NL1002892C2 - Audio Eindversterker en Nevenproducten. - Google Patents

Description

-1- BESCHRIJVING BIJ OCTROOI-AANVRAGE Nr. 1002892 INDIENINGSDATUM 18 APRIL 1996 BETREFT EEN AUDIO EINDVERSTERKER EN NEVENPRODUCTEN DERDE, HERZIENE VERSIE, JULI 1997

DOOR G.P.J. OYEN TE DOESBURG

1002892 -2- INHOUD - TEKST Pagina: 1. Titelpagina.

2. Inhoud - Tekst.

3. Inhoud - Figuren.

4. Hoofdstuk 1. Inleiding.

5. Hoofdstuk 2. SRPP zonder Kathode-condensator.

8. Hoofdstuk 3. De White-kathodevolger als

Audio-eindtrap.

9. Hoofdstuk 4. Symmetrie-bewaking.

13. Hoofdstuk 5. Cijfers.

17· Hoofdstuk 6. Andere Actieve Componenten.

19. Hoofdstuk 7. Symmetrie-bewaking zonder

Lastdeling.

21, 22. Hoofdstuk 8. Conclusies.

'1002°°? -3- INHOUD - FIGURED Pagina: 23. Figuur 1 e 24. Figuur 2.

23 o Figuur 3.

26. Figuur 4.

27. Figuur 5· 28. Figuur 6.

29. Figuur 7.

30. Figuur 8.

31. Figuur 9.

32. Figuur 10.

33. Figuur 11.

34. Figuur 12.

35. Figuur 13.

36. Figuur 14.

37. Figuur 15.

1002892 ' -4- 1. Inleiding.

De vinding betreft een audio-eindversterker en nevenproducten.

De vinding bestaat in principe uit twee onderdelen, 5 die gecombineerd een derde onderdeel vormen: a) Een SRPP-schakeling met gedeelde belasting wordt zodanig opgebouwd en ingesteld dat er géén wisselstroom vloeit door de kathodeweerstand van de onderste buis. Daarmee komt de gebruikelijke 10 ontkoppelcondensator te vervallen.

b) In een White-kathodevolger wordt de niet-ontkoppelde kathodeweerstand van de onderste buis gebruikt als hoofdonderdeel van een correctie-systeem voor symmetrie-afwijkingen door momentane variaties van 15 de impedantie van de (dynamische) belasting.

c) De SRPP-schakeling volgens punt a vormt een ideale stuurtrap voor de White-kathodevolger (eindtrap) volgens punt b. Ze vormen samen een complete tweetraps eindversterker met een zeer lage uitgangs- 20 impedantie, die probleemloos zonder terugkoppeling kan functioneren. Dat levert een buitengewoon ruimtelijk en muzikaal geluidsbeeld op.

Zoals de naam "kathodevolger" al aangeeft, betreft het een schakeling met electronenbuizen. Maar nagenoeg alle 25 schakelingen waarop de vinding van toepassing is, kunnen ook worden uitgerust met als actieve componenten veld-effect-transistoren, algemeen bekend als FET's.

In die gevallen worden andere termen gebruikt voor analoge onderdelen. Zo wordt de kathodevolger met FET's 30 een "sourcevolger", etcetera.

Ook zijn er hybride schakelingen mogelijk met twee verschillende typen buizen of FET's, of zelfs een combinatie van een buis en een PET.

' < 'j zo 9 2 i -5- 2. SRPP zonder Kathode-condensator.

Piguur 1 toont een SRPP-schakeling met gedeelde weerstand-belasting Ro. De bovenste halve belasting (R2) is parallel geschakeld aan de bovenste buis (B2).

5 De onderste halve belasting (R1) is aangesloten tussen de kathode van buis 2 en de aarde.

De belasting Ro bestaat uit de parallelschakeling van R1 en R2.

Er is sprake van een symmetrische schakeling als 10 B1 = B2 ; R1 = R2 = 2.Ro ; en^/(.Rk2 = Ri + 2.Ro .

Er zijn dan twee (nagenoeg) identieke uitgangsstroomkringen. De onderste stroomkring verloopt door Rk1, waardoor een tegenkoppelende wisselspanning ontstaat op de kathode van buis 1. Hierdoor wordt de spannings-15 versterking ongeveer gehalveerd.

Dit nadeel is te ondervangen door Rk1 te overbruggen met een voldoende grote condensator (zie Piguur 1).

Voor buizen in audio-schakelingen bedraagt de vereiste capaciteit al gauw 50 a 100^/^ F.

20 Hierdoor vormt deze kathode-condensator een constructief dilemma. Een electrolytische condensator van de gewenste waarde is klein en goedkoop, maar klankmatig niet erg aantrekkelijk. Polypropyleen-condensatoren zijn groot en duur, maar wel audiofiel. Er zijn compromissen 25 mogelijk via de parallelschakeling van een grote elco en een kleinere MKP-condensator, maar deze zijn ook verre van ideaal.

Piguur 2 toont mijn oplossing, die is gelegen in een andere aansluiting van R1. Deze is aan de onderzijde 30 niet aangesloten aan de aarde, maar aan de kathode van buis 1·

Er vloeit nu geen wisselstroom door Rk1, zodat er géén ontkoppelcondensator nodig is.

1002892 ! -6-

Voorwaarde is, dat de twee uitgangsstroom-kringen in zichzelf gesloten zijn: Io1 = -Ia1 en Io2 = Ia2 .

Dat is het geval als: {JU2·Rk2 - Ro):(Ri 2 + Ro) = R1 :R2 5 In de praktijk zal meestal gewerkt worden met een symmetrische instelling, zoals aan het begin van dit hoofdstuk is aangegeven: R1 = R2 = Ri2' + 2.Ro .

Figuur 3 toont deze schakeling in zijn eenvoudigste vorm: zonder uitgangscondensatoren. Dat scheelt ook 10 aanzienlijk in de kosten.

Figuur 4 toont een analoge schakeling, uitgerust met veldeffect-transistoren (FET's) als actieve componenten. Het ontbreken van condensatoren levert hier - relatief gezien - een nog veel grotere kostenbesparing op.

15 Bovendien wordt het hierdoor mogelijk om de hele schakeling op een micro-chip onder te brengen.

Maar uiteraard kan ook deze schakeling worden voorzien van scheidingscondensatoren in één of beide uitgangs-circuits, op een plaats waar dit het beste uitkomt.

20 Een bijzondere variant van de schakeling van Figuur 2 is te realiseren als de daarop volgende versterkertrap een roosterlekweerstand R'g heeft tussen rooster en aarde, en verder géén of heel weinig stroom trekt.

R'g kan hier de functie vervullen van tweede uitgangs-25 weerstand R2. R'g = R2 (zie Figuur 5). ·

Voorwaarde is de aanwezigheid van een ontkoppel-condensator voor de voeding van de betreffende versterkertrap. De tweede uitgangsstroomkring wordt via deze condensator Cjjy gesloten, zoals op de afbeelding 30 schematisch is aangegeven.

Ook deze schakeling is met FET's te realiseren. Er is dan sprake van een gate-weerstand R'g.

10028S2 -7-

De versterking van een symmetrische SRPP-schakeling bedraagt met triode-buizen maximaal een kleine 100 maal. Met penthode-buizen (Figuur 6) moet zelfs 1000 maal haalbaar zijn. De formules 5 A _ -JX x 2.Ro_ u Ei + Rk2 + 2.Ro

In berekeningen met buizen worden meestal de parameters /X en Ri gebruikt. De steilheid S (S Ri) wordt in berekeningen aan buizen-schakelingen minder vaak 10 gebruikt.

In berekeningen met FET's daarentegen is de versterkings-factor een onbekend begrip. Hier wordt in de regel gerekend met de steilheid Sd en de inwendige weerstand 15 van de drain, Rd .

In plaats van de versterkingsfactor wordt in voorkomende gevallen gewoon het product Rd x Sd gebruikt. Voor FET's geldt als voorwaarde voor symmetrie, resp. voor de spanningsversterking van een SRPP-trap: 20 Rd + 2.Ro -Sd x Rd x 2.Ro

Rs2 -- A = -

Rd x Sd u Rd + Rs2 + 2.Ro

, -O I

-8- 3· De White-kathodevolger als Audio-eindtrap.

De White-kathodevolger is een single-ended push-pull versterker met een zeer lage uitgangsimpedantie.

De ingang is het stuurrooster van de bovenste buis.

5 Het in fase 180° gedraaide signaal voor de onderste buis wordt geleverd vanaf een weerstand in de anode-leiding van de bovenste buis.

Ook deze White-KV kan met een gedeelde belasting worden uitgerust.

10 Als er sprake is van een statische belasting (bijvoorbeeld weerstanden), dan levert een schakelwijze volgens Hoofdstuk 2 niet veel voordeel op.

Dat is wèl het geval als de White-kathodevolger wordt uitgerust met een dynamische belasting.

15 Figuur 7, rechts, laat een White-KV zien, uitgerust met een balans-transformator. Hielrmoet men bij parallelschakeling van de twee primaire wikkelingen wèl rekening houden met de fase. Op Figuur 7 is dit grafisch weergegeven door het kruislings aansluiten 20 van de bovenste primaire wikkeling. Secundair is een luidspreker(-systeem) geprojecteerd.

Er vloeit hier géén wisselstroom door Rk1, als de schakeling symmetrisch is ingesteld: My •Ra2 = Ri1 + 2.Ro Maar omdat er sprake is van een dynamische belasting, 25 moet Ro worden opgevat als een variabele.

Deze balansschakeling kan dus alleen statisch worden ingesteld, uitgaande van een nominale waarde voor Ro.

Als de momentane waarde van Ro afwijkt van de nominale waarde, dan werkt deze balansschakeling niet meer 30 symmetrisch. Er vloeit in dat geval wèl wisselstroom door Rk1.

Ik heb ontdekt dat de signaalspanning die hierdoor op de kathode van buis 1 ontstaat, een corrigerend effect heeft. De werking van dit correctie-systeem 35 wordt beschreven in het volgende hoofdstuk.

1002892 -9- 4. Symmetrie-bewaking.

In een White-kathodevolger is het stuurrooster van de bovenste buis g1-2 de initiële ingang. Het in fase 180 graden gedraaide ingangssignaal voor de onderste buis 5 wordt hier geleverd over de weerstand Ea2, die speciaal voor dit doel in de anode-leiding van de bovenste buis is opgenomen·

Hit signaal wordt gewoonlijk via een koppelcondensator naar het stuurrooster van de onderste buis g1-1 geleid.

.10

He bovenste buis werkt hier als kathodevolger, wat ondermeer impliceert dat de spanningsversterking nauwelijks afhankelijk is van de feitelijke grootte van de belasting Ho.

15 He onderste buis B1 daarentegen gedraagt zich als een kathodebasis-schakeling, ook wel "anodevolger" genoemd, of GK-schakeling (gemeenschappelijke kathode).

Hier is de spanningsversterking veel meer evenredig met de feitelijke grootte van Ho.

20 Gevolg hiervan is, dat variaties in de feitelijke grootte van Ro kunnen leiden tot een niet-symmetrisch gedrag van deze balansversterker.

Hu wordt Ho in een audio-eindtrap voornamelijk bepaald door de impedantie van het luidsprekersysteem. Variaties 25 van de helft tot tweemaal de nominale waarde zijn zeker geen uitzondering. Er zijn diverse systemen waarvan de impedanties nog veel verder afwijken.

Figuur 8 toont een aan de White-KV verwante balansschakeling met enkelvoudige uitgang, die veel gebruikt 30 wordt in transformatorloze eindtrappen. Heze schakeling is tegenwoordig algemeen bekend onder de afkorting SEPF: Single Ended Push-Pull (amplifier) - balansversterker met enkelvoudige uitgang.

Ï002ÖU2 · -10-

In tegenstelling tot de Wh±te-KV en de SEPP-schkeling, heeft deze balansschakeling twee ingangssignalen nodig. Die moeten niet alleen 180 graden in fase verschoven zijn t.o.v. elkaar; ze moeten bovendien verschillend 5 zijn in amplitude.

De problemen met symmetrie-afwijkingen door variaties van Ho zijn hier nagenoeg dezelfde als in de White KV. Maar in deze variant kan de Bootstrap-constructie zorgen voor een nagenoeg perfecte symmetrie-bewaking.

10 De White-kathodevolger leent zich niet voor toepassing van deze Bootstrap-schakeling. Daar komt bij dat de Bootstrap-constructie tevens een permanente 100 procent terugkoppeling is van de uitgang naar de beide ingangen van de eindtrap.

15 Tegenwoordig streeft men naar een zo minimaal mogelijk gebruik van terugkoppeling in audio-eindversterkers. Algemeen wordt aangenomen dat dit een meer ruimtelijk geluidsbeeld oplevert, en een uiterst natuurgetrouwe muziekweergave· 20 De triode-eindversterkers danken hun huidige faam en prestige voornamelijk aan de gunstige eigenschappen van deze buis voor constructies met géén of weinig terugkoppeling.

Ik was dan ook blij verrast toen ik ontdekte dat in de 25 White-kathodevolger de (niet ontkoppelde) kathode-weerstand kan fungeren als correctie-systeem voor symme tri e-afwi j kingen.

In de varianten met gedeelde belasting kan dat bovendien zonder enige vorm van permanente terugkoppeling. Het is 30 dus een selectief correctie-systeem. Br wordt uitsluitend corrigerend ingegrepen als er ook echt sprake is van een verschil in grootte tussen de beide anode-stromen Ia2 en -Ia1.

De werking van dit systeem is schematisch weergegeven op Piguur 9· 1002892 -11-

Een balanstransformator heeft als bijzondere eigenschap de neiging om verschillen tussen de primaire stromen te neutraliseren, als de primaire spanningen (nagenoeg) gelijk zijn.

5 De grotere stroom induceert extra stroom in de primaire wikkeling met de zwakkere stroom. De grotere stroom wordt daardoor zelf kleiner·

De totale uitgangsstroom wordt dus vanaf de enkelvoudige uitgang wel galvanisch gescheiden door de beide primaire 10 wikkelingen geleid, maar de twee deelstromen worden weer aaneen gekoppeld door de transformatorkern.

De mate van deze koppeling (p) bedraagt in transformatoren van een voor deze toepassingen geschikt formaat ongeveer 85 procent.

15 Bij een volledige koppeling (p = 100$) zijn Io1 en Io2 even groot. De verschilstroom bedraagt in dat ideale geval: Io1 + Ia1 = -fc-Io + Ia1 = -i>(la2 - Ia1) + Ia1 = = ΉIa2 + lal).

Ofwel: Idiff= Ia2 - Io2 = Ia2 - £(Ia2 - Ia1) = *(Ia2 + Ia1).

20 Het koppelingspercentage p laat zich hierin wel verdisconteren: IRc= £p«(Ia2 + Ia1).

Deze differentiestroom door Rc xorgt voor een corrigerend signaal op de kathode van buis 1. Dit effect kan eenvoudig worden vergroot door Rc groter te maken.

25 Dat is te realiseren door simpelweg een extra weerstand Rx in serie te schakelen met de regelweerstand voor de buis-stroom, Rk1· De effectieve waarde van de correctie-weerstand Rc bedraagt de som van Rk1 en Rx.

De roosterlekweerstand Rg1-1 kan zonder bezwaar aan het 30 knooppunt van Rk1 en Ex worden aangesloten. Eet stuur-rooster komt dan wel op een kleine positieve potentiaal te staan, maar het signaal wordt toch al via een condensator aangevoerd· 10 0 2 8 y 2 -12-

Als de overige gelijkspanningen even groot blijven, is hiervoor wel een wat hogere voedingsspanning ïïb nodig.

Deze kan nu ook uitstekend fungeren als voedingsspanning voor de stuurtrap, als hiervoor bijvoorbeeld een SRPP-5 schakeling wordt gebruikt met voorversterker-penthoden, zoals getoond op Figuur 6 en Figuur 7.

Het voor de White-kathodevolger benodigde forse ingangssignaal kan nu probleemloos worden geleverd, zonder vervorming in de pieken.

10 De mogelijkheid om één voedingspunt te kunnen gebruiken voor stuurtrap en eindtrap is een aantrekkelijke vereenvoudiging van het voedingscircuit.

Maar het systeem voor de symmetrie-bewaking heeft in de gevallen met gedeelde belasting nog een gunstig neven-15 effect voor de voeding. De bromrimpel Urn, die op de voedingsspanning üb is gesuperponeerd, wordt namelijk grotendeels geneutraliseerd. Er resteert slechts een 10 è 15 procent van Urn over Ro. Daardoor kan worden volstaan met een heel eenvoudig voedingsapparaat, zoals 20 Figuur 7 al suggereert.

Het prototype is onhoorbaar stil met een CLC-filter van 3,5 H en tweemaal 47yUF.

Wat betreft de instelling van deze schakelingen, lijkt op het eerste gezicht alleen een zuivere klasse A -instelling 25 geschikt, met het werkpunt exact midden in het uitsturings-gebied. Het symmetrie-correctie-systeem reageert immers op verschillen tussen de beide buisstromen, en zou dus ook bij AB-gedrag in werking treden*

Toch laat het zich aanzien dat ook een milde AB-instelling 30 mogelijk moet zijn. In dat geval treedt een harmonische vervorming op met veel even harmonischen, net als in de veelgeprezen monotriode-eindversterkers, die momenteel worden beschouwd als de absolute referentie op High-End audio-gebied.

1002832 -13- 5. Cijfers.

Het meest concrete onderdeel van deze beschrijving is de complete eindversterker zoals afgebeeld op Figuur 7. Hiervan is ook een prototype gebouwd, dat op 10 oktober 5 1995 de eerste muzikale klanken de wereld in stuurde.

Ha een korte inspeelperiode (plm. 200 uren) heeft deze versterker nu al ruim een half jaar ver boven verwachting gepresteerd.

Het prototype heeft in de eindtrap penthode-buizen van 10 het zeer gangbare type El 34, en in de stuurtrap voor-versterker-penthoden van het type EF 86. Deze stuurtrap levert genoeg spanningsversterking om de eindtrap vol uit te sturen met een ingangssignaal van minder dan 0 dBV (775 mV eff.).

15 De voornaamste gegevens van de eindbuizen: Hi = 15 kOhm; versterkingsfactor= 165. De primaire belasting bedraagt 1000 Ohm.

Voor een symmetrische instelling is een Ra2 nodig van:

Ba2 = Μ-^--2-·?5 = 15£-ί-2·* = 103 Olm 165 20 De spanningsversterking bedraagt, uitgaande van symmetrie: . _ M2 ς 2.Ho _ 165 x 2k_ ^ Hi2 + Ha2 + 2.^2+1 )-Ho 15k + 103 + 332k ^ = 0,95x

De berekening van de uitgangsimpedantie is een stuk 25 gecompliceerder. We gaan uit van de buisvergelijkingen: (2) Ia2.Ei2 «/f2 .Ui + Ua -^2+t).Uo

Ia2.Hi2 ·υι “ Ia2.Ra2 - ^2+1)·(Ι®2 - Ia1).Ro

De kortsluitstroom Is2 bedraagt (Ho * 0):

Is 2 =/^-Ξ-Πί_ (Is2)

Ei2 + Ha2 1 η 9 O O 9 ! -14-

De buisvergelijking van buis 1 ziet er alsvolgt uit: (1) Ia1 *Ri1 =yU 1 .-Ia2.Ra2 + TJo

Ia1.RH =/^1.-Ia2.Ra2 + (Ia2 - Ia1).Ro

Bij kortgesloten uitgang (Ro =0) stroomt door Ra2 niet 5 Ia2, maar Is2. Be kortsluitstroom 1st. bedraagt:

Is1 = -Is 2^^----- = x Ui

Ei1 Ril Bi 2 + Ra2

Be totale kortsluitstroom Is^^ bedraagt:

Ist 4. = Is2 - Is1 = tot Ri1 Ri2 + Ra2

Be open uitgangsspanning bedraagt: 10 ïïo„ne„ =/*2JE_2LJLiiM- open Ri2 + Ra2 + 2.J^2+1).Ro

Be uitgangsimpedantie Zo bedraagt dus:

Zo _ ïïo _ Ri 1_ χ (Ri2+ Ra2) x 2.Ro_

Istoi- B±i+yU-\ .Ra2 (Ri2+ Ra2 + 2%ί^2+1^*βο

Stó±-Ss2_ * üo zo = — x —

Ri^+ 2.Ro Ri2+ Ra2 + 2,^U 2+1)

Zo = 40,8 Ohm. Be dempingsfactor bedraagt: 15 ï = M. * 1222 = 24,5 x * Zo 40,8

Bat is de dempingsfactor aan de primaire zijde van de uitgangstransformator. Beze trafo geeft zelf ook nog een verbetering van de dempingsfactor, maar ik beschik niet over voldoende kennis en gegevens om deze te berekenen 20 (als dat al mogelijk zou zijn).

Voor de symmetrie in deze schakeling zijn vooral de parameters van buis 1 en de daarvan afgeleide Ra2 relevant. We gaaa uit van buisvergelijking 1:

Ia1.Ri1 =/*1* -Ia2.Ra2 + (Ia2 - Ia1).Ro -^6^ + 1).Uk1 1002892 -15-

In geval van symmetrie-afwijkingen kan niet meer gesteld worden dat Ïïk1 = 0. De wisselspanning op de kathode van buis 1 bedraagt nu: Ük1 = £p.(Ia2 + IatJ.Rc .

Daardoor verandert ook de buisvergelijking van buis 1: 5 Ia1 ,fii1 = -Ia2.Ea2 + (Ia2 - Ia1).Ro - - + 1).ip.(Ia2 + Ia1).Ec

De stroomvergelijking wordt nu: -Ia1 xHa2 - Ro + (/^ + 1) .-g-p.Hc

Ia2 Ri1 + Ho + (//^1) .-Jp.Hc

De relatieve afwijking bedraagt:

Ia2 - (-Ia1) _ Ia2 + IaT _ *a gemiddeld ^*a^ “ ) 10 _ (Ri1 + 2«Ho) - 1.Ea2_

Ra 2 + Ri1 + jA-,+1).p.Hc)

YariSert nu Eo met een bedrag <£eo, dan bedraagt de relatieve stroom-afwijking:

Ia2 + Ia1 = _2.So_ £ i(Ia2 - Ia1) 1 .Ra2 + Ei1 + ^1 + 1).p.Rc)‘ * --1^2-.<£ y«1.Ea2 + Ei1 + £^,, + 1).p.Rc 15 Het correctie-percentage C.P. bedraagt 100% minus deze fractie: C.P. ->^t«Ba2 + Ril + C^i+1) »P«Hc - 4«Bo_1cc>rf yfó. ^ .Ea2 + Ei 1 + .j+1) .p.Rc

Met een Rc van 220 Ohm wordt het C.P.: C.P. = 17k + 15k + 166 x 0,85 x 220 - 4k 17k + 15k + 166 x 0,85 x 220 20 c.P. * 17k + 15k + 31,042k - 4k ^ 17k + 15k + 31,042k C.P. = 93,655% 10 02*9? -16-

Een afwijking van Ho van 100# ten opzichte van de nominale waarde geeft dus een buisstroom-afwijking van 6,345#, gerelateerd aan de gemiddelde buisstroom.

ïïit de in dit hoofdstuk geïntroduceerde vergelijkingen 5 blijkt verder, dat naast de correctie-weerstand Rc ook de factor Ri1 en de daarvan afgeleide factor,^ ^.Ra2 een belangrijke rol spelen in dit bewakingsproces.

Zelfs met Hc = 0 is nog een correctie-percentage haalbaar van; ,olj. ,, 3zk. - 4k = 87,555 32k 10 Het koppelingspercentage p in de kern van de uitgangs-transformator heeft veel minder invloed. Met een ideale p van 100# vinden we een C.P. = 94,16#.

Met een p van 50# bedraagt het C.P. nog altijd 92,04#.

1002892 -17- 6. Andere Actieve Componenten.

De eindtrap van de eindversterker van Figuur 7 is ook goed te realiseren met andere typen penthoden of bundel-tetroden. De dempingsfactor ligt dan tussen 15x en 60x 5 of zelfs meer, afhankelijk van het huistype, en in mindere mate ook van de instelling.

Het correctie-percentage voor symmetrie-afwijkingen C.P. ligt voor alle typen in een vergelijkbare instelling ongeveer even hoog: 94- è, 95$.

10 Deze kathodevolger is echter minder geschikt voor toepassing van vermogenstrioden. Ra2 en Rc zouden onhandig groot uitvallen. De grote spanningsval over deze weerstanden zou een onlogisch hoge voedingsspanning vereisen, en er zou veel nutteloos gelijkstroomvermogen als warmte 15 moeten worden afgevoerd.

Daar zou dan alleen maar een hoge dempingsfactor tegenover staan. Van symmetrie-correctie bij variaties van Ro is nauwelijks sprake. Het correctie-percentage C.P. komt zelden boven 50$.

20 Op grond van de stroom-spannings-karakteristieken lijken veldeffect-transistoren beter geschikt. Figuur 10 laat een schematisch voorbeeld zien. De signaalgever voor FET 1 wordt hier R12 genoemd. Deze is analoog aan Ra2 bij buizen. Hu zijn FEI's en een uitgangstransformator niet echt een 25 logische combinatie. Een van de pluspunten van vermogens-FEï's is juist de geschiktheid voor transformatorloze koppeling aan een luidspreker(-systeem).

Maar ook in combinatie met de deellast-procedure is een directe koppeling mogelijk· De combinatie van balanstrafo 30 en luidspreker kan worden vervangen door een luidspreker met dubbele spreekspoel, een Mbalans-luidsprekerw.

Deze kan worden aangesloten zoals schematisch weergegeven op Figuur 11. De koppeling tussen de twee balanshelften gebeurt hier via de beweging van de twee spoelen in het 35 veld van de luidspreker-magneet.

1002892 I

-18-

Een diergelijke luidspreker ia technisch zeker te realiseren. Zelfs de parallelschakeling van een tweeter per balanshelft zal goed mogelijk zijn.

De formules voor deze EET-varianten zijn hierna weer-5 gegeven. Daarbij is uitgegaan van de aanname dat de term (Rd.Sd +1) even groot is als de term Rd.Sd · . _ Rd.Sd x 2.Ro_ ^ Rd + R12 + Rd.Sd x 2.Ro x Ho zo = -Si— X hMiÈL.

Rd + Ro Rd^JU2 i Ro 2.Rd.Sd ~

Het correctie-percentage bij symnetrie-afwijkingen door 10 variaties van Ro bedraagt: „ „ Rd.Sd.R12 + Rd + Rd.Sd.n.Rc - 4.Ro Rd.Sd.R12 + Rd + Rd.Sd.p.Rc

Zoals in de inleiding al vermeld is, zijn veel van deze schakelingen ook uit te rusten met boven en onder verschillende actieve componenten. Daarbij kan als vuist-15 regel dienen, dat de uitgangsimpedantie voornamelijk wordt bepaald door de parameters van buis 2 (EET 2).

Het correctie-percentage daarentegen hangt vooral af van de parameters van buis 1 (PET 1).

'iuukid -19- 7· Symmetrie-bewaking zonder lastdeling.

Het systeem voor symmetrie-bewaking via de source-weerstand kan ook functioneren zonder gecombineerd te worden met de tweedeling van de belasting. Figuur 12 laat een voorbeeld 5 zien. In deze schakeling is wèl een permanente negatieve terugkoppeling via Hs1 aanwezig. Daarom moet in dit geval ook R12, de signaalgever voor de onderste FET, groter worden gekozen dan in een vergelijkbare schakeling mèt lastdeling.

10 Het grote voordeel van deze constructie is natuurlijk, dat er normaal gangbare lui.dsprekersystemen op aangesloten kunnen worden. Wel zullen er meestal (forse) uitgangs-condensatoren nodig zijn.

Deze schakeling kan ook met electronenbuizen worden 15 uitgerust. Maar het zal niet eenvoudig zijn om componenten te vinden die qua impedantie direct te combineren zijn. Aanpassing via een uitgangstrafo met enkelvoudige primaire ligt hier meer voor de hand. Figuur 13 toont een voorbeeld.

20 Indien uitgevoerd met dezelfde buizen, is deze schakeling goed vergelijkbaar met de deellast-variant van Figuur 7. Alleen is in dit geval Ra2 dus ruim tweemaal zo groot, terwijl Rc minder dan de helft bedraagt. Maar de resultaten wat betreft uitgangsimpedantie en symmetrie-25 correctie liggen nagenoeg gelijk.

Een bijzondere variant van deze schakeling toont Figuur 14. Hier stroomt door de onderste source-weerstand Rs1 niet de uitgangsstroom van de onderste FET F1, maar de stroom van de bovenste veldeffect-component F2. Daardoor wordt 30 de onderste FET dubbel aangestuurd: via R12 op de gate, en via Re dus ook op de source·

Hier geldt als voorwaarde voor een symmetrische werking een bepaalde waarde voor de som van R12 en Rc: R12 + Rc = JL£_±JLi£°

Sd.Rd 1002892 f -20-

In veel gevallen zal de voor de gelijkstroom-instelling benodigde waarde van Rs1 alléén al voldoende zijn. In dat geval is R12 dus overbodig, en zeker Ex.

Het resultaat is schematisch weergegeven op Figuur 15.

5 Dit is een uiterst compacte schakeling met een minimum aan onderdelen.

Daar staat tegenover dat de correctie-factor voor symmetrie-afwijkingen beduidend lager uitvalt. Dat geldt ook voor de schakeling van Figuur 14.

10 Ook is de uitgangsimpedantie van deze twee schakelingen ongeveer tweemaal zo hoog.

Een uitvoering met penthoden, zoals in de schakeling van Figuur 13, is met deze variant moeilijk te realiseren in verband met het schermrooster van buis 2.

15 Maar papier is geduldig, dus een vergelijking met een hypothetische variant is wel mogelijk. In een dergelijk geval komt het correctie-percentage voor symmetrie-afwijkingen uit op 87,5 procent, tegen 93voor de varianten van Figuur 7 en Figuur 13.

20 Overigens is 87,5 procent ook het correctie-percentage van een vergelijkbare deellast-variant met Ec = 0.

1002892

Claims (3)

1. 8. Conclusies. T. Uitgangssituatie is een SRPP-schakeling met gedeelde belasting, zoals afgebeeld op Figuur 1. De vinding bestaat hierin, dat de onderste halve 5 belasting (R1) aan de onderzijde niet aan aarde wordt aangesloten, maar aan de kathode (source) van de onderste buis (FET), zoals afgebeeld op de Figuren 2 t/m 6. Verder wordt deze SRPP-schakeling zodanig ingesteld, 10 dat de twee uitgangsstroom-kringen in zichzelf gesloten zijn. Er vloeit dan géén wisselstroom door de onderste kathode-weerstand Rk1 (source-weerstand Rs1). De gebruikelijke ontkoppelcondensator tussen deze kathode (source) en aarde kan hierdoor komen te vervallen, zonder 15 dat er verlies aan spanningsversterking optreedt. 2o In een Y/hite-kathodevolger met gedeelde belasting kan de niet-ontkoppelde (desgewenst overgedimensioneerde) kathodeweerstand van de onderste buis (Rk1) fungeren als hoofdonderdeel van een correctie-systeem voor symmetrie-20 afwijkingen door momentane variaties van de impedantie van de dynamische belasting. Bij gebruik van FET's is sprake van "source-volger van White" en "source-weerstand van de onderste FET". Deze constructie vormt een alternatief voor de 25 combinatie van de Bootstrap-schakeling en de SEPP-schakeling (Single-ended push-pull, de klassieke balansversterker met enkelvoudige uitgang en twee ingangen).
2. 3. Ook in een White-kathodevolger met enkelvoudige 30 belasting kan Rk1 deze corrigerende functie vervullen (zie Figuur 13). Figuur 12 toont een analoge schakeling met FET's (source-volger van White; Rsl). In de schakelingen van Figuur 14 en 15 fungeert Rs1 als een combinatie van correctie-weerstand en (raede-)signaal-35 gever voor FET 1 . 1002692 , -22-
3. 4. De SRPP-schakelingen volgens conclusie 1 kunnen als stuurtrap dienen voor de schakelingen volgens conclusie 2 en 3 (eindtrap). Deze combinatie vormt een complete eindversterker, 5 die kan functioneren zonder terugkoppeling. Kenmerk van een dergelijke eindversterker is een zeer ruimtelijke en muzikale geluidsweergave. 1002892