DE4111495A1

DE4111495A1 - Gegentakt-endstufe

Info

Publication number: DE4111495A1
Application number: DE4111495A
Authority: DE
Inventors: Jerald G Graeme; Steven D Millaway
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1990-06-26
Filing date: 1991-04-09
Publication date: 1992-01-09
Also published as: US5019789A; GB2245787B; FR2663800B1; FR2663800A1; JPH04233812A; GB2245787A; GB9105424D0

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Vermindern von Verzerrungen in der Endstufe von Gegentaktverstärkern. Dazu führt die Bandbreiten-Ein engung, wenn ein schneller Ausgangstransistor zu Gunsten der Leitung in einem langsa meren Ausgangstransistor abgeschaltet wird. Darüber hinaus wird ermöglicht, daß die Aus gangsimpedanz der Ausgangsstufe gleichförmiger als in bisher bekannten Gegentaktverstärker-Ausgangs stufen verläuft.

Gegentaktverstärkerstufen liefern üblicherweise Verzerrungen, weil Transistoren als Teil der Be triebsweise des Gegentaktverstärkers abschalten. Des weiteren führt das Abschalten eines schnellen Ausgangstransistors eines Gegentaktverstärkers zu Gunsten einer ansteigenden Stromleitung in einem langsameren Ausgangstransistor des Gegentaktver stärkers im allgemeinen zu einer Einengung der Bandbreite und zu einer Änderung der Ausgangsimpe danz des Gegentaktverstärkers.

Der Ausgangs-Abschaltmechanismus einer Gegentakt- Verstärkerstufe kann anhand des typischen Gegen taktverstärkers 1 von Fig. 1 beschrieben werden. In dieser sogenannten Komplementärschaltung schiebt ein oberer npn-Transistor 2, der zusammen mit einem Widerstand 4 als Emitterfolger geschaltet ist, ei nen Ausgangsstrom i₀ in eine Leitung 5, und ein un terer pnp-Transistor 7 zieht über einen Widerstand 6 einen Ausgangsstrom -i₀ durch die Leitung 5. Um den Übergang vom Schieben des Ausgangsstroms durch den oberen Transistor 2 zum Ziehen des Ausgangs stroms durch den unteren Transistor 7 ist eine Ru he-Vorspannung V_B zwischen die Basen der Transi storen 2 und 7 angelegt. Normalerweise fällt die Vorspannung V_B über Dioden 9 und 10 ab, die ihrer seits durch die Stromquelle 3 vorgespannt sind.

Beim Betrieb der oben beschriebenen Schaltung wer den wegen der Nichtlinearität der Transistoren 2 und 7 und wegen der Fehlanpassungen zwischen ihren Betriebsparametern Signalverzerrungen produziert. Die Nichtlinearität ergibt sich aus dem exponen tiellen Strom-Spannungs-Verhältnis der Emitter-Ba sis-Sperrschicht der Ausgangstransistoren 2 und 7. Wenn einer dieser Transistoren einschaltet und der andere abschaltet, erreicht die Verzerrung infolge der Emitter-Basis-Antwort ihr Maximum; dies führt zu Kreuzverzerrungen. Verzerrungen entstehen auch durch Fehlanpassungen in den Kennwerten der Transi storen 2 und 7. So führen beispielsweise unter schiedliche Stromverstärkungen der Transistoren 2 und 7 zu Änderungen des Ausgangswiderstandswertes, sobald der Ausgangsstrom i₀ seine Polarität um kehrt.

Um diese Verzerrungen zu vermeiden, wurden Endstu fen entwickelt, die eine gleichbleibende Vorspan nung der Ausgangstransistoren sicherstellen. Derar tige Endstufen sind von Natur aus Gegentaktstufen mit festen Vorspannungsquellen. Deshalb gibt es auch bei diesen nichtkomplementären Gegentakt-Aus gangsstufen ein Transistor-Abschalten mitsamt sei nen Verzerrungen.

Eine solche Stufe mit gleichförmiger Vorspannung ist in der US-PS 45 73 021 (Widlar) beschrieben. Dort wird der Strom des einen Ausgangstransistors abgetastet und mit einem Bezugsstrom verglichen. Der durch diesen Vergleich ermittelte Unterschieds wert speist eine Rückkopplungsschleife, die die Vorspannung steuert und den überprüften Transistor ständig eingeschaltet hält. Diese Technik erhöht jedoch die Komplexität der Ausgangsstufe stark. Die Anwendung dieser Technik erfordert beispielsweise einen zusätzlichen Differential-Verstärker, einen Bezugsstrom, eine Referenzdiode und eine Abtastdio de. Darüber hinaus umfaßt diese Schaltung eine Rück koppelungsschleife mit mehreren Verstärkerstufen, von denen jede Phasenverzögerungen und weitere Bandbreiteneinengungen beisteuert.

In bekannten nichtkomplementären Gegentaktverstär kern ist der Kollektor des unteren Transistors nor malerweise direkt an den Ausgangsanschluß ange schlossen. Unter diesen Bedingungen hat der Aus gangsstrom keine Auswirkung auf den Basisstrom des oberen Transistors. Die Notwendigkeit, einen der Transistoren 2 und 7 abzuschalten, um den jeweils anderen anzuschalten, wird aus den beiden in Fig. 2 gezeigten Ausgangstransistor-Kollektorstrom- Kurven 2A und 7A deutlich. Eine der Ausgangsstufen 2 oder 7 ist bei einem starken Ausschlag des Aus gangsstroms i₀ immer ausgeschaltet, und das liefert die oben angeführte Kreuzverzerrung. Es ist einzu sehen, daß die klassische komplementäre Endstufe von Fig. 1 als integrierte Endstufe schwierig aus zuführen ist, denn es ist schwierig, integrierte pnp-Transistoren mit guten Kennwerten bei hohen Strömen herzustellen. Integrierte Gegentaktverstär ker sind deshalb üblicherweise nichtkomplementäre Schaltungen.

Der am nächsten kommende Stand der Technik erledigt daher das Abschaltproblem mit dem Ausgangstrans istor durch ein Ändern der festen Vorspannungsquelle entweder in eine Konstantspannung für die Komple mentärkreise oder in einen Konstantstrom für die nichtkomplementären Schaltkreise.

Vorteile der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen verbesser ten Gegentaktverstärker mit geringeren Kreuzverzer rungen vorzustellen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen einfachen, wirtschaftlichen Gegentaktverstärker zu schaffen, der gegenüber konventionellen Gegentakt verstärkern die Kreuzverzerrungen reduziert und die Bandbreite steigert.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung um faßt eine Gegentakt-Endstufe einen oberen Trans istor und einen unteren Transistor eines ersten Leitfähigkeitstyps, wobei ein Emitter des oberen Transistors an einen Kollektor des unteren Trans istors angeschlossen ist. Ein erster Widerstand liegt zwischen einem AusgangsanschIuß und dem Emit ter des oberen Transistors, ein zweiter Widerstand liegt zwischen einem Emitter des unteren Trans istors und einem ersten Versorgungsspannungsanschluß.

Ein Kollektor des oberen Transistors ist mit einem zweiten Versorgungsspannungsanschluß verbunden. Ein Vorspannungskreis umfaßt einen Phasenteilertrans istor mit einer ersten Stromelektrode, die an eine Konstantstromquelle und eine Basis des oberen Tran sistors angeschlossen ist, eine zweite Stromelek trode, die an die Basis des unteren Transistors an geschlossen ist, und eine Steuerelektrode, die mit einem Eingangssignal in Verbindung steht. Ein drit ter Widerstand liegt zwischen der Basis des oberen Transistors und dem Ausgangsanschluß. Ein vierter Widerstand liegt zwischen der Basis des unteren Transistors und einem Ende des zweiten Widerstands, der mit dem ersten Versorgungsspannungsanschluß verbunden ist. Der Phasenteilertransistor lenkt ei nen ersten Teil des Konstantstromes in eine erste Leitung, die an die Basis des oberen Transistors und den dritten Widerstand angeschlossen ist, und einen übrigbleibenden zweiten Teil des Konstant stroms in eine zweite Leitung, die an die Basis des unteren Transistors und den vierten Widerstand an geschlossen ist, und zwar nach Maßgabe des Ein gangssignals, das der Steuerelektrode des Phasen teilertransistors zugeführt wird. Eine Änderung des Ausgangsstromes durch die Ausgangsleitung ändert eine Basis-Emitter-Spannung des oberen Transistors dadurch, daß er durch den ersten Widerstand fließt und die Spannung über dem ersten Widerstand ändert. Damit wird die Zumessung eines Teils des Stromes der Konstantstromquelle aus der ersten Leitung kom pensiert. Damit fließt ein Mindestwert an Vorstrom in den oberen Transistor, selbst dann, wenn der un tere Transistor voll eingeschaltet ist. Auf diese Weise wird die Kreuzverzerrung reduziert, die Aus gangsimpedanz klein gehaIten und die Bandbreite der Gegentakt-Endstufe erhöht.

Zeichnung

Fig. 1 ist ein schematischer Stromlaufplan zum Be schreiben des Stands der Technik.

Fig. 2 ist eine Funktionsdarstellung zum Beschrei ben der bekannten Schaltung von Fig. 1.

Fig. 3 ist ein schematischer Stromlaufplan eines Ausführungsbeispieles der Erfindung.

Fig. 3A ist ein schematischer Stromlaufplan eines anderen Ausführungsbeispiels der in Fig. 3 gezeig ten Schaltung.

Fig. 4 ist eine Funktionsdarstellung zum Beschrei ben der Arbeitsweise der Schaltungen von Fig. 3 und Fig. 3A.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Gleich zu Beginn soll bemerkt werden, daß sich die erfindungsgemäßen Schaltungen, zum Beispiel die von Fig. 3, vom Stand der Technik dadurch unterschei den, daß der Kollektor des Ausgangstransistors 7 an den Emitter des Transistors 2 statt an den Aus gangsanschluß 5 gelegt ist (soweit möglich, sind in den Fig. 1, 3 und 3A gleiche Bezugszeichen für gleiche Bauelemente verwendet). Demzufolge hindert der Kollektorstrom des Transistors 7 den oberen Transistor 2 daran, abzuschalten, wenn der untere Transistor 7 voll eingeschaltet ist. Dies ist wich tig, weil bekannte Gegentakt-Endstufen eine Vor spannung oder einen Vorstrom für den Endtransistor haben, die Vorspannung oder den Vorstrom teilen sich die beiden Endtransistoren. Die verfügbare Vorspannung oder der verfügbare Vorstrom wird dem einen oder dem anderen der Endtransistoren in einem größeren Maß entsprechend dem Ausgangsstrom zuge teilt. Der am nächsten kommende Stand der Technik sieht eine Rückkopplung vom Ausgang der Gegentakt stufe vor, um die Vorspannung oder den Vorstrom zu ändern. Bei der Erfindung dagegen wird ein zur Ver fügung stehender konstanter Vorstrom durch ein Treiberstufensignal, das als ein Eingangssignal für die Gegentakt-Endstufe dient, zu dem einen oder zu dem anderen der Endtransistoren gelenkt; es wird aber keine Rückkopplung eingesetzt, um die zur Ver fügung gestellte Vorspannung oder den verfügbaren Vorstrom zu ändern.

In Fig. 3 teilen sich die Endtransistoren 2 und 7 einen Einheits-Gegentakt-Vorspannungskreis 18. Der Endtransistor 2 ist ein oberer npn-Transistor, des sen Kollektor an V₊ liegt. Die Basis des Trans istors 2 ist über die Leitung 8 an eine Konstant stromquelle 3, die den Vorstrom I_B liefert, an den Emitter eines pnp-Phasenteilertransistors 21 und an ein erstes Ende eines Widerstandes 22 mit dem Wi derstandswert R₃ gelegt. Wie oben schon erwähnt ist der Emitter des Transistors 2 direkt an den Kollek tor des unteren npn-Transistors 7 angeschlossen. Die Basis des Transistors 7 liegt über eine Leitung 23 am Kollektor des Phasenteilertransistors 21 und an einem ersten Ende des Widerstands 24 mit dem Wi derstandswert R₄. Das Eingangssignal des Gegentakt verstärkers 22 ist das Signal e_i, es wird der Basis des Transistors 21 über die Leitung 11 zugeführt. Ein zweites Ende des Widerstandes 24 ist mit einem Anschluß V_- verbunden.

Der Emitter des oberen Transistors 2 ist außerdem an ein Ende des Emitterfolgerwiderstands 4A mit dem Widerstandswert R₁ verbunden. Das andere Ende des Widerstands 4A liegt am Ausgangsanschluß 5, in den der Ausgangsstrom i₀ fließt. Ein zweites Ende des Widerstands 22 ist ebenfalls mit dem Ausgangsan schluß 5 verbunden. Der Emitter des unteren Transi stors 7 liegt an einem Ende des Widerstands 6A mit einem Widerstandswert R₂. Das andere Ende des Wi derstands 6A liegt an V_-.

In der Schaltung nach Fig. 3 dient der Ausgangs strom i₀ zum Kompensieren der Vorspannung für den oberen Transistor 2. Die Verbindung des Emitters des oberen Transistors 2 mit dem Anschluß 5 über den Widerstand 4A und mit dem Kollektor des unteren Transistors 7 steuert den oberen Transistor 2 stän dig leitend. Der obere Transistor 2 ist es, der die kritischen Ausgangskennwerte einschließlich der Ausgangsimpedanz und der Bandbreite des Schaltkrei ses 20 steuert. Der Transistor 7 stellt wegen sei nes an Masse liegenden Emitters eine hohe Ausgangs impedanz dar. Wird der Transistor 2 ständig einge schaltet gehalten, bestimmt er dauernd die Aus gangsimpedanz des Schaltkreises und hält ihn auf dem typischen niederen Ausgangsimpedanzwert eines Emitterfolgers.

Bleibt der obere Transistor 2 ständig eingeschaltet, verbessert dies auch die Bandbreite des Gegen takt-Endverstärkers 20 erheblich, weil die Band breite des Emitterfolgers 2, 4A viel größer als die des Transistors 7 mit seinem an Masse liegenden Emitter ist. Der obere Transistor 2 behält seine große Bandbreite durch den Pfad vom Eingangssignal e_i zum Ausgangssignal e_o und überbrückt dabei die Phasenverzögerung des langsameren Pfads durch den unteren Transistor 7.

Während des Betriebes liefert die Stromquelle 3 ei nen festen Vorstrom I_B, der in wechselndem Maß von den beiden Endtransistoren 2 und 7 entsprechend dem Bedarf für den Ausgangsstrom i₀ absorbiert wird. Der Gegentaktbetrieb wird durch die Stromlenkung durch den Phasenteilertransistor 21 entsprechend dem Signal e_i erreicht. Der Phasenteilertransistor 21 liefert Treibersignale entgegengesetzter Polari tät an den Emitterfolgertransistor 2 und an den mit seinem Ende an Masse liegenden Transistor 7. Die Ströme i₁ und i₂ bilden die Augenblicksspannungen über dem Emitterfolger 2, 4A und dem mit seinem Emitter an Masse liegenden Transistor 7.

Wenn i₀=0 ist, schließt der Strom im oberen Trans istor 2 auch im unteren Transistor 7. In diesem Fall wird der Vorstrom I_B annähernd gleich zwischen i₁ und i₂ aufgeteilt. Dann fallen annähernd gleiche Spannungen an den Widerständen 22 und 24 ab, sie steuern die Transistoren 2 und 7 mit etwa den glei chen Stromwerten.

Zum Erhöhen der positiven Werte von i₀ wird der Strom im oberen Transistor 2 durch ein Erhöhen der Spannung über dem Widerstand 22 erhöht. Dies er fordert, daß dem Strom i₁ mehr vom Strom I_B zuge teilt wird. Dann steht weniger Strom für i₂ zur Verfügung, und die Spannung über dem Widerstand 24 fällt von ihrem Ruhewert. Der Strom im unteren Transistor 7 fällt dann so, wie der Strom im oberen Transistor 2 ansteigt. Ein weiteres Ansteigen des Stromes im Emitterfolgertransistor 2 bewirkt schließlich ein Abschalten des unteren Transistors 7, wie es im Abschnitt 7C der Kurve 7A in Fig. 4 gezeigt ist.

Die Gegentaktstufe 20 schaltet jedoch den oberen Transistor 2 nicht ab, wenn sich die Polarität des Ausgangsstroms umkehrt. Bei negativen Werten von i₀ wird der Strom e₂ angehoben; dies erhöht den Strom im unteren Transistor 7. Das Ansteigen des Stromes im Transistor 7 erfordert eine Verminderung von i₁ und eine entsprechende Verminderung der Spannung über dem Widerstand 22. Normalerweise würde diese Spannungsverminderung den Strom im Transistor 2 vermindern. Der Ausgangsstrom i₀ im Schaltkreis 20 liefert aber einen dem entgegenwirkenden Vorspan nungsanstieg, weil der Kollektor des unteren Trans istors 7 mit dem Emitter des oberen Transistors 2 verbunden ist statt mit dem Ausgangsanschluß 5 wie bei bekannten Schaltkreisen. Der Strom aus dem un teren Transistor 7 fließt dann durch den Emitterwi derstand 4A des Emitterfolgers 2. Die resultierende Spannung über dem Widerstand 4A vermindert die Spannung am Emitter des oberen Transistors 2 und spannt daher außerdem den oberen Transistor 2 vor, um der durch die oben geschilderte Verminderung von i₂ verursachten Verminderung der Vorspannung entge gen zu wirken.

Eine quantitative Überprüfung der letztgenannten Betriebsbedingungen konzentriert sich auf die Emit ter-Basis-Spannung des oberen Transistors 2.

V_BE2 = i₁R₃-(i₀-i₁)R₁ (1)

V_BE2 = i₁(R₃+R₁)-i₀R₁ (2)

In der Praxis ist R₃ groß gegen R₁, und die Gleichung in Klammer 2 vereinfacht sich zu

V_BE2 = i₁R₃-i₀R₁ (3)

Damit hebt ein negativer Ausgangsstrom die Spannung V_BE2 zur selben Zeit an, zu der der absinkende Strom i₁ diese Spannung vermindert. Wenn diese zwei Effekte im Ergebnis zu Null gemacht werden, wird V_BE2 konstant gehalten, wenn i₀ ins Negative schwingt, und der Strom im oberen Transistor 2 bleibt gleichermaßen konstant. Um einen negativen Ausgangsstrom zu liefern, wird der Kollektorstrom im unteren Transistor 7 um einen Wert minus i₀ an gehoben. Dies hebt die Spannung über R₂ um minus i₀R₂ an und erfordert die gleiche Anhebung der Spannung über R₄. Die letztgenannte Anhebung er fordert die Anhebung von i₂ um einen Wert

i₂ = -i₀R₂/R₄ (4)

die Anhebung von i₂ ergibt eine entsprechende Ab senkung von i₁, aber i₀ stellt wieder die Vorspan nung des oberen Transistors 2 her. Wegen des abge senkten i₁ fällt die Vorspannung über R₃ um

i₁R₃ = i₀R₂R₃/R₄ (5)

gleichzeitig hebt der fließende Strom i₀ die Span nung über R₁ um einen Wert i₀R₁ an. Es ergibt sich

V_BE2 = i₁R₃-i₀R₁ (6)

V_BE2 = i₀R₂R₃/R₄-i₀R₁ (7)

wenn diese zwei Spannungsänderungen von gleicher Höhe sind, bleibt die Emitter-Basis-Spannung des oberen Transistors 2 unverhindert. Für V_BE2 = 0 sind die Schaltungswiderstände zu bemessen zu

R₁/R₃ = R₂/R₄ (8)

in anderen Worten heißt dies: Wird das Verhältnis der Emitter- und Vorspannungs-Widerstände für die beiden Transistoren 2 und 7 gleichgemacht, stellt dies einen konstanten Strom im oberen Transistor 2 für alle negativen Werte von i₀ sicher. Diese Be dingung kann leicht verwirklicht werden, weil eine symmetrische Dimensionierung R₁=R₂ und R₃=R₄ macht.

In der Endstufe 20 ist das Signal am Emitter des Phasenteilertransistors 21 in Phase mit e_i, und das Signal auf der Leitung 23 am Kollektor des Phasen teilertransistors 21 ist nicht in Phase mit e_i. Dies ist wichtig, weil der obere Transistor 2 be züglich des Ausgangssignals e_o keine Phasenumkehr, der Kollektor des unteren Transistors 7 aber bezüg lich des Ausgangssignals e_o eine Phasenumkehr lie fert.

Deshalb bewirkt der Phasenteilerwiderstand 21 eine Stromaufteilung zwischen den Endstufentransistoren 2 und 7, und der feste Vorstrom I_B, der eine Vor spannung über dem Widerstand 22 oder über dem Wi derstand 24 liefert, ist entsprechend auf die Wi derstände aufgeteilt. Anders ausgedrückt teilt der Phasenteilertransistor 21 den Strom I_B zwischen den Widerständen 21 und 24 auf, um die Stromleitung im oberen Transistor 2 oder im unteren Transistor 7 anzuheben.

Eine Miller-Rückkopplung im Kollektor des Transi stors 7 und der Verstärkungsfaktor des Transistors 7 beschränkt die Bandbreite des Pfads mit dem unte ren Transistor 7 erheblich im Vergleich zu dem Pfad mit dem oberen Transistor 2, und zwar etwa um den Faktor drei.

Der Gegentaktverstärker 20A von Fig. 3A weist zwei Abwandlungen gegenüber der Schaltung 20 von Fig. 3 auf.

Die Schaltung von Fig. 3 liefert keine Rückkopp lung an die Konstantstromquelle 3 und ändert diesen Strom nicht. In der Schaltung 3 liefert der Aus gangsstrom i₀ die Einstellung der Vorspannung der Emitterfolger-Endstufe 2 dadurch, daß der Ausgangs strom i₀ durch den Emitterfolger-Widerstand 4A fließt und das dadurch der Transistor 2 leitend bleibt. Wenn beispielsweise i₀ positiv ist und an steigt, liefert der obere Transistor 2 den Stroman stieg, und dann muß ein größerer Teil von I_B durch den Widerstand 22 fließen. Unter diesen Umständen wird weniger Strom i₂ an den Widerstand 24 gelie fert, und der untere Transistor 7 schaltet ab, wie es in Fig. 4 mit dem Abschnitt 7C der Kollektor stromkurve 7A des unteren Transistors gezeigt ist. Aber dies hat keinen Einfluß auf die Bandbreite oder die Ausgangsimpedanz der Schaltung 20, diese Werte werden ständig durch den oberen Transistor 2 gesteuert.

Für ansteigende negative Werte von i₀ muß die Stromleitung im unteren Transistor 7 ansteigen. In früheren Gegentaktschaltungen wäre der Kollektor eines unteren Transistors 7 direkt an den Anschluß 5 angeschlossen, und der Ausgangsstrom hätte keinen Einfluß auf den Vorstrom in einem oberen Transistor 2. In der erfindungsgemäßen Schaltung 20 jedoch wird der Ausgangsstrom i₀ durch den Widerstand 4A zum oberen Transistor 2 geleitet und dabei die Net to-Emitter-Basis-Vorspannung am Transistor 2 gebil det.

Für einen ansteigenden negativen Ausgangsstrom i₀ steigt der Strom i₂ an und liefert die erforderli che Spannung über dem Widerstand 6A, sie hat den Wert i₀R₂. Die Spannung über dem Widerstand 24 steigt daher an. Es gibt einen entsprechenden Net toanstieg des Stroms i₂. Um den entsprechenden An stieg von i₂ zu liefern, muß es einen gleichen Rückgang des Stroms i₁ geben, weil die Summe von i₁ und i₂ der konstante Wert I_B ist. Da i₁ zurückgeht, geht die Spannung über dem Widerstand 22 in einer Richtung zurück, die die Emitter-Basis-Vorspannung des Transistors 2 reduziert. Gleichzeitig erscheint der Ausgangsstrom i₀, der durch den Widerstand 4A fließt, in einer Richtung, die die Emitter-Basis- Vorspannung des Transistors 2 anhebt.

Durch eine geeignete Dimensionierung der Widerstän de R₁, R₂, R₃ und R₄ wirkt der auf den Ausgangs strom bezogene Spannungsabfall über den Widerstand 4A der Vorstromreduzierung und der Vorspannungsre duzierung im richtigen Sinn entgegen; die Vorspan nung wird durch i₁ über dem Widerstand 22 erzeugt. Es soll der typische Fall betrachtet werden, wenn R₃=R₄ ist. Ein negativer Ausgangsstrom liefert einen Spannungsabfall über dem Widerstand 6A, der durch einen Anstieg der Spannung über dem Wider stand 24 unterstützt wird. Um diesen Anstieg zu liefern, wird Strom vom Widerstand 22 zum Wider stand 24 umgeleitet. Wenn diese beiden Widerstände gleich sind, ergibt der Spannungsanstieg über dem Widerstand 24 einen gleichen Spannungsrückgang über dem Widerstand 22. Die Spannungsänderung, die über dem Widerstand 6A begann, wird so - mit entgegenge setzter Polarität - zum Widerstand 22 gespiegelt. Um diesen Rückgang zu kompensieren, wird der glei che Ausgangsstrom, der alle diese oben genannten Spannungsänderungen veranlaßte, ein gleicher Span nungsanstieg über dem Widerstand 4A erzeugt. Der gleiche, kompensierende Spannungsanstieg über dem Widerstand 4A ergibt sich, wenn R₁ R₂ ist, wobei R₃ gleich groß R₄ ist.

Andere Anforderumgen an die Schaltung können ver langen, daß der Widerstand 4A und der Widerstand 6A unterschiedliche Widerstandswerte aufweisen. Diese Widerstände dienen üblicherweise zum Abtasten des Stroms, um den Ausgangsstrom zu begrenzen. Unter schiedliche Strombegrenzer für positive und negati ve Ausgangsströme können unterschiedliche Wider standswerte für diese beiden Widerstände erfordern. In diesem Fall stehen die Widerstände 22 und 24 im gleichen Verhältnis zueinander wie die Widerstände 4A und 6A. Wenn der Widerstand 4A um einen be stimmten Prozentsatz größer als der Widerstand 6A ist, dann wird der Widerstand 22 im gleichen Pro zentsatz größer gemacht als der Widerstand 24. Wenn dann der Ausgangsstrom einen Spannungsabfall über dem Widerstand 6A liefert, wird dieser Spannungsab fall zum Widerstand 22 mit der Spannungsamplitude multipliziert mit einem Faktor R₃/R₄ gespiegelt. Die entsprechende Kompensationsspannung über dem Widerstand 4A wird um den gleichen Faktor angeho ben, wenn R₁/R₂=R₃/R₄ ist.

In Fig. 3A wurde der Leitfähigkeitstyp des Phasen teilertransistors von pnp in npn geändert, wie es mit dem Transistor 21A angegeben ist. Ein Wider stand 30 wurde zwischen den Anschluß V_- und die un teren Enden der Widerstände 24 und 6A gelegt, um nicht ideale Transistorkennwerte zu kompensieren. Die Änderung des Leitfähigkeitstyps des Phasentei lertransistors 21A erlaubt es, die Basis des unte ren Transistors 7 statt der des oberen Transistors 2 mit einem Emitterfolger zu betreiben. Der Wider stand 30, der einen Widerstandswert R₅ hat, kompen siert nichtideale Kennwerte des Transistors 7. Wenn ein negativer Ausgangsstrom durch den Widerstand 6A fließt, gibt es einen Spannungsanstieg über dem Wi derstand 6A. Damit gibt es einen Spannungsanstieg über der Emitter-Basis-Sperrschicht des unteren Transistors 7, dessen dynamischer Widerstandswert in Reihe mit dem Widerstand 6A liegt und mit ihm zusammen den effektiven Emitterwiderstandswert er gibt. Aus diesem Grund ist der Spannungsanstieg, der über dem Widerstand 24 erforderlich ist, um den angehobenen Emitterwiderstand-Spannungsabfall zu liefern, größer als oben für die Schaltung nach Fig. 3 erläutert. Der Strom i₂ muß mehr als bezüg lich der Schaltung nach Fig. 3 geschildert angeho ben werden, und der Strom i₁ muß mehr als oben an gegeben gemindert werden. Eine weitere Korrektur ist nötig für den Stromfluß durch den Widerstand R₁. Der Wert des Widerstands 6A muß modifiziert werdem, damit er den dynamischen Emitterwiderstand im Emitter von Transistor 7 kompensieren kann.

Durch das Verminderm des Widerstandswerts des Wi derstands 6A geht eine gewisse Symmetrie im Schaltkreis verloren. Normalerweise hätte man gern einen gleichen Spannungsabfall in den Emitterkrei sen der beiden Transistoren 2 und 7, weil diese Wi derstände auch zum Stromabtasten bei der Strombe grenzungsfunktion dienen. Für die beiden Endtransi storen werden im allgemeinen gleiche Strombegren zerschaltungen verwendet; Widerstände mit gleichen Werten liefern dann gleiche Begrenzungswerte für die positiven und negativen Ausgangsströme. Durch das Hinzufügen des Widerstands 30 weist der Wider standswert des Widerstands 6A plus der Widerstands wert des Widerstands 30 den gleichen Wert auf wie der Widerstandswert des Widerstandes 4A, damit er hält man die gewünschte Symmetrie.

Die unten angegebene Tabelle 1 zeigt als Beispiel Werte der Widerstände in Fig. 3A.

Widerstand
Widerstandswert
R₁\|30 Ohm
R₂	25 Ohm
R₃	3 Kiloohm
R₄	3 Kiloohm
R₅	5 Ohm

Gegentakt-Endstufen enthalten eine Einheits-Vor strom-Schaltung, die sich zwei Endtransistoren tei len. Das Ausmaß der Teilung der Vorstromquelle un ter die zwei Endtransistoren wird durch das Ein gangssignal e_i gesteuert, das die Endstufe steuert. Ein Hauptunterschied zwischen der Erfindung und dem Stand der Technik ist, daß die erfindungsgemäße Schaltung nicht die konstante Vorspannung oder den konstanten Vorstrom ändert, aber trotzdem die Än derung der Emitter-Basis-Vorspannung am Transistor 2 kompensiert, indem der Ausgangsstrom selbst durch den Emitterkreis des Transistors 2 fließt.

Claims

1. Gegentaktendstufe mit

a) einem oberen Transistor (2) und einem unteren Transistor (7) eines ersten Leitfähigkeitstyps, wobei ein Emitter des oberen Transistors an einen Kollektor des unteren Transistors angeschlossen ist;
b) einem ersten Widerstand (4A), der zwischen einer ersten Ausgangsleitung und dem Emit ter des oberen Transistors liegt, und einem zweiten Widerstand (6A), der zwischen einem Emitter des unteren Transistors und einem ersten Versorgungsspannungsanschluß (V_-) liegt, wobei ein Kollektor des oberen Tran sistors an einen zweiten Versorgungsspan nungsanschluß (V₊) angeschlossen ist;
c) einem Vorspannungskreis mit
I. einem Phasenteilertransistor (21) mit einer ersten stromführenden Elektrode, die an eine Konstantstromquelle und eine Basis des oberen Transistors angeschlos sen ist, einer zweiten stromführenden Elektrode, die an eine Basis des unteren Transistors angeschlossen ist, und einer Steuerelektrode (11), der ein Eingangs signal zuführbar ist,
II. einem dritten Widerstand (22), der zwi schen der Basis des oberen Transistors und dem Ausgangsanschluß liegt;
III. einen vierten Widerstand (24), der zwi schen der Basis des unteren Transistors und einem Ende des zweiten Widerstands, der mit dem ersten Versorgungsspannungs anschluß verbunden ist, liegt.

2. Gegentakt-Endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenteilertransistor einen ersten Teil (i₁) des Konstantstroms in eine erste Leitung (8), die mit der Basis des oberen Transistors und dem dritten Widerstand (22) verbunden ist, und einen übrigen zweiten Teil (i₂) des Konstantstroms in eine zweite Leitung (23), die mit der Basis des unteren Transistors und dem vierten Widerstand (24) verbunden ist, nach Maßgabe eines Eingangsig nals, das der Steuerelektrode des Phasentei lertransistors zugeführt ist, lenkt.

3. Gegentakt-Endstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Wider standswerte des ersten Widerstands zum dritten Widerstand gleich dem Verhältnis der Widerstands werte des zweiten Widerstands zum vierten Widerstand ist.

4. Gegentakt-Endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Änderung in einem Ausgangsstrom, der durch den Ausgangsanschluß fließt, eine Basis-Emitter-Spannung des oberen Transistors dadurch ändert, daß er durch den ersten Widerstand fließt und die Spannung über dem ersten Widerstand ändert, womit die Len kung des Teils des Stroms der Konstantstrom quelle aus der ersten Leitung kompensiert wird und ein Mindestwert eines Vorstromflusses in dem oberen Transistor erreicht wird, auch wenn der untere Transistor voll eingeschaltet ist, wobei die Kreuzverzerrung reduziert, die Aus gangsimpedanz niedrig gehalten und die Band breite der Gegentakt-Endstufe angehoben wird.

5. Gegentakt-Endstufe mit

a) einem oberen Transistor und einem unteren Transistor, wobei ein Emitter des oberen Transistors mit einem Kollektor des unteren Transistors verbunden ist;
b) einem ersten Widerstand (4A), der zwischen einem Ausgangsanschluß und dem Emitter des oberen Transistors liegt, und einem zweiten Widerstand (6A), der zwischen einem Emitter des unteren Transistors und einem ersten Versorgungsspannungsanschluß (V_-) liegt, wobei ein Kollektor des oberen Transistors an einen zweiten Versorgungsspannungsan schluß (V₊) angeschlossen ist;
c) einer Einheits-Vorspannungs-Schaltung mit einem ersten Vorspannungskreis, der zwi schen der Basis und dem Emitter des oberen Transistors liegt und dort eine erste Emit ter-Basis-Spannung zuführt, und einem zwei ten Kreis, der zwischen der Basis und dem Emitter des unteren Transistors liegt und dort eine zweite Emitter-Basis-Spannung zu führt, und mit Schaltmitteln, die an einer Konstantstromquelle liegen, um erste und zweite Teile des gelieferten Konstantstroms in den ersten Kreis und in den zweiten Kreis nach Maßgabe eines Eingangssignals und im wesemtlichen unabhängig von einem Ausgangssignal, das durch die Gegentakt- Endstufe produziert wird, zu lenken, um si cherzustellen, daß wenigstens ein Mindest stromfluß im oberen Transistor immer erhal ten bleibt, und dadurch die Kreuzverzerrun gen reduziert, die Ausgangsimpedanz niedrig hält und die Bandbreite der Gegentakt-End stufe ausdehnt.

6. Gegentakt-Verstärker-Stufe mit niedriger Ver zerrung niedriger Ausgangsimpedanz und hoher Bandbreite,

a) mit einem ersten Ausgangstransistor (2) und einem zweiten Ausgangstransistor (7) ;
b) mit Schaltmitteln (44), die einen Kollektor strom des ersten Endtransistors in einen Emitter des zweiten Endtransistors leiten;
c) mit Schaltmitteln, die einen ersten Teil ei nes Ausgangsstroms der Gegentakt-Verstär kerstufe durch einen ersten Widerstand, der am Emitter des ersten Endtransistors liegt, und einen zweiten Teil des Ausgangsstroms durch einen zweiten Widerstand, der an der Basis des ersten Endtransistors liegt, lei ten;
d) mit Schaltmitteln, die einen ersten und ei nen zweiten Teil eines Vorstroms in eine erste (8) und eine zweite (23) Leitung len ken, wobei die erste und die zweite Leitung an den Basen des ersten Endtransistors und des zweiten Endtransistors liegen und wobei der Vorstromteil, der jedem Transistor zuge führt wird, abhängig von einem den Lenkmit teln zugeführten Steuersignal anhebbar ist.