rauschfilter
oder Rauschunterdrückerschaltung eingesetzt werden, da er
nicht von dem Rauschen beeinflußt wird, welches dem in den
Eingangsanschluß (+) eingegebenen analogen Signal überlagert
ist. Damit kann das Ausgabesignal am Ausgangsanschluß
störungsfrei erhalten werden.
Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Opera
tionsverstärkers gemäß der Erfindung, bei dem im Vergleich zu
dem in Fig. 1 dargestellten Operationsverstärker die PNP-
Transistoren Q2, Q3 durch NPN-Transistoren ersetzt sind. Da
diese PNP-Transistoren durch NPN-Transistoren ersetzt sind,
sind weitere PNP-Transistoren in der Schaltung durch NPN-
Transistoren ersetzt, und die Stromquellen sind von der
Stromzufuhrseite zur Erdungsseite verlegt. Da dieser Aufbau
dem Fachmann geläufig ist, braucht er nicht näher erläutert zu
werden.
Da beim zweiten Ausführungsbeispiel das Differenztransistor
paar NPN-Transistoren aufweist, kann die erste und zweite
Eingangspufferschaltung des ersten Ausführungsbeispiels weg
gelassen werden. Die Basis des NPN-Transistors Q2 ist dann un
mittelbar mit dem Eingangsanschluß (+) verbunden, während die
Basis des NPN-Transistors Q3 unmittelbar mit einem
Ausgangsanschluß verbunden ist (einem Kehreingang).
Ein so aufgebauter Operationsverstärker arbeitet ebenso wie
der des ersten Ausführungsbeispiels und hat die gleiche Wir
kung. Die in Fig. 2 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichne
ten Elemente oder Teile haben die gleichen Funktionen wie in
Fig. 1.
Bei dem dritten Ausführungsbeispiel eines Operationsverstär
kers der vorliegenden Erfindung, wie er in Fig. 3 gezeigt ist,
sind die PNP-Transistoren Q2, Q3 aus Fig. 1 durch P-Kanal MOS-
Transistoren ersetzt, und die NPN-Transistoren Q5, Q7 und Q8
sind durch N-Kanal MOS-Transistoren ersetzt. In der gleichen
Weise weisen die Konstantstromquellen I2, I4 und I5 MOS-Tran
sistoren auf, wie allgemein bekannt.
Da bei diesem dritten Ausführungsbeispiel das Differenz
transistorpaar P-Kanal MOS-Transistoren aufweist, kann die
erste und zweite Eingangspufferschaltung aus dem ersten Aus
führungsbeispiel weggelassen werden, und die Basis des P-Kanal
MOS-Transistors Q2 ist unmittelbar mit dem Eingangsanschluß
(+) verbunden, während die Basis des P-Kanal MOS-Transistors
Q3 unmittelbar mit einem Ausgangsanschluß verbunden ist.
Der Operationsverstärker, der den oben beschriebenen Aufbau
hat, arbeitet auf die gleiche Weise wie das erste Ausfüh
rungsbeispiel und hat auch die gleiche Wirkung. Wiederum
bezeichnen die gleichen Bezugszeichen in Fig. 3 und Fig. 1 die
gleichen Teile oder Teile mit gleicher Funktion.
Fig. 4 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel eines Opera
tionsverstärkers, der sich von dem zweiten Ausführungsbeispiel
insofern unterscheidet, als im vierten Ausführungsbeispiel
MOS-Transistoren vorgesehen sind, während beim zweiten Aus
führungsbeispiel bipolare Transistoren verwendet sind. Mit
anderen Worten, die NPN-Transistoren Q2 und Q3 des Opera
tionsverstärkers gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel sind
durch N-Kanal MOS-Transistoren beim vierten Ausführungsbei
spiel ersetzt. Ebenso weisen die Konstantstromquellen I2, I4
und I5 MOS-Transistoren auf, wie allgemein bekannt.
Der wie vorstehend aufgebaute Operationsverstärker arbeitet
ebenso wie das zweite Ausführungsbeispiel und hat auch die
gleiche Wirkung wie das zweite Ausführungsbeispiel. Einander
entsprechende Teile oder Teile mit den gleichen Funktionen
sind in Fig. 4 und Fig. 2 mit den gleichen Bezugszeichen ge
kennzeichnet.
Fig. 5 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel eines Opera
tionsverstärkers, bei dem die in Fig. 1 gezeigten PNP-Tran
sistoren Q2 und Q3 durch eine Vielzahl von PNP-Transistoren
ersetzt sind (zum Beispiel vier PNP-Transistoren), die
parallelgeschaltet sind und von denen jeder die gleiche
Charakteristik hat wie gemäß Fig. 1. Der Kollektor eines der
parallelen PNP-Transistoren Q3 ist mit dem Kollektor des NPN-
Transistors Q5 als Ausgangsknoten des Differenztransistor
paares verbunden, und die übrigen Kollektoren der anderen PNP-
Transistoren sind geerdet. Im übrigen sind alle Teile gleich
wie beim ersten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1.
Folge dieses Aufbaus ist es, daß für den Fall, daß die Poten
tiale sowohl des Eingangsanschlusses (+) und des Ausgangs
anschlusses gleich sind, d. h. die Arbeitsweise des Opera
tionsverstärkers stabil ist, die Kollektorströme der paralle
len PNP-Transistoren Q2 und Q3 gleich sind, d. h. das 1/2-fache
des von der Konstantstromquelle I2 zugeführten, gleichblei
benden Stroms i2. Da in jedem der PNP-Transistoren, die den
parallelgeschalteten PNP-Transistor Q3 ausmachen, äquivalenter
Strom fließt, ist der Kollektorstrom i2' eines PNP-Transistors
der parallelgeschalteten Transistoren des PNP-Transistors Q3,
der mit dem Kollektor des NPN-Transistors Q5 verbunden ist,
ein Viertel des 1/2 × i2 beim fünften Ausführungsbeispiel.
Deshalb wird auch der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q5
1/2 × i2 × 1/4, und dann wird der Kollektorstrom des NPN-Tran
sistors Q7 1/2 × i2 × 1/4 × 1/n. Aus diesem Grund wird der
konstante Strom i4 der Konstantstromquelle I4 auch 1/2 × i2 ×
1/4 × 1/n.
Folglich kann beim fünften Ausführungsbeispiel ein großes
Verhältnis von 8 n : 1 zwischen dem konstanten Strom i2 der
Konstantstromquelle I2 und dem konstanten Strom i4 der Kon
stantstromquelle I4 erhalten werden. Mit diesem Ausführungs
beispiel ist es daher möglich, den konstanten Strom i4 der
Konstantstromquelle I4 zu verringern, die Grenzfrequenz zu
erhöhen und den konstanten Strom i2 der Konstantstromquelle I2
zu erhöhen, um die Schaltgeschwindigkeit der PNP-Transistoren
Q1, Q2 und Q3 schneller als die Durchlaufgeschwindigkeit zu
machen. Der Operationsverstärker gemäß diesem Ausführungsbei
spiel hat den gleichen Effekt wie die des Verstärkers gemäß
dem ersten Ausführungsbeispiel.
In Fig. 6 ist ein sechstes Ausführungsbeispiel eines Operati
onsverstärkers gezeigt, bei dem die in Fig. 5 dargestellten
parallelen Transistoren Q2, Q3 durch Mehrfachtransistoren er
setzt sind, die jeweils eine Vielzahl von Kollektoren haben,
wie Fig. 6 zeigt. Die Arbeitsweise dieser Mehrfachtransistoren
ist die gleiche wie die der Paralleltransistoren beim fünften
Ausführungsbeispiel. In Fig. 6 hat jeder Transistor Q2, Q3
eine Vielzahl von Kollektoren, und einer der Kollektoren des
Transistors Q3 ist mit einem Kollektor des Transistors Q5
verbunden. Der Operationsverstärker gemäß dem sechsten Aus
führungsbeispiel hat die gleichen Wirkungen wie der Opera
tionsverstärker gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel.
In Fig. 7 ist eine Digitalsignalübertragungsschaltung gemäß
einem siebten Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt. Die
Digitalsignalübertragungsschaltung kann das Signal durch Un
terdrücken des einem erzeugten, digitalen Signal überlagerten
Rauschens übertragen. Das siebte Ausführungsbeispiel der Er
findung wird nicht nur als Digitalsignalübertragungsschaltung
benutzt, die in eine integrierte Halbleiterschaltung eingebaut
werden kann, sondern dient auch als Rauschunterdrückerschal
tung oder als digitaler Signalfilter.
In Fig. 7 wirkt der Operationsverstärker 10 als Spannungsfol
geschaltung mit einer vorherbestimmten Durchlaufgeschwindig
keit, die dem Eingangssignal überlagertes Rauschen
unterdrückt, wenn das digitale Eingangssignal in den
nichtinvertierten Eingangsanschluß (+) eingegeben wird, und
der invertierte Eingangsanschluß (-) ist mit einem
Ausgangsanschluß verbunden. Einer der Operationsverstärker
gemäß dem ersten bis zum sechsten Ausführungsbeispiel wird
hier verwendet.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 10 ist mit dem Ein
gangsanschluß (+) eines Komparators 20 verbunden, und an den
invertierten Eingangsanschluß (-) des Komparators 20 wird eine
Bezugsspannung (Vergleichsspannung) Vref2 angelegt. Das digi
tale Ausgabesignal ohne Rauschen steht am Ausgangsanschluß des
Komparators 20 zur Verfügung. Bei dem Komparator 20 handelt es
sich um eine Vergleichsschaltung, die üblicherweise als Wel
lenformerschaltung verwendet wird und bipolare Transistoren
für den Fall aufweist, daß der Operationsverstärker 10 bipo
lare Transistoren enthält. Für den Fall, daß allerdings der
Operationsverstärker 10 MOS-Transistoren aufweist, weist auch
der Komparator 20 MOS-Transistoren auf. Der Komparator 20
bildet zusammen mit dem Operationsverstärker 10 eine inte
grierte Halbleiterschaltung.
Eine Schaltung des oben beschriebenen Aufbaus arbeitet wie
folgt. Wenn als Eingangssignale hohe und tiefe digitale
Signale eingegeben werden, gibt zunächst der
Operationsverstärker 10 des Spannungsfolgetyps tiefe und hohe
digitale Signale an den Ausgangsanschluß, die die gleichen
Potentiale wie die Eingangsignale haben. Der Komparator 20
empfängt diese tiefen und hohen digitalen Signale am
Eingangsanschluß (+) und vergleicht sie mit der am
Eingangsanschluß (-) empfangenen Bezugsspannung Vref2. Wenn
das digitale Signal niedriger ist als die Bezugsspannung
Vref2, gibt diese Schaltung ein niedriges digitales Signal
aus, während sie ein hohes digitales Signal liefert, wenn das
digitale Signal höher ist als die Bezugsspannung Vref2
entsprechend dem Eingangssignal.
Falls das Eingangssignal von tief nach hoch geht, arbeitet der
Operationsverstärker 10 wie schon für das erste bis sechste
Ausführungsbeispiel beschrieben und gibt das Signal an den
Ausgangsanschluß weiter, der angesichts der vorherbestimmten
Durchlaufgeschwindigkeit von tief nach hoch wechselt. Für den
Fall, daß die Ausgabe des Operationsverstärkers 10 von tief
nach hoch geht, legt der Komparator 20 sofort seine Ausgabe
von tief auf hoch und gibt ein hohes digitales Signal an den
Ausgangsanschluß, wenn die Eingangsspannung am Eingangsan
schluß (+) des Komparators 20 die Bezugsspannung Vref2
erreicht.
Für den Fall, daß das Eingangssignal von hoch nach tief wech
selt, arbeitet der Operationsverstärker 10 wie für das erste
bis sechste Ausführungsbeispiel beschrieben und gibt das Si
gnal an den Ausgangsanschluß, der angesichts der vorherbe
stimmten Durchlaufgeschwindigkeit von hoch nach tief wechselt.
Für den Fall, daß die Ausgabe des Operationsverstärkers 10 von
hoch nach tief umschlägt, senkt der Komparator 20 sofort die
Ausgabe von hoch nach tief und gibt an den Ausgangsanschluß
ein tiefes digitales Signal, wenn die Eingangsspannung am
Eingangsanschluß (+) des Komparators 20 auf die Bezugsspannung
Vref2 sinkt.
Da der Operationsverstärker 10 die vorherbestimmte Durchlauf
geschwindigkeit hat, wie zuvor erläutert, wird die Ausgabe des
Operationsverstärkers 10 nicht durch das Rauschen beeinträch
tigt, wenn die Rauschfrequenz höher ist als der vorherbe
stimmte Wert, und zwar selbst dann nicht, wenn das auf tief
gehende Rauschen einem hohen Eingangssignal überlagert ist
oder das auf hoch gehende Rauschen einem niedrigen
Eingangssignal. Sogar für den Fall, daß die Ausgabe des
Operationsverstärkers 10 sich in gewissem Ausmaß ändert, wird
die Ausgabe vom Komparator 20 durch Rauschen nicht beeinflußt,
wenn die Ausgabe des Operationsverstärkers 10 nicht unter die
Bezugsspannung Vref2 absinkt.
Deshalb ist es möglich, eine Digitalsignalübertragungsschal
tung zu schaffen, die das Signal unter Unterdrückung der dem
digitalen Signal überlagerten Störungen übertragen und in eine
integrierte Halbleiterschaltung eingebaut werden kann.
In den Fig. 8 und 9 ist ein achtes Ausführungsbeispiel der
Erfindung gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel stellt eine
Digitalsignalübertragungsschaltung dar, die das Signal durch
Entfernen der dem eingegebenen digitalen Signal überlagerten
Störungen übertragen kann und zum Einbau in eine integrierte
Halbleiterschaltung geeignet ist. In Fig. 8 ist der Ausgang
des Operationsverstärkers 10 mit dem Eingangsanschluß (+)
eines Komparators 20 verbunden; und eine Bezugsspannung
(Vergleichsspannung) Vref2 wird an den Eingangsanschluß (-)
des Komparators 20 angelegt. Das digitale Ausgangssignal ohne
Rauschen wird dem Ausgangsanschluß des Komparators 20 bereit
gestellt. Der Komparator 20 ist von einer Art, wie sie norma
lerweise als Wellenformerschaltung benutzt wird und weist
bipolare Transistoren auf, wenn der Operationsverstärker 10
bipolare Transistoren aufweist. Wenn allerdings der Opera
tionsverstärker 10 MOS-Transistoren aufweist, weist auch der
Komparator 20 MOS-Transistoren auf. Der Komparator 20 ist
zusammen mit dem Operationsverstärker 10 in eine integrierte
Halbleiterschaltung eingebaut.
Fig. 9 zeigt den Aufbau des Operationsverstärkers 10 gemäß dem
achten Ausführungsbeispiel. Hier empfängt die Basis des NPN-
Transistors Q2 Eingangssignale, die in den Eingangsanschluß
(+) eingegeben werden, und sein Kollektor ist mit einem Aus
gangsknoten verbunden. Die Basis des PNP-Transistors Q3
empfängt eine erste Bezugsspannung Vref1, die an einen Ein
gangsanschluß (-) angelegt wird, und sein Emitter ist mit dem
Emitter des PNP-Transistors Q2 verbunden. Der PNP-Transistor
Q3 bildet zusammen mit dem PNP-Transistor Q2 ein
Differenztransistorpaar. Der Transistor Q3 hat die gleiche
Charakteristik wie der PNP-Transistor Q2. Das bedeutet, daß
der Kollektorstrom des Transistors Q3 der gleiche ist wie der
Ausgangsstrom des Differenztransistorpaares, nämlich der
Kollektorstrom des PNP-Transistors Q2, wenn das Basispotential
des Transistors Q3 das gleiche ist wie beim Transistor Q2.
Zwischen den Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und die üblicher
weise verbundenen Emitter der PNP-Transistoren Q2 und Q3 ist
die Konstantstromquelle I2 geschaltet, die den Emittern der
Transistoren Q2 und Q3 konstanten Strom i2 zuführt. Diese
Konstantstromquelle I2 weist bipolare Transistoren auf, wie
allgemein bekannt.
Mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q3 ist der Kollektor
eines NPN-Transistors Q5 verbunden. Seine Basis ist mit seinem
Kollektor und einer Basis des Transistors Q7 verbunden und
sein Emitter ist geerdet. Der NPN-Transistor Q7 bildet
gemeinsam mit dem NPN-Transistor Q5 eine Stromspiegelschaltung
und wirkt als ausgangsseitiger Transistor, während der NPN-
Transistor Q5 als Eingangstransistor dient. Der Kollektor des
NPN-Transistors Q7 ist mit dem Ausgangsknoten des
Differenztransistorpaares verbunden, d. h. mit dem Kollektor
des PNP-Transistors Q2. Die Basis des NPN-Transistors Q7 ist
mit der Basis des NPN-Transistors Q5 verbunden. Gemeinsam
bilden sie eine Stromspiegelschaltung. Der Kollektor des NPN-
Transistors Q7 dient als Ausgangsknoten der
Stromspiegelschaltung. Bei dem achten Ausführungsbeispiel hat
der Transistor Q7 die gleiche Charakteristik wie der NPN-
Transistor Q5, dessen Stromspiegelverhältnis 1 : 1 ist.
Die Basis des NPN-Transistors Q8 ist mit dem Ausgangsknoten
der Stromspiegelschaltung verbunden, d. h. mit dem Kollektor
des NPN-Transistors Q7, dessen Kollektor mit einem Ausgangs
knoten A verbunden ist, während sein Emitter geerdet ist.
Zwischen den Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und den Kollektor
des Transistors Q8 ist eine Konstantstromquelle I5 geschaltet,
die dem Kollektor des Transistors Q8 gleichbleibenden Strom i5
zuführt und bipolare Transistoren aufweist, wie allgemein be
kannt. Zwischen den Ausgangsknoten den Stromspiegelschaltung,
d. h. den Kollektor des NPN-Transistors Q7 und den Ausgangs
knoten A, d. h. den Kollektor des NPN-Transistors Q8 ist ein
kapazitives Element C1 geschaltet.
Eine Schaltung des oben beschriebenen Aufbaus arbeitet wie
folgt. Wenn ein tiefes Eingangssignal eingegeben wird, ver
gleicht der Operationsverstärker 10 dieses mit der ersten Be
zugsspannung Vref1 und gibt das tiefe digitale Signal an den
Ausgangsknoten A, da das Eingangssignal tiefer ist als die
erste Bezugsspannung Vref1.
Das bedeutet mit anderen Worten, da der tiefere Potentialpegel
dem PNP-Transistor Q2 bereitgestellt wird, während die erste
Bezugsspannung Vref1, die höher ist als der tiefere Pegel des
Potentials, an der Basis des PNP-Transistors Q3 verfügbar ist.
Die Leitfähigkeit des PNP-Transistors Q2 ist also höher als
die des PNP-Transistors Q3. Da diese Transistoren ein
Differenztransistorpaar bilden, ist der Kollektorstrom des
PNP-Transistors Q2 (1/2 × i2 + α) und damit größer als 1/2 ×
i2, während der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q3 (1/2 ×
i2 - α) und damit kleiner ist als 1/2 × i2.
Da der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q2 (1/2 × i2 + α)
ist, während der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 (1/2 ×
i2 - α) ist, fließt Differenzstrom 2α zwischen ihnen sowohl in
Die Basis des NPN-Transistors Q8 als auch in das kapazitive
Element C1. Damit ist die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8
hoch (niedrig als Widerstand), was das Potential des Aus
gangsknotens A senkt und den Strom aus dem Ausgangsknoten A
entzieht. Das führt dazu, daß der Pegel des Ausgangsknotens A
niedriger wird.
Der das tiefe digitale Signal vom Ausgangsknoten A am Ein
gangsanschluß (+) empfangende Komparator 20 vergleicht die
Spannung dieses tiefen digitalen Signals mit dem höheren Wert
der zweiten Bezugsspannung Vref2 und gibt dann entsprechend
dem niedrigen Eingangssignal das niedrige digitale Signal aus.
Wenn andererseits das hohe digitale Signal das Eingangssignal
ist, vergleicht der Operationsverstärker 10 das hohe digitale
Signal mit der ersten Bezugsspannung Vref1 und gibt das hohe
digitale Signal an den Ausgangsknoten A entsprechend dem Ein
gangssignal, welches höher ist als die erste Bezugsspannung
Vref1.
Da dem PNP-Transistor Q2 Potential von tiefem Pegel zur Ver
fügung steht und eine erste Bezugsspannung Vref1, die nie
driger ist als ein vorherbestimmtes Potential eines hohen
Pegels an der Basis des PNP-Transistors Q3 verfügbar ist, ist
die Leitfähigkeit des PNP-Transistors Q2 niedriger als die des
PNP-Transistors Q3. Aus diesem Grund wird der Kollektorstrom
des PNP-Transistors Q2 (1/2 × i2 - α), was kleiner ist als 1/2
× i2, während der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q3 (1/2 ×
i2 + α) wird, was größer ist als 1/2 × i2.
Weil der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q3 der gleiche ist
wie der des NPN-Transistors Q5 ist der Kollektorstrom des NPN-
Transistors Q7 auch der gleiche wie der des PNP-Transistors
Q3, nämlich (1/2 × i2 + α).
Weil der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q2 (1/2 × i2 - α)
ist, während der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 (1/2 ×
i2 + α) ist, wird der Differenzstrom 2α sowohl der Basis des
NPN-Transistors Q8 als auch dem kapazitiven Element C1
entnommen. Damit wird die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8
niedrig (hoch als Widerstand), was das Potential des Aus
gangsknotens A erhöht, der den Strom für den Komparator 20 zur
Verfügung stellt.
Wenn er das hohe digitale Signal vom Ausgangsknoten A am
Eingangsanschluß (+) empfängt, vergleicht der Komparator 20
die Spannung dieses hohen digitalen Signals mit dem niedri
geren Wert der zweiten Bezugsspannung Vref2 und gibt dann
entsprechend dem hohen Eingangssignal das hohe digitale Signal
aus.
Wenn das Eingangssignal am Eingangsanschluß (+) von tief nach
hoch geht, vergleicht der Operationsverstärker 10 das von hoch
nach tief gehende Signal mit der ersten Bezugsspannung Vref1.
Infolgedessen nimmt die Leitfähigkeit und der Kollektorstrom
des PNP-Transistors Q2 ab, und die Leitfähigkeit und der Kol
lektorstrom des PNP-Transistors Q3 nimmt zu. Aus diesem Grund
nimmt der in die Basis des NPN-Transistors Q8 und den Konden
sator C1 fließende Strom um die Differenz 2α ab, und schließ
lich wird der Strom 2α vom NPN-Transistor Q8 und Kondensator
C1 abgezogen.
Die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8 wird also niedrig,
was das Potential des Ausgangsknotens A erhöht und den Strom
vom Ausgangsknoten A liefert. Deshalb ändert sich am Aus
gangsknoten A das Potential von tief nach hoch mit der vor
herbestimmten Durchlaufgeschwindigkeit, und schließlich nimmt
der Ausgangsknoten A hohes Niveau an.
Wenn der Ausgang des Operationsverstärkers 10 von tief nach
hoch wechselt und die Bezugsspannung Vref2 erreicht, erhöht
plötzlich der Komparator 20 die Ausgabe von tief nach hoch und
gibt ein digitales Signal hohen Pegels an den Ausgangsanschluß
ab.
Wenn andererseits das Eingangssignal am Eingangsanschluß (+)
von hoch nach tief geht, vergleicht der Operationsverstärker
10 das von tief nach hoch wechselnde Eingangssignal mit der
Bezugsspannung Vref1. Infolgedessen nimmt die Leitfähigkeit
und der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q2, der eine Seite
des Differenztransistorpaares darstellt, zu, während die
Leitfähigkeit und der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q3
abnimmt.
Der an der Basis des NPN-Transistors Q8 und am Kondensator C1
entnommene Strom sinkt also um die Differenz 2α, und schließ
lich wird der Strom 2α der Basis des NPN-Transistors Q8 und
dem Kondensator C1 zugeführt. Die Leitfähigkeit des NPN-Tran
sistors Q8 ist also hoch, was das Potential am Ausgangsknoten
A senkt und den Strom durch den Ausgangsknoten zieht. Infol
gedessen ändert sich das Potential am Ausgangsknoten A von
hoch nach tief mit der vorherbestimmten Durchlaufgeschwindig
keit, und der Ausgangsknoten A nimmt schließlich einen nie
drigen Pegel an.
Wenn der Ausgang des Operationsverstärkers 10 von hoch nach
tief geht und die Bezugsspannung Vref2 erreicht, wechselt der
Komparator 20 sofort den Ausgang von hoch nach tief und gibt
ein tiefes digitales Signal aus. Da der Operationsverstärker
10 eine vorherbestimmte Durchlaufgeschwindigkeit hat, wird
seine Ausgabe nicht beispielsweise durch das Rauschen beein
flußt, welches auf niedrig geht, wenn das Eingangssignal hoch
ist, oder auf hoch geht, wenn das Eingangssignal tief ist,
sofern die Frequenz des Rauschens oberhalb einer vorherbe
stimmten Frequenz liegt. Selbst für den Fall, daß sich die
Ausgabe des Operationsverstärkers 10 in gewissem Ausmaß
ändert, wird die Ausgabe des Komparators 20 nicht durch
Rauschen beeinträchtigt, wenn sich die Ausgabe des Opera
tionsverstärkers 10 um weniger als die am Komparator 20
anliegende Bezugsspannung Vref2 ändert.
Man kann also eine Digitalsignalübertragungsschaltung erhal
ten, die das Signal unter Unterdrückung des dem digitalen Si
gnal überlagerten Rauschens überträgt und in eine integrierte
Halbleiterschaltung einbaubar ist.
Außer wenn die Potentialänderung des am Ausgang des Operati
onsverstärkers 10 erscheinenden Rauschens geringer wird als
die zweite Bezugsspannung Vref2, wird also der Ausgang des
Komparators 20 durch das Rauschen nicht beeinträchtigt. Es
wird also ein Ausgangssignal erhalten, aus dem Störungen
beseitigt sind. Wenn zum Beispiel Rauschen einer Spannung von
0-5 V und einer Frequenz von etwa 3,5 MHz eingeht, ist eine
Zeitkonstante RC von 2 × 10-7 nötig. Angenommen R = 2 kΩ, dann
ist eine Kapazität C von 100 pF erforderlich. Bei der Erfin
dung, wie sie in Fig. 9 dargestellt ist, kann die Kapazität
des Kondensators C1 lediglich 0,56 pF betragen, bei
I2 = 10 µA. Auch ist es möglich, die Kapazität des Kondensa
tors C1 durch Erniedrigen des Stroms I2 der Vorspannung im
Komparator oder Operationsverstärker weiter zu verringern.
Fig. 10 zeigt eine Digitalsignalübertragungsschaltung gemäß
dem neunten Ausführungsbeispiel. Die hier verwendeten Tran
sistoren sind MOS-Transistoren, während sie beim achten Aus
führungsbeispiel bipolare Transistoren sind. Das bedeutet mit
anderen Worten, daß beim neunten Ausführungsbeispiel die PNP-
Transistoren Q2, Q3 aus dem achten Ausführungsbeispiel durch
P-Kanal MOS-Transistoren Q2, Q3 und die NPN-Transistoren Q5,
Q7 und Q8 durch N-Kanal MOS-Transistoren Q5, Q7 und Q8 ersetzt
sind. Auch die Gleichstromquellen I2 und I5 weisen MOS-
Transistoren auf, wie allgemein bekannt.
Der so gestaltete Schaltkreis arbeitet auf die gleiche Weise
wie im Fall des achten Ausführungsbeispiels. Gleiche Bezugs
zeichen in den Fig. 10 und 9 bezeichnen gleiche Bauelemente
oder Elemente mit gleichen Funktionen. Beide Ausführungsbei
spiele haben die gleichen Wirkungen.
In Fig. 11 ist eine Digitalsignalübertragungsschaltung gemäß
einem zehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt, die
zum Einbau in eine integrierte Halbleiterschaltung geeignet
ist und das Signal unter Unterdrückung des dem digitalen Si
gnal überlagerten Rauschens übertragen kann. Das zehnte Aus
führungsbeispiel unterscheidet sich von dem achten allein im
Aufbau des Operationsverstärkers 10.
Im Fall von Fig. 11 empfängt die Basis des PNP-Transistors Q2
das in den Eingangsanschluß (+) eingegebene Signal, und der
Kollektor dieses Transistors ist geerdet. Ein PNP-Transistor
Q2 bildet gemeinsam mit dem PNP-Transistor Q3 ein
Differenztransistorpaar. Die Basis des PNP-Transistors Q3
empfängt eine Bezugsspannung (Vergleichsspannung) Vref1 an
einem Eingangsanschluß (-), und der Emitter dieses Transistors
ist mit dem Emitter des PNP-Transistors Q2 verbunden, während
sein Kollektor als Ausgangsknoten des
Differenztransistorpaares fungiert. Der Transistor Q3 hat die
gleiche Charakteristik wie der PNP-Transistor Q2, der
Kollektorstrom (Ausgangsstrom des Differenztransistorpaares)
ist der gleiche wie der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q2,
falls das Potential an der Basis des PNP-Transistors Q3 das
gleiche ist wie das am PNP-Transistor Q2.
Zwischen den Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und die verbun
denen Emitter der PNP-Transistoren Q2 und Q3 ist die Kon
stantstromquelle I2 geschaltet, die den Emittern der beiden
Transistoren Q2 und Q3 gleichbleibenden Strom i2 zuführt.
Diese Konstantstromquelle I2 weist bipolare Transistoren auf,
wie allgemein bekannt.
Der Kollektor des NPN-Transistors Q5 ist mit einem Ausgangs
knoten des Differenztransistorpaares, nämlich dem Kollektor
des PNP-Transistors Q3 verbunden, und die Basis des NPN-Tran
sistors Q5 ist mit dem Emitter des NPN-Transistors Q5 verbun
den, während der Emitter geerdet ist. Die Basis des NPN-Tran
sistors Q5 und die Basis des NPN-Transistors Q7 sind mitein
ander verbunden und bilden eine Spiegelschaltung. Der NPN-
Transistor Q5 dient als eingangsseitiger Transistor in der
Stromspiegelschaltung.
Der NPN-Transistor Q7 dient als ausgangsseitiger Transistor
der Stromspiegelschaltung, ist mit seinem Emitter geerdet, und
der Kollektor dient als Ausgangsknoten der Stromspiegelschal
tung. Das Kollektorstromverhältnis zwischen den Kollektor
strömen der NPN-Transistoren Q5, Q7 ist n : 1. Mit anderen
Worten, der Kollektorstrom des NPN-Transistors Q7 ist das 1/n-
fache des Kollektorstroms des NPN-Transistors Q5.
Zwischen den Stromzufuhrpotentialknoten Vcc und den Kollektor
des NPN-Transistors Q7 ist die Konstantstromquelle I4 ge
schaltet, die dem Kollektor des NPN-Transistors Q7 gleich
bleibenden Strom i4 zuführt. Die Konstantstromquelle I4 weist
bipolare Transistoren auf, wie allgemein bekannt, und der
konstante Strom i4 ist das 1/2 n-fache des konstanten
Stroms i2.
Die Basis des NPN-Transistors Q8 ist mit dem Ausgangsknoten
der Stromspiegelschaltung, nämlich dem Kollektor des NPN-
Transistors Q7 verbunden. Der Kollektor ist mit dem Ausgangs
knoten A verbunden, der Emitter geerdet, und die Aufgabe ist
die eines Ausgangstransistors. Zwischen den Stromzufuhrpoten
tialknoten Vcc und den Kollektor des Transistors Q8 ist die
Konstantstromquelle I5 geschaltet, die für den Kollektor des
NPN-Transistors Q8 gleichbleibenden Strom i5 liefert. Die
Konstantstromquelle I5 weist bipolare Transistoren auf, wie
allgemein bekannt.
Zwischen den Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung, nämlich
den Kollektor des NPN-Transistors Q7 und den Ausgangsknoten A,
nämlich den Kollektor des NPN-Transistors Q8 ist das kapazi
tive Element C1 geschaltet.
Eine so aufgebaute Schaltung arbeitet wie folgt. Wenn ein
tiefes digitales Signal in den Eingangsanschluß (+) eingegeben
wird, vergleicht der Operationsverstärker 10 hohe digitale
Signale mit der ersten Bezugsspannung Vref1 und gibt tiefe
digitale Signale an den Ausgangsknoten A ab, wenn das
Eingangssignal der Basis des Transistors Q2 höher ist als die
erste Bezugsspannung Vref1. Da das tiefe Potential am PNP-
Transistor Q2 verfügbar ist, während die erste Bezugsspannung
Vref1 zur Verfügung steht, die höher ist als das tiefe
Potential, ist der PNP-Transistor Q2 durchgesteuert, während
der PNP-Transistor Q3 gesperrt ist. Deshalb fließt kein
Kollektorstrom im PNP-Transistor Q3, und das bedeutet, daß
auch kein Kollektorstrom in den NPN-Transistoren Q5 und Q7
fließt.
Folglich fließt konstanter Strom i4 (= i2/2 n) der Konstant
stromquelle I4 in der Basis des NPN-Transistors Q8 und im ka
pazitiven Element C1. Hierbei wirkt der konstante Strom i4 als
Ladestrom für das kapazitive Element C1, welches die Durch
laufgeschwindigkeit von tief nach hoch bestimmt.
Die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8 ist also hoch (tief
als Widerstand), was das Potential des Ausgangsknotens A ver
ringert und den Strom aus dem Ausgangsknoten A entnimmt. Damit
wird das Potential des Ausgangsknotens A tief. Bei Empfang des
tiefen digitalen Signals vom Ausgangsknoten A am Eingangs
anschluß (+), vergleicht der Komparator 20 die Spannung des
tiefen Potentials am Eingangsanschluß (+) mit der zweiten
Bezugsspannung Vref2 am Eingangsanschluß (-) und gibt ein
tiefes digitales Signal aus.
Wenn andererseits ein hohes digitales Signal in den Eingangs
anschluß (+) eingegeben wird, vergleicht der Operationsver
stärker 10 das hohe digitale Signal an der Basis des Transi
stors Q2 mit der ersten Bezugsspannung Vref1 und gibt
schließlich das hohe digitale Signal an den Ausgangsknoten A,
wenn das Eingangssignal des Transistors Q2 niedriger ist als
die erste Bezugsspannung Vref1.
Da an der Basis des PNP-Transistors Q2 hohes Potential ver
fügbar ist, während die erste Bezugsspannung Vref1. die
niedriger ist als das hohe Potential, der Basis des PNP-Tran
sistors Q3 zur Verfügung gestellt wird, ist der PNP-Transistor
Q2 gesperrt, während der PNP-Transistor Q3 durchgesteuert ist.
Der Kollektor des PNP-Transistors Q3 wird vom konstanten
Stroms i2 durchflossen.
Da der Kollektorstrom des PNP-Transistors Q3 der gleiche ist
wie der des NPN-Transistors Q5, ist der Kollektorstrom des
NPN-Transistors Q7 das 1/n-fache des Kollektorstroms des PNP-
Transistors Q3, nämlich i2 × 1/n.
Folglich wird der Kollektorstrom entsprechend i2 × 1/2 n des
PNP-Transistors Q7 von der Basis des NPN-Transistors Q8 und
dem kapazitiven Element C1 entnommen. Dieser Differenzstrom i2
× 1/2 n ist ein Entladungsstrom des kapazitiven Elements C1,
und damit wird die Durchlaufgeschwindigkeit von hoch nach tief
bestimmt.
Die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8 ist also niedrig
(hoch als Widerstand, er kann gesperrt sein), was das Poten
tial des Ausgangsknotens A erhöht, und der Strom fließt aus
dem Ausgangsknoten A heraus. Also wird das Potential am Aus
gangsknoten A hoch.
Bei Empfang des hohen digitalen Signals vom Ausgangsknoten A
am Eingangsanschluß (+), vergleicht der Komparator 20 die
Spannung des digitalen Signals mit der zweiten Bezugsspannung
Vref 21 die niedriger ist als das am Eingangsanschluß (-)
empfangene hohe Potential, und gibt das hohe digitale Signal
entsprechend dem Eingangssignal aus.
Wenn das Eingangssignal am Eingangsanschluß (+) von tief nach
hoch wechselt, wird das Basispotential des Transistors Q2, das
von tief nach hoch geht, mit der ersten Bezugsspannung Vref1
verglichen und bringt den PNP-Transistor Q2 aus geöffnetem in
gesperrten Zustand und bringt den PNP-Transistor Q3, der mit
dem Transistor Q2 das Differenztransistorpaar bildet, aus
gesperrtem Zustand in leitenden Zustand, und zwar entsprechend
der Potentialänderung des eingegebenen Signals. Folglich zieht
der NPN-Transistor Q7 den Strom i2/2 n von der Basis des NPN-
Transistors Q8 und dem kapazitiven Element C1 ab.
Die Leitfähigkeit des NPN-Transistors Q8 ist niedrig (hoch als
Widerstand, und er kann in gesperrtem Zustand sein), was das
Potential des Ausgangsknotens A erhöht, und der Strom fließt
aus dem Ausgangsknoten A heraus. Der Verstärker gibt also
Ausgangssignale, die von tief nach hoch gehen und die vorher
bestimmte Durchlaufgeschwindigkeit haben (die von der Entla
dungszeit des kapazitiven Elements C1 abhängt) an den Aus
gangsknoten A, und damit wird das Potential am Ausgangsknoten
A schließlich hoch.
Wenn sich der Ausgang des Operationsverstärkers 10 von tief
nach hoch ändert und die Bezugsspannung Vref2 erreicht, stei
gert der Komparator 20 sofort das Ausgangspotential von tief
nach hoch, und es wird ein hohes digitales Signal ausgegeben.
Wenn sich andererseits das Eingangssignal am Eingangsanschluß
(+) von hoch nach tief ändert, wird das Basispotential des
Transistors Q2, beim Wechsel von hoch nach tief mit der ersten
Bezugsspannung Vref1 verglichen und ändert den Zustand des
PNP-Transistors Q2 von gesperrt zu durchgesteuert und ändert
den Zustand des PNP-Transistors Q3, der mit dem Transistor Q2
gemeinsam das Differenztransistorpaar bildet, von leitend zu
nichtleitend entsprechend der Potentialänderung des einge
gebenen Signals. Infolgedessen fließt der Strom i2/2 n in die
Basis des NPN-Transistors Q8 und das kapazitive Element C1.
Die Leitfähigkeit des Transistors Q8 ist also hoch (tief als
Widerstand), was das Potential des Ausgangsknotens A senkt,
und der Strom wird vom Ausgangsknoten A abgezogen. Infolge
dessen gibt der Operationsverstärker 10 das Ausgangssignal von
vorherbestimmter Durchlaufgeschwindigkeit (die von der Lade
zeit des kapazitiven Elements C1 abhängt) an den Ausgangskno
ten A und wechselt von hoch nach tief. Damit nimmt der Aus
gangsknoten A schließlich tiefes Niveau an.
Beim Wechseln des Ausgangs des Operationsverstärkers 10 von
hoch nach tief und bei Erreichen der Bezugsspannung Vref2 er
niedrigt der Komparator 20 plötzlich das Ausgangspotential von
hoch nach tief, und deshalb gibt der Verstärker das tiefe di
gitale Signal aus.
Beim Wechsel des Eingangssignals von hoch nach tief fällt das
Emitterpotential des PNP-Transistors Q2 im Operationsverstär
ker 10 zeitweilig, und es wird Sperrstrom an die Basis-Emit
ter-Strecke des PNP-Transistors Q3 angelegt, und der durch den
PNP-Transistor Q3 verursachte, in Sperrichtung fließende Strom
fließt über den PNP-Transistor Q2 zum Erdungsknoten. Das hat
zur Folge, daß dieser in Sperrichtung fließende Strom den NPN-
Transistor Q8 nicht beeinflußt, und der Ausgang des Operati
onsverstärkers 10 wechselt von hoch nach tief entsprechend der
Eingangssignaländerung von hoch nach tief.
Da der Operationsverstärker 10 eine vorherbestimmte Durch
laufgeschwindigkeit hat, wird der Ausgang des Operations
verstärkers 10 vom Rauschen, selbst wenn dem hohen Eingangs
signal nach tief wechselndes Rauschen überlagert ist oder wenn
dem tiefen Eingangssignal nach hoch wechselndes Rauschen
überlagert ist, nicht beeinflußt, sofern die Rauschfrequenz
höher ist als der vorherbestimmte Wert. Da der Kollektor des
PNP-Transistors Q2, in den das Eingangssignal eingegeben wird,
und der eine Seite des Differenztransistorpaares darstellt,
geerdet ist und der Kollektor des PNP-Transistors Q3 als Aus
gangsknoten des Differenztransistorpaares dient, kann die
Wirkung des mittels des PNP-Transistors Q3 verursachten
Sperrstroms unterdrückt werden, falls das Eingangssignal am
Eingangsanschluß (+) von hoch nach tief wechselt. Damit wird
Rauschen gründlich beseitigt. Selbst für den Fall, daß sich
der Ausgang des Operationsverstärkers 10 in gewissem Ausmaß
ändert, wird der Ausgang des Komparators 20 nicht durch
Rauschen beeinflußt, sofern der Ausgang des Operationsver
stärkers 10 nicht unter die Bezugsspannung Vref2 fällt.
Unter Hinweis auf die Fig. 14(a) und 14(b) wird erläutert, wie
das überlagerte Rauschen beseitigt werden kann, welches auf
tief wechselt, wenn das Eingangssignal hoch ist. Wenn das auf
tief übergehende Rauschen angelegt wird, während das Ein
gangssignal hoch ist, wie in Fig. 14(a) gezeigt, ändert sich
das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 10, der die
vorherbestimmte Durchlaufgeschwindigkeit hat, von hoch nach
tief entsprechend der Eingangssignaländerung von hoch nach
tief. Wenn danach das Rauschen des Eingangssignals von tief
nach hoch geht, wie in Fig. 14(b) gezeigt, ändert sich das
Ausgangssignal des Operationsverstärkers 10 mit der vorher
bestimmten Durchlaufgeschwindigkeit, auf hohes Niveau.
Das Verhältnis zwischen der Impulszeit des Rauschens und der
Spannungskurvensenke V im Ausgangssignal des Operationsver
stärkers 10 wird wie folgt erhalten:
C1 × V = i4 × t
Angenommen, i4 = 10 µA; C1 = 10 pF; t = 10 ns, ergibt sich für
die Spannungskurvensenke 0,01 V. Damit ist es ganz leicht, die
zweite Bezugsspannung Vref2 zu bestimmen. Und das Ausgangssi
gnal des Komparators 20 wird durch die beseitigte Störung
nicht beeinflußt, es sei denn, das Potential am Ausgang des
Operationsverstärkers 10 ändert sich auf einen niedrigeren
Wert als die zweite Bezugsspannung Vref2. Das bedeutet, daß
ein Ausgangssignal erhalten wird, aus dem Störungen entfernt
sind.
Im Operationsverstärker 10 wird die Grenzfrequenz für das
Rauschen mittels der gleichen Formel erhalten wie beim ersten
Ausführungsbeispiel erläutert. Die Anstiegszeit von tief nach
hoch und die Abfallzeit von hoch nach tief kann mittels des
konstanten Stroms i2 der Konstantstromquelle I2 und des
gleichbleibenden Stroms i4 der Konstantstromquelle I4 erhalten
werden. Beim neunten Ausführungsbeispiel ist durch Justieren
des Stroms auf i4 = 2 × i2 die Anstiegs- und die Abfallszeit
gleich.
Wenn n des Stromspiegelverhältnisses n : 1 zwischen den die
Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren Q5 und Q7 erhöht
wird, kann der konstante Strom i2 der Konstantstromquelle I2
erhöht werden und die Schaltgeschwindigkeit der PNP-Transi
storen Q1, Q2, Q3 und Q6 auf einen höheren Wert als die
Durchlaufgeschwindigkeit angehoben werden, wenn der konstante
Strom i4 der Konstantstromquelle I4 gesenkt und die Grenz
frequenz niedriger gewählt wird.
In Fig. 12 ist eine Schaltung gemäß einem elften Ausführungs
beispiel dargestellt, die sich durch ihre MOS-Transistoren von
dem bipolare Transistoren aufweisenden elften Ausführungsbei
spiel unterscheidet. Anders ausgedrückt, die NPN-Transistoren
Q5, Q7 und Q8 des zehnten Ausführungsbeispiels sind durch N-
Kanal MOS-Transistoren Q5, Q7 und Q8 beim elften Ausführungs
beispiel ersetzt. Ebenso weisen die Konstantstromquellen I2,
I4 und I5 bei diesem Ausführungsbeispiel MOS-Transistoren auf,
wie allgemein bekannt.
Eine Schaltung dieses Aufbaus arbeitet in der gleichen Weise
wie das achte Ausführungsbeispiel. In Fig. 12 sind für ent
sprechende Teile oder Teile mit entsprechenden Funktionen die
gleichen Bezugszeichen verwendet wie in Fig. 11.
Claims (16)
1. Operationsverstärker mit
- 1. einem Differenztransistorpaar (Q2, Q3) mit einem ersten (Q2) und einem zweiten (Q3) Transistor eines ersten Leitfähigkeitstyps, die jeweils eine Steuerelektrode und eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweisen, wobei die Steuerelektrode des ersten Transistors (Q2) mit einem Eingang des Operationsverstärkers zum Empfangen eines Eingangssignals verbunden ist und die Steuer elektrode des zweiten Transistors (Q3) mit einem Ausgang des Operationsverstärkers zum Empfangen eines Ausgangssignals und die zweite Hauptelektrode des zweiten Transistors (Q3) mit der zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors (Q2) verbunden ist und die erste Hauptelektrode des zweiten Transistors (Q3) einen Ausgangsknoten des Differenztransistorpaares (Q2, Q3) darstellt,
- 2. einer Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) mit einem dritten (Q5) und einem vierten (Q7) Transistor eines zweiten Leitfähigkeitstyps, die jeweils eine Steuerelektrode und eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweisen, wobei die Steuerelektrode des vierten Transistors (Q7) mit der Steuerelektrode des dritten Transistors (Q5) und die zweite Hauptelektrode des vierten Transistors (Q7) mit einem ersten Stromzufuhrpotentialknoten gekoppelt ist und die erste Hauptelektrode des vierten Transistors (Q7) einen Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) darstellt, und
- 3. einem fünften Transistor (Q8) des zweiten Leitfähigkeitstyps, der eine Steuerelektrode und eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweist,
- 1. die Steuerelektrode des ersten Transistors (Q2) mit dem nichtinvertierenden Eingang verbunden ist,
- 2. die erste Hauptelektrode des ersten Transistors (Q2) mit dem ersten Stromzufuhrpotentialknoten verbunden ist,
- 3. die zweiten Hauptelektroden des ersten (Q2) und des zweiten (Q3) Transistors mit einem ersten Mittel (I2) zum Zuführen eines gleichbleibenden Stroms verbunden sind,
- 4. die erste Hauptelektrode und die Steuerelektrode des dritten Transistors (Q5) mit dem Ausgangsknoten des Differenztransistorpaares (Q2, Q3) verbunden sind,
- 5. die erste Hauptelektrode des vierten Transistors (Q7) mit einem zweiten Mittel (I4) zum Zuführen eines gleichbleibenden Stroms verbunden ist,
- 6. die zweite Hauptelektrode des fünften Transistors (Q8) mit dem ersten Stromzufuhrpotentialknoten, seine erste Hauptelektrode mit dem Ausgang des Operationsverstärkers und seine Steuerelektrode mit dem Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) verbunden ist, und
- 7. der Operationsverstärker ein kapazitives Element (C1) aufweist, welches zwischen den Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist.
2. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
gekennzeichnet durch:
- 1. einen sechsten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, dessen Steuerelektrode das Eingangssignal empfängt, dessen eine Hauptelektrode mit dem ersten Stromzufuhrpotential knoten (Masse) gekoppelt ist und dessen andere Hauptelek trode mit der Steuerelektrode des ersten Transistors verbunden ist; und
- 2. einen siebten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, dessen Steuerelektrode mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist, dessen eine Hauptelektrode mit dem ersten Stromzu fuhrpotentialknoten (Masse) gekoppelt ist und dessen andere Hauptelektrode mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors verbunden ist.
3. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor jeweils ein bipolarer PNP-
Transistor ist, daß der dritte bis fünfte Transistor jeweils
ein NPN-Transistor ist, daß die einen Hauptelektroden
Kollektorelektroden, die anderen Hauptelektroden Emitterelek
troden und die Steuerelektroden Basiselektroden in den jewei
ligen Transistoren sind, und daß der erste Stromzufuhrpoten
tialknoten ein Erdungsknoten ist.
4. Operationsverstärker nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß der sechste und siebte Transistor jeweils ein bipolarer
PNP-Transistor ist, daß der dritte bis fünfte Transistor
jeweils ein NPN-Transistor ist.
5. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor jeweils ein bipolarer NPN-
Transistor ist, daß der dritte bis fünfte Transistor jeweils
ein PNP-Transistor ist, daß die einen Hauptelektroden Kollek
torelektroden, die anderen Hauptelektroden Emitterelektroden
und die Steuerelektroden Basiselektroden in den Transistoren
sind, und daß ein Stromzufuhrpotential an den ersten Stromzu
fuhrpotentialknoten angelegt wird.
6. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor jeweils ein P-Kanal MOS-
Transistor ist, daß der dritte bis fünfte Transistor jeweils
ein N-Kanal MOS-Transistor ist, daß die einen Hauptelektroden
Quellenelektroden, die anderen Hauptelektroden Senkenelek
troden und die Steuerelektroden Torelektroden im ersten und
zweiten Transistor sind, daß die einen Hauptelektroden
Senkenelektroden, die anderen Hauptelektroden Quellenelektro
den und die Steuerelektroden Torelektroden im dritten und
fünften Transistor sind, und daß der erste Stromzufuhrpo
tentialknoten Erde ist.
7. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor jeweils ein N-Kanal MOS-
Transistor ist, daß der dritte bis fünfte Transistor jeweils
ein P-Kanal MOS-Transistor ist, daß die einen Hauptelektroden
Quellenelektroden, die anderen Hauptelektroden Senkenelek
troden und die Steuerelektroden Torelektroden im ersten und
zweiten Transistor sind, daß die einen Hauptelektroden
Senkenelektroden, die anderen Hauptelektroden Quellenelektro
den und die Steuerelektroden Torelektroden im dritten bis
fünften Transistor sind, und daß der erste Stromzufuhrpo
tentialknoten geerdet ist.
8. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Transistor eine Vielzahl der einen Hauptelek
troden hat, die alle mit dem ersten Stromzufuhrpotentialknoten
verbunden sind, daß der zweite Transistor eine Vielzahl der
einen Hauptelektroden hat, von denen eine als der Aus
gangsknoten des Differentialtransistorpaares dient und die
restlichen Elektroden mit dem ersten Stromzufuhrpotentialkno
ten verbunden sind.
9. Operationsverstärker nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor Mehrfachkollektor-Transi
storen sind.
10. Operationsverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromspiegelschaltung ein Verhältnis von 1/n (n < 1)
des Eingangsstroms gegenüber dem Ausgangsstrom hat.
11. Operationsverstärker mit
- 1. einem Differenztransistorpaar (Q2, Q3) mit einem ersten (Q2) und einem zweiten (Q3) Transistor eines ersten Leitfähigkeitstyps, die jeweils eine Steuerelektrode und eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweisen, wobei die Steuerelektrode des ersten Transistors (Q2) mit einem Eingang des Operationsverstärkers zum Empfangen eines Eingangssignals und die zweite Hauptelektrode des zweiten Transistors (Q3) mit der zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors (Q2) verbunden ist und die erste Hauptelektrode des zweiten Transistors (Q3) einen Ausgangsknoten des Differenztransistorpaares (Q2, Q3) darstellt,
- 2. einer Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) mit einem dritten (Q5) und einem vierten (Q7) Transistor eines zweiten Leitfähigkeitstyps, die jeweils eine Steuerelektrode und eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweisen, wobei die Steuerelektrode des vierten Transistors (Q7) mit der Steuerelektrode des dritten Transistors (Q5) und die zweite Hauptelektrode des vierten Transistors (Q7) mit einem ersten Stromzufuhrpotentialknoten gekoppelt ist und die erste Hauptelektrode des vierten Transistors (Q7) einen Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) darstellt,
- 3. einem fünften Transistor (Q8) des zweiten Leitfähigkeitstyps, der eine Steuerelektrode und eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweist, weiterhin
- 4. die Steuerelektrode des ersten Transistors (Q2) mit dem nicht invertierenden Eingang verbunden ist, und
- 5. mit einem kapazitiven Element (C1),
- 1. die Steuerelektrode des zweiten Transistors (Q3) mit einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (10) zum Anlegen einer Bezugsspannung (Vref1) verbunden ist,
- 2. die erste Hauptelektrode des ersten Transistors (Q2) mit dem ersten Stromzufuhrpotentialknoten verbunden ist,
- 3. die zweiten Hauptelektroden des ersten (Q2) und des zweiten (Q3) Transistors mit einem ersten Mittel (I2) zum Zuführen eines gleichbleibenden Stroms verbunden sind,
- 4. die erste Hauptelektrode und die Steuerelektrode des dritten Transistors (Q5) mit dem Ausgangsknoten des Differenztransistorpaares (Q2, Q3) verbunden sind,
- 5. die erste Hauptelektrode des vierten Transistors (Q7) mit einem zweiten Mittel (I4) zum Zuführen eines gleichbleibenden Stroms verbunden ist,
- 6. die zweite Hauptelektrode des fünften Transistors (Q8) mit dem ersten Stromzufuhrpotentialknoten, seine erste Hauptelektrode mit dem Ausgang des Operationsverstärkers und seine Steuerelektrode mit dem Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) verbunden ist und
- 7. das kapazitive Element (C1) zwischen den Ausgangsknoten der Stromspiegelschaltung (Q5, Q7) und den Ausgang des Operationsverstärkers, die Steuerelektrode und die erste Hauptelektrode des fünften Transistors (Q8) überbrückend, geschaltet ist.
12. Verwendung eines Operationsverstärkers (10) nach einem
der vorhergehenden Ansprüche in einer
Digitalsignalübertragungsschaltung, die einen Komparator
(20) aufweist mit einem nichtinvertierenden Eingang, der
mit dem Ausgang (A) des Operationsverstärkers (10)
verbunden ist, und mit einem invertierenden Eingang zum
Anlegen einer Bezugsspannung (Vref2).
13. Digitalsignalübertragungsschaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor bipolare PNP-Transistoren
sind, daß der dritte bis fünfte Transistor NPN-Transistoren
sind, daß die einen Hauptelektroden Kollektorelektroden, die
anderen Hauptelektroden Emitterelektroden und die Steuerelek
troden Basiselektroden in den jeweiligen Transistoren sind,
und daß der erste Stromzufuhrpotentialknoten Erde ist.
14. Digitalsignalübertragungsschaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor P-Kanal MOS-Transistoren
sind, daß der dritte bis fünfte Transistor N-Kanal MOS-Tran
sistoren sind, daß die einen Hauptelektroden Quellenelek
troden, die anderen Hauptelektroden Senkenelektroden und die
Steuerelektroden Torelektroden beim ersten und zweiten Tran
sistor sind; daß die einen Hauptelektroden Senkenelektroden
und die anderen Hauptelektroden Quellenelektroden und die
Steuerelektroden Torelektroden im dritten bis fünften Transi
stor sind; und daß der erste Stromzufuhrpotentialknoten Erde
ist.
15. Digitalsignalübertragungsschaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor bipolare PNP-Transistoren
sind, daß der dritte bis fünfte Transistor NPN-Transistoren
sind, daß die einen Hauptelektroden Kollektorelektroden, die
anderen Hauptelektroden Emitterelektroden und die Steuerelek
troden Torelektroden in den jeweiligen Transistoren sind, und
daß der erste Stromzufuhrpotentialknoten Erde ist.
16. Digitalsignalübertragungsschaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Transistor P-Kanal MOS-Transistoren
sind, daß der dritte bis fünfte Transistor N-Kanal MOS-Tran
sistoren sind, daß die einen Hauptelektroden Quellenelektroden
und die anderen Hauptelektroden Senkenelektroden und die
Steuerelektroden Torelektroden im ersten und zweiten Tran
sistor sind, daß die einen Hauptelektroden Senkenelektroden
und die anderen Hauptelektroden Quellenelektroden und die
Steuerelektroden Torelektroden im dritten bis fünften Transi
stor sind, und daß der erste Stromzufuhrpotentialknoten Erde
ist.
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---|---|---|---|
JP7283673A JPH09130218A (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | 演算増幅器およびディジタル信号伝達回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19620839A1 DE19620839A1 (de) | 1997-05-07 |
DE19620839C2 true DE19620839C2 (de) | 1998-10-22 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2884984B1 (fr) * | 2005-04-21 | 2007-08-17 | Vincent Jean Sebastie Tamisier | Dispositif d'amplification de puissance d'un signal audiophonique et systeme d'amplification symetrique utilisant un tel dispositif |
EP1811662B1 (de) * | 2006-01-11 | 2009-12-30 | Stmicroelectronics Sa | Biquadratisches Tiefpassfilter mit variabler Verstärkung |
JP2010154020A (ja) * | 2008-12-24 | 2010-07-08 | Elpida Memory Inc | 半導体装置、出力回路、及び、半導体装置における入出力バッファ回路の制御方法 |
US8410824B2 (en) * | 2009-05-21 | 2013-04-02 | Qualcomm, Incorporated | Buffer with active output impedance matching |
US8183892B2 (en) * | 2009-06-05 | 2012-05-22 | Fairchild Semiconductor Corporation | Monolithic low impedance dual gate current sense MOSFET |
JP2011061289A (ja) * | 2009-09-07 | 2011-03-24 | Elpida Memory Inc | 入力バッファ回路 |
JP2011227953A (ja) * | 2010-04-16 | 2011-11-10 | On Semiconductor Trading Ltd | レーザ光検出回路 |
US8656761B2 (en) * | 2011-05-27 | 2014-02-25 | General Electric Company | Systems and methods for use in providing a sensor signal independent of ground |
JP6126419B2 (ja) * | 2012-04-30 | 2017-05-10 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | 半導体装置、電子機器 |
US9231565B2 (en) * | 2013-05-14 | 2016-01-05 | Infineon Technologies Austria Ag | Circuit with a plurality of bipolar transistors and method for controlling such a circuit |
US9984624B2 (en) * | 2015-12-28 | 2018-05-29 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device, driver IC, and electronic device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2442846A1 (de) * | 1973-09-12 | 1975-03-13 | Texas Instruments Inc | Rechenverstaerker |
US4713625A (en) * | 1986-12-15 | 1987-12-15 | Motorola, Inc. | Circuit for improving power supply rejection in an operational amplifier with frequency compensation |
US5144259A (en) * | 1990-05-10 | 1992-09-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Amplifier having a push-pull out-put stage |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57203305A (en) * | 1981-06-09 | 1982-12-13 | Nippon Denso Co Ltd | Differential amplifier |
US4500841A (en) * | 1982-09-13 | 1985-02-19 | Rockwell International Corporation | Universal instrument flag receiver |
IT1217293B (it) * | 1985-01-31 | 1990-03-22 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificatore operazionale perfezionato con limitazione della dinamica di uscita |
US5196741A (en) * | 1989-01-25 | 1993-03-23 | Hewlett-Packard Company | Recycling ramp interpolator |
JPH0712857A (ja) * | 1993-02-18 | 1995-01-17 | Tokai Rika Co Ltd | モータ電流検出回路 |
US5389892A (en) * | 1993-11-09 | 1995-02-14 | At&T Corp. | Input stages for high voltage operational amplifier |
-
1995
- 1995-10-31 JP JP7283673A patent/JPH09130218A/ja active Pending
-
1996
- 1996-04-17 US US08/633,356 patent/US5719529A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-05-23 DE DE19620839A patent/DE19620839C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-05-27 KR KR1019960017997A patent/KR0181611B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-05-28 CN CN96107857A patent/CN1074869C/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2442846A1 (de) * | 1973-09-12 | 1975-03-13 | Texas Instruments Inc | Rechenverstaerker |
US4713625A (en) * | 1986-12-15 | 1987-12-15 | Motorola, Inc. | Circuit for improving power supply rejection in an operational amplifier with frequency compensation |
US5144259A (en) * | 1990-05-10 | 1992-09-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Amplifier having a push-pull out-put stage |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
JP 60-70806 A. In: Patents Abstr. of Japan, Sect.E Vol.9 (1985), Nr.208 (E-338) * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH09130218A (ja) | 1997-05-16 |
KR970024513A (ko) | 1997-05-30 |
CN1159098A (zh) | 1997-09-10 |
US5719529A (en) | 1998-02-17 |
CN1074869C (zh) | 2001-11-14 |
DE19620839A1 (de) | 1997-05-07 |
KR0181611B1 (ko) | 1999-04-15 |
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---|---|---|
EP0096944B1 (de) | Schaltungsanordnung mit mehreren, durch aktive Schaltungen gebildeten Signalpfaden | |
DE3904901C2 (de) | ||
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