DE2424812A1

DE2424812A1 - Verstaerker mit ueberstromschutz

Info

Publication number: DE2424812A1
Application number: DE2424812A
Authority: DE
Inventors: Jun Carl Franklin Wheatley
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-05-24
Filing date: 1974-05-22
Publication date: 1974-12-19
Also published as: US3967207A; DE2424812B2; ATA429774A; FR2231154B1; AU6895674A; CA1011827A; AT361041B; FR2231154A1; US4004242A; JPS5022559A; GB1467057A; BE815520A; JPS5434589B2; DE2462227A1; SE397909B; DE2462227B2; DE2424812C3; NL7406715A

Description

7694-74/Dr.v.B/Elf
RCA 64,579
US-Ser.No. 363,600
filed 24 May,1973

RCA Corporation, New York, N.Y. (V. St .A.) Verstärker mit überstromschutz

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker mit überstromschutz, enthaltend eine Eingangsklemme, eine Ausgangsklemmen eine gemeinsame Klemme, einen einem ersten Leitungstyp angehörenden ersten Transistor, dessen Basiselektrode mit der Eingangsklemme gekoppelt ist, und einen zweiten Transistor, der einem zweiten Leitungstyp angehört, mit seiner Basiselektrode direkt mit der Kollektorelektrode des ersten Transistors, mit seiner Emitterelektrode durch eine Gleichstromkopplung mit der Ausgangsklemme, und mit seiner Kollektorelektrode direkt mit der Emitterelektrode des ersten Transistors gekoppelt ist.

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Die Erfindung betrifft insbesondere eine Schaltungsanordnung zur Verhinderung von übermässigen Ausgangsströmen in Verbundtransistoren, die sich z.B. dafür eignet, in Audio-Leistungsverstärkern eine Überschreitung der maximal zulässigen Verlustleistung des Ausgangstransistors zu verhindern.

Es sind uberstroraschutzschaltungen bekannt, die mit einem Abfühl- oder Meßwiderstand in der Emitterleitung des Ausgangstransistors eines Leistungsverstärkers arbeitet. Wenn der Emitterstrom des Ausgangstransistors ansteigt, nimmt auch die Spannung an diesem Widerstand zu. Diese Spannung kann dem' Basis-Emitter-Obergang eines Hilfstransistors zugeführt werden, dessen Kollektorelektrode mit der Basiselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist. Wenn die Spannung am Abfühlwiderstand einen Schwellwert übersteigt, wird der Hilfstransistor in den Flußbereich vorgespannt und klemmt dadurch die Basisaussteuerung des Ausgangstransistors, wodurch der Strom im Ausgangskreis des Ausgangstransistors begrenzt wird.

Die bekannten Schaltungen der oben angegebenen Art haben jedoch den Nachteil, daß sie zu Selbstschwingungen neigen. Da ausserdem der gesamte Emitterstrom des Ausgangstransistors durch den Abfühlwiderstand fließt, muß dieser, insbesondere in einer integrierten Schaltung, einen kleinen Widerstandswert haben, um die Verlustleistung in tragbaren Grenzen zu halten. Ein Widerstand niedrigen Widerstandswertes beansprucht jedoch in unerwünschter Weise eine große Fläche auf dem Substrat einer integrierten Schaltung.

In Leistungsverstärkern, die als integrierte Schaltung aufgebaut sind, können Ausgangstransistoren verwendet werden, die aus einem Verbund mehrerer Teil- oder Einzeltransistoren bestehen. Ein solcher Verbundtransistor kann insbesondere eine direkt gekoppelte Kaskadenschaltung aus einem Eingangstransistor, der .

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elnem ersten Leitungstyp angehört und als Verstärker In Emitterschaltung arbeitet, bestehen, auf den mindestens ein Ausgangstransistor folgt, der einem zweiten , dem ersten entgegengesetzten Leitungstyp angehört und mit seiner Basiselektrode direkt oder galvanisch mit der Kollektorelektrode des Eingangstransistors gekoppelt ist.

Die Erfindung befaßt sich in einer Hinsicht mit einem überstromschutz für einen Verbundtransistor des im vorangehenden Absatz beschriebenen Typs. Zwischen eine Klemme und die Verbindung der Emitterelektrode des Eingangstransistors und die Kollektorelektrode des Ausgangstransistors ist ein Widerstand geschaltet. Es sind Mittel vorgesehen, um den Bereich der Auswanderung^ en der Spannung zu begrenzen, die zwischen der Basiselektrode des Eingangstransistors und der erwähnten Klemme auftritt. An dem Widerstand tritt eine Spannung auf, die proportional dem Kollektorstrom des Ausgangstransistors ist und bei überstromzuständen hat diese Spannung zur Folge, daß Spannungsauswanderung zwischen der Eingangs- oder Basiselektrode und der Klemme so groß ist, daß ihr weiterer Anstieg begrenzt wird. Auf diese und weitere Aspekte der Erfindung wird im folgenden noch näher eingegangen werden.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Figur 1 ein Schaltbild eines als integrierte Schaltung aufgebauten Audioverstärkers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Figur 2 ein Schaltbild eines Strombegrenzers , der die von

Spitze zu Spitze gerechneten Auswanderungen von Signalströmen auf Werte begrenzt, die gesteuert einstellbar sind; diese Schaltung kann anstelle der in Figur 1 dar-

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gestellten, diesen Zweck erfüllenden Schaltung verwendet werden.

Die Elemente des in Figur 1 dargestellten Verstärkers werden typischerweise mit Ausnahme einer Last 45, die ein Lautsprecher sein kann, innerhalb einer monolithischen integrierten Schaltung hergestellt. WiderstandsSymbole, neben denen sich ein Strich befindet, bezeichnen Widerstände, die vorzugsweise als Pinch-Widerstände hergestellt sind (Pinch-Widerstände sind Widerstände die im Gegensatz zu normalen Widerständen nicht durch eine sondern durch zwei Diffusionsschritte gebildet sind). Die Widerstände 82 und 83, für die jeweils ein Widerstandswert von 3 Ohm angegeben ist, werden vorzugsweise durch den gleichen η -Diffusionsprozess hergestellt, der zur Bildung von verdeckten Schichten oder "Taschen" in den Kollektorζonen von npn-Transistoren verwendet wird. Hierdurch entfällt die Notwendigkeit, ohmsehe Kontakte an den Enden der mit den Kollektorelektroden von Transistoren 412 bzw. 432 verbundenen Widerständen 82 bzw. 84 anbringen zu müssen. Zwischen den Widerstandswerten der Widerstände 82 und 84 und dem Widerstandswert eines Widerstandes 81 besteht vorzugsweise ein Gleichlauf, so daß letzterer ebenfalls als Widerstand in Form einer verdeckten Schicht gebildet werden wird. Die anderen Widerstände, die kleiner 200 Ohm sind, können durch n⁺-Diffusion gleichzeitig mit der Diffusion der Emitterzonen der npn-Transistoren gebildet werden. Alle anderen Widerstände können durch p-Diffusionen gleichzeitig mit der Diffusion der Basiszonen der npn-Transistoren hergestellt werden. Die npn-Transistoren werden am einfachsten durch vertikale Strukturen realisiert, die pnp-Transistoren am einfachsten durch Lateralstrukturen.

Die Arbeitsweise des Verstärkers wird zuerst generell und dann in Einzelheiten erläutert werden. Die integrierte Schaltung wird mit einer positiven Betriebsspannung B+ und Massepotential

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über Klemmen T5 und T6 versorgt. Eine Klemme Tl dient zur Zuführung von Eingangssignalen, die nacheinander in einer emittergekoppelten Differenzverstärker-Eingangsstufe 10, von in Kollektorschaltung arbeitenden Transistoren 11 und 12, die als Darlington-Kaskade geschaltet sind, und in einem als Verstärker in Emitterschaltung arbeitenden Transistor 13 verstärkt werden. Die verstärkten Signalströme werden einer Begrenzerschaltung zugeführt, die eine gesteuerte symmetrische Begrenzung der beidseitigen Spitzenwerte der Signalstromauswanderungen bewirkt. Die Arbeitsweise dieser symmetrischen Begrenzerschaltung 15 und einer Betriebsspannungregelspannung 70 ist hinsichtlich bestimmter Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung von besonderem Interesse und wird daher weiter unten noch im einzelnen erläutert.

Der Ausgangssignalstrom von der Begrenzerschaltung 15 wird auf die Eingangskreise von Phasenteilerverstärkern 20 und 25 aufgeteilt. Jeder Phasenteilerverstärker liefert unter Steuerung durch die Absolutwerte der positiven bzw. negativen Teile eines Eingangssignals zwei Klasse-B-Signale. Phasenteilerverstärker des hier verwendeten Typs sind in der US-PS 3,573,645 näher erläutert. Die Phasenteilerverstärker 20 und 25 werden durch eine Vorspannungsschaltung 30 so vorgespannt, daß sie an Verbund-Ausgangstransistoren 41, 42, 43 und 44 Basisruheströme liefern, die sich invers zu ihrem ß-Wert (dem Vorwärtsstromverstärkungsfaktor für Emitterschaltung) ändern. Wie dies geschieht, ist an anderer Stelle näher erläutert (Anmeldung entsprechend US-Serial No.363,562 vom 24.Mai 1973).

Die dargestellten Ausgangstransistören 41 bis 44 sind jeweils pnp-Verbundtransistoren mit einem pnp-Eingangstransistor, dessen Basiselektrode die effektive Basiselektrode des Verbundtransistors bildet, und mehreren parallelgeschalteten npn-Ausgangstransistoren , deren miteinander verbundene Emitterelektroden die effektive Kollektorelektrode des Verbundtransi-

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stors bilden. Die effektive Emitterelektrode des Verbundtransistors ist der Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des pnp-Eingangstransistors und den Kollektorelektroden der npn-Ausgangstransistoren. Die Kollektorelektrode des pnp-Transistors ist mit der Basiselektrode der npn-Ausgangstransistoren gekoppelt. Jeder Verbundtransistor (41,42,43,44) verhält sich wie ein pnp-Transistor mit einem effektiven ß, das im wesentlichen gleich dem β seines pnp-Eingangstransistors multipliziert mit dem β eines seiner npn-Ausgangstransistoren ist, wobei angenommen ist, daß die ß-Werte der npn-Teiltransistoren gleich sind. Die effektiven Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode eines Verbundtransistors wird in der Beschreibung und in den Ansprüchen durchgehend einfach als die Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode dieses Transistors bezeichnet. Verbundtransietoren werden in integrierten Schaltungen zur Realisierung von pnp-Transistoren verwendet, da die npn-Teiltransistoren bei Realisierung mit Vertikalstruktur hinsichtlich de s Raumbedarfs auf dem Schaltungsplättchen oder Substrat der integrierten Schaltung wirtschaftlicher sind und im allgemeinen höhere ß-Werte haben als ein pnp-Transistor, der in Lateralstruktur aufgebaut ist.

Die Verbund-Ausgangstransistoren 41 und 43 sind jeweils als kollektorbelastete Verstärker in Emitterschaltung geschaltet. Die Transistoren 42 und 44 sind jeweils als emitterbelasteter Verstärker in Emitterschaltung geschaltet, ihre Kollektorelektroden liegen über Klemmen TlO bzw. TIl an Masse.

Die Verbund-Ausgangstransistoren 41 und 41 arbeiten signalmäßig in Gegentakt, während sie für den Kollektor-Emitter-Ruhestrom in Reihe geschaltet oder "aufeinandergesetzt" sind. Die Ausgangstransistoren 43 und 44 sind in entsprechender Weise miteinander verbunden. Der Phasenteilerverstärker 20 ist mit den

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Basiselektroden der Ausgangstransistoren 41 und 42 so verbunden, daß das Ausgangssignal an der Klemme T2 im entgegengesetzten Sinne auswandert wie das Eingangssignal an der Klemme Tl. Der Phasenteilerverstärker 25 ist mit den Basiselektroden der Ausgangstransistoren 43 und 44 so verbunden/ daß das Ausgangssignal an der Klemme T3 im gleichen Sinne auswandert wie das Eingangssignal an der Klemme Tl.

Die gegenphasigen Ausgangssignale an den Klemmen T2 und T3 werden in einem Differenzverstärker 50 subtraktiv vereinigt, um ein Gegenkopplungssignal zu erzeugen, das den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 zugeführt wird. Auf diese Weise wird eine örtliche Gegenkopplung um die Ausgangsverstärkerstufen mit den Ausgangstransistoren 41 bis 44 und die Phasenteilerverstärker 20 und 25 geschaffen. Die gegenphasigen Ausgangssignale an den Klemmen T2 und T3 werden ferner in einem Differenzverstärker 60 subtraktiv kombiniert, um ein weiteres Gegenkopplungssignal zu erzeugen, das der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 zugeführt wird. Dies ergibt eine <|esamtgegenkopplung über den ganzen Audioverstärker gemäß Figur 1. Die Arbeitsweise dieser Gegenkopplungsschleifen ist an anderer Stelle näher erläutert (Anmeldung entsprechend US-Ser.No. 363,360).

Angenommen., bei dem Verstärker gemäß Figur 1 sei die Emitterelektrode des pnp-Eingangstransistors 411 und alle Kollektorelektroden der npn-Ausgangstransistoren 412 ,413, 414 und 415 verbunden, so daß sie die Emitterelektrode des pnp-Verbund-Ausgangstransistors 41 bilden. Es sei ferner angenommen, dieser Transistor 41 sei mit einem Emitterwiderstand versehen, um in bekannter Weise überströme feststellen zu können. Dieser Widerstand würde einen kleinen Widerstandswert haben und daher eine übermäßig große Fläche in der integrierten Schaltung beanspruchen.

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Die Kollektorströme der verschiedenen npn-Teiltransistoren bilden jeweils gleiche Anteile des Emitterstromes des pnp-Verbundtransistors 41 (der Beitrag des Emitterstromes des pnp-Teiltransistors 411 kann normalerweise vernachlässigt werden, da er um den Faktor ß der npn-Teiltransistoren kleiner ist). Angenommen, es fließe nur der Strom vom Kollektorstromweg eines der Transistoren 412, 413, 414 oder 415 durch den Abfühlwiderstand, wie es in Figur 1 dargestellt ist. Der Widerstandswert des Abfühlwiderstandes 82 kann nun um einen Faktor, der gleich dem Verhältnis der Ströme in den anderen Kollektorstromwegen zu dem betreffenden Strom selbst größer gemacht werden, trotzdem erhält man die gleiche Spannung am Abfühlwiderstand wie unter den zuerst angenommenen Verhältnissen.

Die Basiselektrode des Transistors 411, die die Basiselektrode des Verbundtransistors 41 bildet, wird durch eine als Diode dargestellte Einrichtung 83 mit asymmetrischen Eigenschaften immer dann auf einer temperaturabhängigen Spannung an einem Widerstand 81 festgehalten, wenn der Emitterstrom des Ausgangstransistors 41 sich einem übermässigen Wert nähert. Dies begrenzt die Zuführung zusätzlichen Basisstroms zum Verbund-Ausgangstransistor 41 und verringert dementsprechend die Verfügbarkeit an überhöhtem Kollektorstrom von diesem Transistor. Die Klemmwirkung arbeitet ohne hochverstärkende Gegenkopplungsschleife, so daß die bei einer hochverstärkenden Gegenkopplungsschleife bestehende Gefahr von Selbsterregungs- oder Schwingungserscheinungen bei bestimmten Klemmverhältnissen vermieden wird.

Der Verbund-Ausgangstransistor 43 wird auf ähnliche Weise gegen übermäßige Kollektorströme geschützt. Die diesem Transistor zugeordneten Elemente 431, 432, 433, 434, 435, 84 und 85 entsprechen den Elementen 411, 412, 413, 414, 415, 82 bzw. 83, die dem Verbundtransistor 41 zugeordnet sind.

Die Verbindung der Dioden 83 und 85 kann mit einer Klemmenpo-

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tentialguelle niedriger Innenimpedanz verbunden sein. Dies ist jedoch bei der in Figur 1 dargestellten Schaltungsanordnung nicht der Fall, da hier das dieser Verbindung zugeführte Klemmpotential gesteuert werden soll. Das Vorhandensein des Widerstandes 81 hat zur Folge, daß die Klemmwirkung an den Basiselektroden der Transistoren 41 und 43 Basisströmen erheblicher' Größe nachgibt. Solche großen Ströme können den Basiselektroden der Transistoren 41 und 43 von den Phasenteilerverstärkern 20 25 z.B. dann zugeführt werden, wenn die örtliche oder die Gesamtgegenkopplung ausfallen. Es sind daher Vorkehrungen getroffen, die Spitzenwerte dieser Basisströme zu begrenzen. Diese Begrenzung erfolgt in der Stufe 15 durch Begrenzung der maximalen von Spitze zu Spitze gerechneten Auswanderungen der Signale, die den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 , zugeführt werden. Diese zweiteilige Spitzenwertbegrenzung der Eingangssignalströme für die Phasenteilerverstärker 20 und 25 erfolgt vorzugsweise mit im wesentlichen vollkommener Symmetrie. Dies gewährleistet einen praktisch gleichen Schutz für jeden der Ausgangstransistoren 41, 42, 43 und 44 gegen das Anliegen von Strömen, die einen Durchbruch zweiter Art hervorrufen könnten. Gleichzeitig wird die von den Endstufen unverzerrt erhältliche Ausgangssignalleistung für einen vorgegebenen Grad von Schutz gegen den zweiten Durchbruch in dem am schlechtesten geschützten der Transistoren 41, 42, 43 und 44 maximiert.

In den Perioden, während derer keine Begrenzung stattfindet, ist der Ausgangssignalstrom von der Begrenzerschaltung 15 proportional zu ihrem Eingangssignalstrom, der von der Kollektorelektrode des Transistors 13 geliefert wird. Die Werte, bei denen eine Begrenzung der Signalstromspitzen stattfindet, werden in im wesentlichen linearen Verhältnis zu dem Potential V (T) gesteuert, das an der Emitterelektrode eines Steuerverstärkertransistors 700 liegt, wie nun erläutert werden soll. Der Transistor 151 erhält seine Basis-Emitter-Vorspannung von seiner eigenen Kollektorelektrode über eine Gegenkpplungsschaltung,die

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seine Kollektor-Emitter-Spannung auf einen Wert regelt, der gleich der Basis-Emitter-Offset-Spannung V__( bei einem SiIiciumtransistor etwa 650 mV) zuzüglich des Spannungsabfalls , der durch den Basisstrom an einem Widerstand 152 erzeugt wird. Dieser Spannungsabfall ist klein (etwa 50 bis 100 mV) im Vergleich ZUnV₈₁, , da der Widerstandswert des Widerstandes 152 entsprechend klein gewählt ist. Die Spannung an einer Reihenschaltung aus Widerständen 153 und 154 ist daher mit guter Näherung V(T)-V__. Der Widerstandswert dieser Reihenschaltung 153-154 wird aufgrund des ohmschen Gesetzes so gewählt, daß der Strom durch diese Reihenschaltung in Abwesenheit eines Stromflußes über die Kollektorelektrode des Transistors 13 im wesentlichen gleich dem doppelten des Kollektorruhestromes ist, welcher für den Transistor 13 gewünscht wird, der im A-Betrieb arbeiten soll. Die Ruhespannung auf einer Leitung 160, mit der die Kollektorelektrode eines Transistors 155 verbunden ist, wird gleich den Basis-Emitter-Offset-Spannungen von Transistoren 201 und 251 gehalten, so daß die Spannung an einer Reihenschaltung aus einem Widerstand 156 und einer Diode 157 ebenfalls mit guter Näherung gleich V (T)-V_n- ist. Der Widerstand dieser Reihenschaltung wird so gewählt, daß der sie durchfliessende Strom gleich dem Kollektorruhestrom des Transistors 13 ist.

Wenn die Signalspannung an der Basiselektrode des Transistors 13 genügend positiv ist, um einen Kollektorstrom fließen zu lassen, der im wesentlichen gleich dem doppelten des Ruhewertes ist, wird Strom, der durch den Widerstand 153 fließt, vom Transistor 151 abgeleitet. Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 151 und 155 werden kleiner, wodurch ihr Kollektor-Emitter-Strom im wesentlichen auf Null herabgesetzt wird. Der ganze Strom, der den Widerstand 156 durchfließt und gleich dem Kollektorruhestrom des Transistors 13 ist, fließt über die Leitung 160 zu den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25. Dies bestimmt den maximalen Stromfluß zu den Phasentei-

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lerverstärkern 20 und 25.

Wenn die positive Signalspannung, die an einer Basiselektrode des Transistors 13 liegt, soweit herabgesetzt wird, daß der Kollektor-Emitter-Strom im wesentlichen auf Null zurückgeht, beträgt der Kollektorstrom des Transistors 151, wie erwähnt, das Doppelte des Kollektorruhestroms des Transistors 13. Da die Basiselektroden der Transistoren 151 und 155 über die Widerstände 152 und 158 gleichen Wertes von der Kollektorelektrode des Transistors 151 gleich vorgespannt werden, werden auch ihre Kollektorströme gleich sein. (Die Widerstände 152 und 158 gleicher Widerstandswerte helfen, diese Übereinstimmung zu gewährleisten und erlauben gleichzeitig die Transistoren 151 und 155 in Emitterschaltung zu betreiben). Der Kollektorstrom des Transistors 155 ist nun das Doppelte des Kollektorruhestroms des Transistors 13. Der durch den Widerstand 156 fliessende Strom ist nur gleich mit dem einfachen des Kollektorruhestroms des Transistors 13. Der restliche Teil des Kollekstroms 155, der gleich dem Kollektorruhestroms des Transistors 13 ist, muß von den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 über die Leitung 160 aufgenommen werden. Dies bestimmt den maximalen Stromfluß von den Phasenteilerverstärkern 20 und 25, da wenn der Transistor 13 einmal durch die Herab setzung seiner Basis-Emitter-Spannung gestärkt worden ist, eine noch negativere Vorspannung an seiner Basiselektrode ohne Einfluß auf die nachfolgenden Schaltungen ist. Die Auswanderungen des der Basiselektrode des Transistors 13 zugeführten Signales,

nicht
die Agroß genug sind, um den Strom aus der Leitung 160 seinen Maximalwert erreichen zu lassen, werden in der Begrenzerschaltung 15 linear verstärkt und erscheinen als Signalströme auf der Leitung 160. (Der Transistor 13,der als A-Verstärker in Emitterschaltung arbeitet, liefert einen Kollektorstrom, der linear von den Schwankungen seiner Baäs-Emitter-Spannung abhängt und über einen Widerstand 154 als Eingangssignalstrom

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elner Stromspiegelverstärkerschaltung zugeführt wird, die die Transistoren 151 und 155 enthält.)

Die Kollektorbelastung des Regeltransistors 151 besteht aus einem angezapften Belastungswiderstand, der die Widerstände 153 und 154 enthält. Wenn die Kollektorelektrode des Transistors 13 direkt mit der des Transistors 151 verbunden wäre, könnten die Schwankungen des Kollektorstroms des Transistors 13, die auf die niedrige Impedanz , die durch den als Diode geschalteten Transistor 151 dargeboten wird, wirken,keine besonders großen Signalspannungsschwankungen erzeugen. Verschiebt man den Anschluß der Kollektorelektrode des Transistors 13 jedoch zu einem Abgriff am Kollektorwiderstand des Regeltransistors 151, so entstehen ausreichende Spannungsschwankungen entsprechend den Änderungen des Kollektorstroms des Transistors 13 an der Klemme T_g.

Diese SpannungsSchwankungen werden von der Klemme T9 Über ein außerhalb der integrierten Schaltung angeordnetes und in Fig.l nicht dargestelltes RC-Glied (z.B. aus einem Widerstand von 18 kß in Reihe mit einem Kondensator von 22 pF) zurück zur Klemme T8 gekoppelt, um eine Phasenkompensation zur Stabilisierung der Gesamtgegenkopplungsschleife zu bewirken. Die Gesamtgegenkopplungsschleife , die die Eingangsstufe 10, die als Verstärker in Kollektorschaltung arbeitenden Transistoren 11 und 12, den als Verstärker in Emitterschaltung arbeitenden Transistor 13, die Begrenzerschaltung 15, die Phasenteilerverstärker 20 und 25, die Ausgangstransistoren 41 bis 44 sowie den Differenzverstärker SO enthält, wird so betrieben, daß sich der gewünschte Wert für den Kollektorruhestrom des Transistors 13 ergeben wird.

Stromwerte, bei denen die Begrenzung in der Begrenzerschaltung 15 eintritt, sind, wie oben erwähnt, im wesentlichen linear proportional zu V(T)-V--. Diese Stromwerte können ferner durch

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Änderung der Spannung V(T), die von der Emitterelektrode des Steuerverstärkertransistors 700 zugeführt werden, eingestellt werden. Eine solche Änderung erfolgt durch die Betriebsspannungsregelschaltung 70, die außerdem eine geregelte oder stabilisierte Betriebsspannung V_ an einer Lawinendiode 701 für die Eingangsstufe 10 und die Phasenteiler-Vorspannungsschaltung 30 erzeugt.

Ein Spannungsabfall von 2V_ßE vom Potential B+ an der Kimme T5 wird zwischen der Kollektor- und der Emitterelektrode des Transistors 702 aufrechterhalten, der mit einem Transistor in einer Darlington-Diodenschaltung liegt. Dieser Spannungsabfall spannt den effektiven Basis-Emitter-Kreis eines pnp-Verbundtransistors vor, der aus einem pnp-Transistor 704 und einem npn-Transistor 705 besteht.

Zur Einstellung des Emitterstromes des Verbundtransistors wird an einem Widerstand 706 eine Spannung von 1V__E aufrechterhalten, dadurch ergibt sich ein entsprechender Kollektorstrom. Dieser Kollektorstrom des Verbundtransistors wird von der Emitterelektrode des npn-Transistors 705 der Lawinendiode 701 zugeführt, um diese in den Durchbruchsbereich vorzuspannen.

Die stabilisierte Spannung V_n an der Lawinendiode 701 wird über einen Widerstand 707 der Basiselektrode des Transistors 700 zugeführt. Wenn durch den Widerstand 707 kein anderer Strom fließt als'der Basisstrom des Transistors 707, ist die Spannung V(T) an der Emitterelektrode des Transistors 700 im wesentlichen gleich V₂ abaüglich des Spannungsabfalls V_ßE am Basis-Emitter-Obergang dieses Transistors. Der Kollektorstrom eines Transistors 710 fließt ebenfalls durch den Widerstand 707 und erzeugt an diesem einen proportionalen Spannungsabfall. Die Basisspannung des Transistors 700 wird dadurch herabgesetzt, wenn die Temperatur über den Schwellwert ansteigt. Diese

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Spannung vermindert um den V_BE-Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 700 erscheint als V(T) an der Emitterelektrode dieses Transistors. V(T) nimmt mit einem Anstieg der Temperatur über den Schwellwert ab und die Werte, auf die die Begrenzerschaltung 15 die Auswanderungen des Ausgangssignalstroms begrenzt, werden entsprechend herabgesetzt.

Die Betriebsspannung V_ wird in Reihe geschalteten Widerstanden 711 und 712 zugeführt, die einen Widerstandsspannungsteiler bilden und eine im wesentlichen temperaturunabhängige Spannung von 0,5 Volt an den'einen Widerstand 713 enthaltenden Basis-Emitter-Kreis des Transistors 710 liefern. Der Widerstand 713 setzt die Steilheit g_m des Transistors 713 mit zunehmenden Stromwerten herab und verhindert dadurch die Gefahr von thermischen Schwingungen in der Temperaturfühlschaltung. Für einen festen Wert der Basis-Emitter-Spannung nimmt der Kollektorstrom des Transistors 710 wie bei jedem Transistor jenseits eines bestimmten Temperaturschwellwertes in Abhängigkeit von der Temperatur merklich zu. Eine Zunahme des Kollektorstroms des Transistors 710 hat einen entsprechend größeren Spannungsabfall am Widerstand 707 zur Folge. Die Basisspannung des Steuerverstärkertransistors 700 und seine Emitterspannung V(T) werden entsprechend verringert. Die Begrenzerschaltung reagiert hierauf mit einer Verringerung der Maximalwerte der beidseitigen Auswanderungen ihres Ausgangssignalstromes.

Da die Gesamtrückkopplungsschlelfe bei diesen Bedingungen den Kollektorruhestrom des Transistors 13 herabsetzt, wird auch die Steilheit des Transistors 13 verringert. Dies bewirkt sowohl eine Verringerung des Pegels oder der Amplitude der Ausgangssignalströme von der Begrenzerschaltung 15 als auch eine Begrenzung ihrer maximalen, von Spitze zu Spitze gerechneten Auswanderungen, wenn auch die gesamte elektrische Gesamtrückkopplung diesem Effekt zum Teil entgegenwirkt.

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Die Diode 157 wird nicht leitend, wenn V(T) unter 2V₁₃-, fällt. Dies verhindert, daß Strom über die Leitung 160 von den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 202 und 252 bezogen wird und die Brückenverstärkersehaltung 40 durch die Transistoren 13, 151 und 171 unsymmetrisch macht, wenn die Emitterelektrode des Steuerverstärkertransistors 700 keine niedrige Quellenimpedanz mehr darstellt. Dies ist notwendig, um einen Durchgriff der KollektorStromschwankungen des Transistors 13 zu den Phasenteilerverstarkern zu verhindern, wenn die Begrenzerschaltung 15 ihren Ausgangssignalstrom auf Null herabsetzen soll. Durch die Verwendung der Diode 157 und der angezapften Kollektorbelastung 153-154 des Transistors 151 entsteht also das Problem einen Gleichlauf der von der Emitterelektrode des Transistors 700 durch die Widerstände 153 und 156 fliessenden gegenphasigen Signal Ströme zu gewährleisten, so daß es sich bei allen Werten von V(T) aufheben. Der Emitterstrom des Transistors 700 soll sich in Abhängigkeit vom Signal so wenig wie möglich ändern, da der Kollektorstrom des Transistors 700 , der unmittelbar von seinem Emitterstrom abhängt, zur Festlegung der Gleichspannung am Widerstand 81 verwendet wird. Die Gleichspannung am Widerstand 81 ist dementsprechend über die Emitterschaltungsverstärkerwirkung des Transistors 700 proportional zu V(T). Das V(T) mit zunehmender Temperatur abnimmt, nimmt auch der Spannungsabfall am Widerstand 81 ab. Dies hat zur Folge, daß die Klemmwirkung der Dioden 83 und 85 auf die Basiselektroden der Verbundtransistoren 41 b«w. 43 bei niedrigeren überstromwerten eintritt. Mit zunehmender Temperatur wird also die unter Uberstrombedingungen zulässige Verlustleistung der Transistoren 41 und 43 herabgesetzt. Wenn eine Sperrspannung oder eine niedrigere Speisespannung anliegt und V(T) gleich Null ist, verhindern die Dioden 83 und 85 daß den Verbundtransistoren 41 und 43 nennenswerte Basisströme zugeführt werden.

Der in Emitterschaltung arbeitende Transistor 171 ist mit sei-

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ner Basiselektrode über einen Widerstand 172 mit der Kollektorelektrode des Transistors 151 gekoppelt. Der Kollektorstrom des Transistors 171 wird der Emitterelektrode des Transistors 700 zugeführt und vereinigt sich mit den Strömen , die durch die Widerstände 153 und 156 gezogen werden , um bei allen Werten von V(T) und allen Pegeln des Signalstroms von der Kollektorelektrode des Transistors 13 die Signalschwankungen im Emitterstrom des Transistors 700 zu kompensieren.

V(T) wird ausserdem von der an der Klemme T5 liegenden Betriebsspannung B+ gesteuert und ist im wesentlichen Null, wenn B+ unter 7,5 Volt absinkt. Unter diesen Bedingungen fließt Strom durch die Transistoren 701 und 703 sowie den Widerstand 721 zum Basisemitterübergang des Transistors 722, der dadurch in den Flußbereich vorgespannt wird und die Basiselektrode des Steuerverstärkertransistors 7OO auf Massepotential hält. Der Basisemitterübergang des Transistors 700 wird nicht in Flußrichtung vorgespannt. Für die Basisemitterübergänge der Transistoren 151 und 155 ist keine Flußvorspannung vorhanden. Die Diode 157 ist in Sperrichtung vorgespannt. Die Begrenzerschaltung 15 liefert keine Ausgangssignalströme an die Phasenteilerverstärker 20 und 25. Unter diesen Verhältnissen wird die Vorspannung der Endstufen mit den Transistoren 41 bis 44 durch die Phasenteilerverstärker 22 und 25 von der örtlichen Rückkopplungsschleife geregelt, die den Differenzverstärker 50 enthält.

Wenn die Spannung B+ über etwa 7,5 Volt ansteigt, wird die Schwellwertspannung überschritten, die erforderlich ist, um einen Strom durch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 723, einer Lawinendiode 724 und den Basisemitterübergang eines Transistors 725 fließen zu lassen. Die dem Basisemitterübergang des Transistors 725 zugeführte Flußvorspannung bewirkt, daß die Basiselektrode des Transistors 722 auf Massepotential

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gehaiten wird. Der Transistor 722 wird dadurch gesperrt und verursacht dann keinen Spannungsabfall mehr am Widerstand 707. V(T) wird streng in Abhängigkeit vom Kollektorstrom des Transistors 710 gesteuert, der sich, wie erwähnt, in Abhängigkeit von der Temperatur ändert.

Die Klemme T4 erlaubt es, die Basiselektrode des Transistors mittels einer außerhalb der integrierten Schaltung befindlichen Anordnung auf Masse oder eine negative Spannung zu legen, um die Signalströme von den Phasenteilerverstärkern 20 und 25 sowie den Ausgangsverstärkerstufen mit den Transistoren 41 bis abzukoppeln. Dies kann z.B. für eine Geräuschsperre im FM-Autoradioempfängern verwendet werden.

Die in Figur 1 als Dioden dargestellten Einrichtungen 83 und mit asymmetrischen Leitungseigenschaften können die Basis-Emitter-Übergänge von Transistoren enthalten. Ihre Kollektorelektroden können mit der positiven Betriebsspannung an der Klemme T5 gekoppelt sein. Die effektive Quellenimpedanz, die durch den Widerstand 81 den Basiselektroden der Transistoren 411 und 431 dargeboten wird, wird für diese Schaltung durch den Emitterschaltungs-Vorwärtsstromverstärkungsfaktor dieser Transistoren, der gewöhnlich größer als 30 ist, herabgesetzt. Die Kollektorelektroden dieser Transistoren können stattdessen auch mit ihren Basiselektroden verbunden werden, dabei erhält man jedoch nicht den Effekt der Herabsetzung der effektiven Quellenimpedanz, der sich bei der vorher erwähnten Kollektorschaltung ergibt. Die Verwendung von Halbleiterübergängen in den Einrichtungen 83 und 85 asymmetrischer Leitfähigkeit hat den Vorteil, daß sie eine Kompensation für die Basis-Emitter-Offset-Spannungen der Transistoren 411 und 413 bewirken.

Der in Figur 1 dargestellte Verstärker enthält Ausgangsstufen in Brückenschaltung 40, selbstverständlich läßt sich die Erfindung auch bei einer Verstärkerschaltung anwenden, die lediglich

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ein unsymmetrisches (auf Masse bezogenes) Ausgangssignal liefert. Ein solcher Verstärker könnte z.B. ähnlich aufgebaut sein wie der gemäß Figur 1 , aber den Phasenteilerverstärker 25 nicht enthalten. Die mit der Klemme T3 verbundenen Enden der Widerstände 5O4 und 607 würden stattdessen über einen Spannungsteiler an die halbe B -Spannung gelegt werden (diese Spannung sollte gefiltert sein, damit eine etwaige Wechselspannungskomponente der Versorgungsspannung nicht zu den Differenzverstärkern 50 und 60 gelangen kann. Die Ausgangssignale würden einem Verbraucher zugeführt, der in Reihe mit einem Kopplungskondensator zwischen die Klemme C2 und Masse geschaltet ist.

Eine andere Alternative zu der in Figur 1 dargestellten Schaltungsanordnung besteht darin, die Begrenzerschaltung 15 für den Signalstrom durch eine den Signalstrom nicht invertierende Begrenzerschaltung zu ersetzen. Die Verbindungen der Widerstände 606 und 607 des Differenzverstärkers 60 mit den Klemmen T2 und T3 müssen dann vertauscht werden, damit die den ganzen Verstärker umfassende Rückkopplung eine Gegenkopplung bleibt und nicht eine Mittkopplung wird. Figur 2 zeigt eine Strombegrenzerschaltung 95, die für eine solche Verstärkerschaltung verwendet werden kann, da sie die ihr zugeführten Signalströme nicht invertiert.

Die Stromverstärkerschaltung gemäß Figur 2 enthält einen in Emitterschaltung arbeitenden Transistor 951, der mit einer Kollektor-Basis-Gegenkopplung über einen in Kollektorschaltung arbeitenden Transistor 952 und einen Widerstand 953 versehen ist. Diese Gegenkopplung regelt die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 951 auf einen Wert, der im wesentlichen gleich der Summe 2V_ßE der Basis-Emitter-Offset-Spannungen der Transistoren 951 und 952 ist. Der Spannungsabfall am Widerstand 953 beträgt etwa 50 bis 100 mV und kann in den Rechnungen im Vergleich zu den etwa 650 mV betragenden Wert von V__ vernachlässigt werden. Am Widerstand 954 liegt daher also eine Spannung, die im wesent-

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lichen gleich V(T)-2V__I:, ist und den diesen Widerstand durch-

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fließenden Strom bestimmt. Der Widerstandswert des Widerstands 954 wird so gewählt, daß der diesen Widerstand durchfließende Strom gleich dem Kollektorruhestrom des als A-Verstärker arbeitenden Transistors 13 ist.

Die Stromverstärkerschaltung enthält ferner einen in Emitterschaltung arbeitenden Transistor 955 mit einem Basiswiderstand 956, die dem Transistor 951 bzw. dessen Basiswiderstand 953 der Natur nach genau entsprechen. Die Vorspannungsverhältnisse im Basis-Emitter-Kreis der Transistoren 951 und 955 sind also gleich und ihre Kollektorströme stimmen daher ebenfalls im wesentlichen überein.

Die Spannung an der Kollektorelektrode des Transistors 955 wird durch die als Diode geschalteten Transistoren 201 und 251 der Phasenteilerverstärker 20 bzw. 25 auf der Spannung IV-,., gehalten. Angenommen, der Transistor 13 liefere keinen Kollektorstrom, so fließt der Strom von der Emitterelektrode des Transistors 700 durch in Reihe geschaltete Widerstände 957, 958 und eine Diode 959. Die Diode 959 wird unter diesen Umständen in Flußrichtung vorgespannt, so daß ihre Anode auf der Spannung 2V-.-, liegt, wie auch die Kollektorelektrode des Transistors 951. Die gleiche Spannung V(T)-2V_ßE wird der Reihenschaltung aus den Widerständen 957 und 958 sowie dem Widerstand 954 aufgedrückt. Macht man den Widerstandswert dieser Reihenschaltung im wesentlichen gleich der Hälfte des Widerstandswertes des Widerstandes 954, so ist der durch die Schaltungselemente 957, 958 und 959 fliessende Strom doppelt so groß wie der Kollektorruhestrom des Transistors 13. Beim Fehlen eines Signalstromes muß die Hälfte des die Schaltungselemente 957, 958 und 959 durchfließenden Stromes den Kollektorstrom des Transistors 955 unterhalten und die andere Hälfte den Kollektorruhestrom des Transistors 13.

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Wenn der Transistor 13 gesperrt wird, fließt diese andere Hälfte über die Schaltungselemente 958 und 959 und die Leitung 160 zu den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25. Dies ist der maximale Strom, der in der Leitung 160 in dieser Richtung fließen kann, da der Kollektorstrombedarf des Transistors 13, wenn dieser leitend wird, die Spannung an der Klemme T9 herabsetzt und damit den Strom , der über die Schaltungselemente 958 und 959 fließt.

Wenn der Basiselektrode des Transistors 13 eine Signalspannung zugeführt wird, die für eine solche Vorspannung des Transistors 13 ausreicht, daß sein Kollektorstrom das Doppelte seines Ruhewertes annimmt, nimmt der Spannungsabfall am Widerstand 957 zu und der durch den Widerstand 958 sowie die Diode 959 fliessende Strom wird dadurch herabgesetzt. Wenn der Kollektorstrom weiterhin wesentlich über das Doppelte seines Ruhestromwertes ansteigt, wird die Diode 959 in Sperrichtung vorgespannt und dadurch nicht leitend. Durch die Leitung 160 fließt dann nur noch der Strom, der durch die Kollektorelektrode des Transistors 955von den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 entnommen wird. Dieser Strom ist im wesentlichen gleich dem Kollektorruhestrom des Transistors 13 und stellt den maximalen Strom dar, der durch die Leitung 160 in dieser Richtung fließen kann.

Auf den Transistor 13 zugeführte Signalspannungen, die dessen Kollektorstrom zwischen Null und dem Doppelten seines Ruhestroxnwerts ändern, spricht die Strombegrenzerschaltung 95 hinsichtlich der der Leitung 160 zugeführten Ströme nahezu linear an. Die KoIlektorstromschwankungen des Transistors 13 werden einer Last zugeführt, die im Effekt aus der Parallelschaltung der Widerstände 957 und 958 besteht und Signalspannungsschwankungen an der Klemme T9 erzeugen. Der den Widerstand 958 durchfliessende Strom hängt nahezu linear von der Spannung an der Klemme T9 ab, solange die Diode 959 in Flußrichtung vorgespannt

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lst, und der Teil dieses Stromes, der nach der Versorgung des Transistors 955 mit Kollektorgleichstrom übrig bleibt, wird der Leitung 160 zugeführt.

Der Widerstandswert eines in der dargestellten Weise geschalteten Widerstandes 971 ist nicht kritisch. Im Optimalfalle ist er so bemessen, daß der Emitterstrom des Transistors 952 einen solchen Wert hat, daß die Basis-Emitter-Offset-Spannung des Transistors 952 und der Spannungsabfall an der Diode 959 im wesentlichen gleich sind, wenn der Transistor 13 seinen Kollektorruhestrom führt.

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Claims

Patentansprüche

f1.η Verstärker mit überstromschutz enthaltend eine Eingangs-Klemme, eine Ausgangsklemme, eine gemeinsame .Klemme, einen einem ersten Leitungstyp angehörenden ersten Transistor, dessen Basiselektrode mit der Eingangsklemme gekoppelt ist, und einen zweiten Transistor, der einem zweiten Leitungstyp angehört, mit seiner Basiselektrode direkt mit der Kollektorelektrode des ersten Transistors, mit seiner Emitterelektrode durch eine Gleichstromkopplung mit der Ausgangsklemme, und mit seiner Kollektorelektrode direkt mit der Emitterelektrode des ersten Transistors gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektorelektrode des zweiten Transistors (412 oder 432) mit der gemeinsamen Klemme (T5) über ein Widerstandselement (82 oder 84) gekoppelt ist, das auf den Kollektorstrom des zweiten Transistors proportional anspricht und dadurch einen Teil der Spannung zwischen der Basiselektrode des ersten Transistors (411 oder 431) und der gemeinsamen Klemme erzeugt und daß eine Anordnung (83,81 oder 85,81) zur Begrenzung des Bereiches der Auswanderungen der Spannung, die zwischen der Basiselektrode des ersten Transistors (411 oder 431) und der gemeinsamen Klemme (T5) auftritt, vorgesehen ist.
2.) Verstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch mindestens einen weiteren, dem zweiten Leitungstyp angehörenden Transistor (413,414,415 oder 433, 434, 435) dessen Basiselektrode mit der Kollektorelektrode des ersten Transistors, dessen Emitterelektrode über eine Gleichstromkopplung mit der Ausgangsklemme und dessen Kollektorelektrode über eine andere Gleichstromkopplung als das Widerstandselement (82 oder 84) mit der gemeinsamen Klemme (T5) gekoppelt sind.

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3.) Verstärker nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (83,81 oder 85,81) zur Begrenzung der Spannungsauswanderungen eine Vorrichtung (81) zum Erzeugen eines Potentialoffsets vom Potential an der gemeinsamen Klemme und ein Element (83 oder 85) asymmetrischer Leitfähigkeitseigenschaften, das zwischen die Vorrichtung zum Erzeugen des Offsetpotentials und die Basiselektrode des ersten Transistors gekoppelt ist, enthält*
4.) Verstärker nach Anspruch 1,dadurch gekennz ei c h η e t , daß die Anordnung zum Begrenzen der Spannungsauswanderungen eine Vorrichtung (81,70,700) zum Erzeugen eines Potentials bezüglich der gemeinsamen Klemme (T5) , das sich mit einer inversen Funktion der Temperatur ändert, und eine Einrichtung (81 oder 85 mit asymmetrischer Leitfähigkeit, die zwischen die das Potential erzeugende Einrichtung und die Basiselektrode des ersten Transistors geschaltet ist, enthält.
5.) Verstärker nach Anspruch 1,dadurch gekennz eichnet, daß er mit einem zweiten Verstärker des gleichen Typs zusammengeschaltet ist und daß zwischen die Ausgangsklemmen (T2, T3) der beiden Verstärker eine Ausgangslast (45) geschaltet ist.
6.) Verstärker nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet , daß die Anordnung zur Begrenzung der Spannungsauswanderungen einen Steuerverstärker (700) mit einem Eingangskreis für ein Parameteränderungen darstellendes Signal, einem ersten (Kollektor)und einem zweiten (Emitter) Ausgangskreis, die ein erstes bzw. zweites Steuerpotential liefern, die jeweils auf ein Signal an seinem Eingangskreis ansprechen, und ein erstes einseitig leitfähiges Element (81 oder 85) , das den ersten Ausgangskreis des Steuerverstärkers mit der Basiselektrode des ersten Transistors koppelt, enthält; und daß

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eine Spitzenbegrenzerschaltung (15) vorgesehen ist, die unter Steuerung durch das zweite Steuerpotential die Spitzenwerte des in ihren Ausgangskreis erscheinenden Signals gesteuert begrenzt, und daß zwischen den Ausgang (160) der Spitzenbegrenzerschaltung (15) und die Basiselektrode des ersten Transistors eine Signalverarbeitungsschaltung (20 oder 25) gekoppelt ist.
7.) Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spitzenbegrenzerschaltung (15) einen Verstärker zur gesteuerten und symmetrischen Begrenzung der beidseitigen Spitzen des Ausgangssignales enthält und daß die Signalverarbeitungsschaltung (20, 25) einen Verstärker mit Gleichrichtereigenschaften enthält.
8.) Verstärker nach Anspruch 7,dadurch gekennzeichnet , daß die Spitzenbegrenzerschaltung eine Referenzklemme (Masse) sowie einen ersten und einen zweiten widerstandsbehafteten Stromweg (Koltictorkreis des Transistors 151 bzw. 155) enthält; daß der Spitzenbegrenzerschaltung ihr Eingangssignal zwischen die Referenzklemme und einem Punkt (zwischen den Widerständen 154 und 153) längs des ersten Widerstandsbehafteten Stromweges zugeführt ist; daß der zweite Widerstandsbehaftete Stromweg eine zweite einseitig leitfähige Einrichtung (157) enthält, und daß das zweite Steuerpotential über den ersten und den zweiten widerstandsbehafteten Stromweg getrennt einem Stromspiegelverstärker (151, 155) mit Eingangskreis und Ausgangskreis zugeführt ist, wobei der Ausgangskreis (Kollektor von 155) mit der Signalverarbeitungsschaltung (20,25) gekoppelt ist.

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