DE2457753C2

DE2457753C2 - Spannungsregelschaltung

Info

Publication number: DE2457753C2
Application number: DE2457753A
Authority: DE
Inventors: Robert Russell Phoenix Ariz. Marley
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1973-12-20
Filing date: 1974-12-06
Publication date: 1984-12-13
Also published as: FR2255652A1; FR2255652B1; DE2457753A1; GB1446796A; JPS5847723B2; JPS5095754A; US3893018A

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsregelschaltun? nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1, des Patentanspruches 2 oder des Patentanspruchs 3.

Derartige Spannungsregelschaltungen sind aus dem älteren Recht DE-PS 24 00 516 bekannt. Dieser älteren Schaltung ist jedoch der Nachteil eigen, daß nicht beide Ausgangsspannungen von Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig sind. Weiterhin liefert die ältere Schaltung auch keine Ausgangsspannungen, die sich den Temperatureigenschaften logischer Schaltkreise anpassen.

Die aus der DE-OS 21 13 630 bekannte Spannungsregelschaltung liefert Spannungen, die nicht von Schwankungen der Versorgungsspannung und Temperaturveränderungen unabhängig sind.

Auch aus der Zeitschrift »IEEE Journal of solid-state circuits«, Vol.SC-6, No. 1, Febr. 1971, Seiten 2—7, sind Spannungsregelschaltungen der eingangs genannten Art bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Spannungsregelschaltung der eingangs näher genannten Art zu schaffen, welche zwei stabilisierte Ausgangsspannungen liefern können, die beide von Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig sind und von denen die eine Ausgangsspannung einen vorbestimmten Temperaturkoeffizienten aufweist.

Lösungen dieser Aufgabe sind in den kennzeichnenden Teilen der Patentansprüche 1,2 bzw. 3 angegeben.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, mit jeder Spannungsregelschaltung, die leicht als integrierte Schaltung ausgebildet werden kann, den negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannung eines Transistors durch einen positiven Temperaturkoeffizienten auszugleichen.

Weiterhin erweisen sich die erfindungsgemäßen Schaltungen dadurch als besonders vorteilhaft, daß ein vorgebbarer Temperaturkoeffizient ermöglicht wird.

Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Spannungsregelschaltung werden nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben.
Es zeigt bzw. zeigen

F i g. 1 ein Schaltdiagramm eines bekannten Schaltkreises; und

F i g. 2, 3 und 4 Schaltdiagramme von Ausführungsformen erfindungsgemäßer Spannungsregelschaltungen.

In Fig. 1 ist eine aus der DE-OS 24 OO 516 (Fig. 2) bekannte Spannungsregelschaltung dargestellt, welche als Vorspannungsantrieb für ein digitales, emittergekoppeltes Logiksystem (ECL) verwendet wird Für derartige Systeme ist es wünschenswert, zwei geregelte Ausgangsspannungen zu liefern, die in F i g. 1 als Vl und V2 bezeichnet sind. Die Spannung Vl wird hinsichtlich Erdpotential oder einem Bezugspotential erzeugt, während die Spannung V 2 hinsichtlich eines negativen Gleichstrom-Versorgungspotentials — V erzeugt wird, wie es in F i g. 1 dargestellt ist. Das Bezugspotential und das negative Versorgungspotential — V werden an den Eingangsanschluß 10 bzw. 11 angelegt, wobei diese Anschlüsse die Spannungseingangsanschlüsse des Schaltkreises darstellen.

Der untere Teil des Schaltkreises umfaßt einen ersten und einen zweiten npn-Transistor T1 bzw. 72, die so miteinander verbunden sind, daß sie mit unterschiedlichen Stromdichten arbeiten, so daß ein positiver Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Differentialspannung AVbe zwischen ihnen erzeugt wird. Dies wird dadurch erreicht, daß man Kollektor und Basis des Transistors 7*1 miteinander verbindet, so daß dieser Transistor als eine Diode arbeitet, wobei sein Emitter direkt mit dem — V-Eingang des Spannungsversorgungsanschlusses 11 verbunden ist. Die unterschiedlichen Stromdichten werden dadurch erreicht, daß ein Widerstand R 2 zwischen dem Emitter des Transistors Γ2 und dem Anschluß 11 angeordnet wird, während die Basis des Transistors T2 direkt mit dem Kollektor des Transistors TX verbunden ist.
Wenn die Emittergebiete der Transistoren 7*1 und 7*2 gleich wären, hätten die Ströme /(1) und /(2), die durch diese Transistoren fließen, eine solche Größe, daß . der Strom /(2) geringer wäre als der Strom /(1). Aus noch darzustellenden Gründen ist es jedoch wünschenswert, daß diese zwei Ströme gleich groß sind, wobei aber trotzdem ein positiver Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Differenzspannung AVbe zwischen den Transistoren Π und T2 aufrechterhalten wird. Um dies zu erreichen, wird die gesamte Emitterfläche des Transistors T2 größer gemacht als die entsprechende Fläche der Transistordiode 7*1. Dies wird in Fig. 1 dadurch dargestellt, daß der Transistor Γ2 mit einem doppelten oder dualen Emitter dargestellt ist. Das genaue Verhältnis der Ermittergebiete der Transistoren Tl und T2 muß in Verbindung mit dem Widerstandswert des Widerstandes R 2 festgelegt werden, um ein Verhältnis zu erreichen, das zu einer Beziehung von/(1) = /(2) führt.

Da die Transistoren Π und T2 mit verschiedenen

Stromdichten arbeiten, ist der Spannungsabfall über dem Widerstand R2 proportional zur Basis-Emitter-Differenzspannung AVbb Die Stromverstärkungen der Transistoren sind hoch gewählt, so daß der Spannungsabfall über dem Kollektorwiderstand R 1 des Transistors T2 ebenfalls proportional zu Δ Vbe ist.
Der Strom /(2) wird dem Widerstand R 1 über den Kollektor-Emitter-Pfad eines dritten npn-Transistors Γ3 und einen Lastwiderstand R 3 zugeführt, der an den Eingangsanschluß 10 angeschlossen ist. In ähnlicher Weise wird der Strom /(I) für die Transistordiode Ti

über die Kollektor-Emitter-Pfade eines Paares von npn-Transistoren 74 und 75 und einen Widerstand R 4 zugeführt

Der Kollektor des Transistors 72 ist mit der Basis eines npn-Nebenschlußregeltransistors 76 verbunden, dessen Emitter mit dem Eingangsanschluß 11 und dessen Kollektor über einen Lastwiderstand R 5 mit dem Anschluß 10 verbunden ist. Der positive Temperaturkoeffizient der Spannung, die von dem Kollektor des Transistors 72 der Basis des Transistors 76 zugeführt wird, wird durch die Einstellung der Differenzstromdichten der Transistoren Π und 72 so eingestellt, daß ein Spannungsabfall über dem Widerstand R1 erzeugt wird, der bei seiner Addition zu dem Spannungsabfall über dem. Basis-Emitter-Übergang des Transistors 76 is zu einer Spannung am Kollektor des Transistors 76 führt, die proportional ist zu dem Energiebandsprung des Halbleitermaterials des Transistors. Diese Spannung besitzt einen Temperaturkoeffizienten von Null und ist mit den Basen der zwei Emitterfolgertransistoren 73 und 75 verbunden.

Die Emitter der Transistoren 73 und 75 sind an die Widerstände R 1 und R 4 in den Strompfaden angeschlossen, die die Ströme /(1) und /(2) an die Transistoren 72 und Π liefern. Der Kollektor des Transistors 7"3 ist auch mit der Basis des Transistors 74 verbunden, was zu einer Bezugsspannung Vl führt, die sich wie folgt ausdrücken läßt:

V₁ = Φ<

(1)

wobei Φ* die Basis-Emitterspannung des Transistors TA und RiI(T₁ die Spannung über Ri darstellt. Die Ströme /(i) und /(2) sind spannungsabhängig aufgrund der Eigenart der Schaltkreisverbindungen. Somit ist die Spannung Vi ebenfalls im wesentlichen spannungsunabhängig.

Jedoch wird der Strom /(3) von dem Nebenschlußregeltransistor 76 erzeugt und verändert sich deutlich mit Änderungen der negativen Vorspannung (— V), die dem Eingangsanschluß 11 zugeführt wird. Wegen der verhältnismäßig großen Stromveränderungen des Stromes /(3) aufgrund des Nebenschlußregelbetriebes des Transistors 76 ändert sich die Emitter-Basis-Vorwärtsspannung Φί des Transistors 76 ebenfalls beachtlich. Dieser Audruck erscheint in der Ausgangsspannung V 2, die von dem in F i g. 1 dargestellten Regelschaltkreis geliegert wird.

Die Spannung V 2 kann auf folgende Weise abgeleitet werden:

50

V₂

T Al 1(2

V-)

wobei Äi/(2) der Spannungsabfall über dem Widerstand R1 ist, Φ3 die Emitter-Basisspannung des Transistors TZ und Φ5 die Basis-Emitterspannung des Transistors T5.

Die Betriebsbedingungen des Schaltkreises werden so eingestellt daß die Ströme /(1) und /(2) gleich sind, so daß Φ 3 = Φ 5 ist, wenn die Transistoren T3 und 75 einander angepaßt sind. Die Gleichung kann dann fol- ω gendermaßen ausgedrückt werden:

Φ₆ +

chen Ausmaß ändert, wie der Ausdruck Φ 6, die Emitter-Basis-Vorwärtsspannung des Transistors 76, sich mit Veränderungen der dem Anschluß 11 zugeführten negativen Spannung verändert. Wenn beide Spannungen V1 und V2 im wesentlichen unabhängig von Temperaturveränderungen und Versorgungsspannungsschwankungen gemacht werden, kann eine größere Systemgeräuschfestigkeit bei Computersystemen erreicht werden, die derartige Vorspannungserzeugerschaltkreise verwenden, um die Betriebspotentiale für die logischen Schaltkreise des Systems, wie z. B. ECL-Schaltkreise verwenden.

Um die Nachteile des in F i g. 1 dargestellten Schaltkreises zu vermeiden, wurden die Schaltkreise der F i g. 2 und 3 entwickelt Der Schaltkreis der F i g. 2 sei zuerst behandelt, und soweit die Bauteile des Schaltkreises der F i g. 2 die gleichen sind wie die des Schaltkreises der Fig. 1, brauchen diese Komponenten nicht weiter beschrieben zu werden. Die Spannung Vl in Fig. 2 wird auf die gleiche Weise erzeugt wie es beim Schahkreis der Fi g. 1 der Fall ist. Die Spannung V 2 wird in F i g. 2 jedoch durch einen modifzierten Schaltkreis erzeugt, der eine Transistordiode 77 aufweist, die zwischen dem Emitter des Transistors 73 und dem Widerstand R 1 angeschlossen ist. Zusätzlich ist eine zweite Transistordiode 78 in Serie zwischen dem unteren Anschluß des Widerstandes RS und dem Kollektor des Transistors 76 angeschlossen. Der Basis-Kollektorübergang der Transistordiode 78 ist mit der Basis des Transistors 73 verbunden, um einen Spannungsantrieb für diesen Transistor zu schaffen, während die Basis des Transistors 75 weiterhin mit dem Kollektor des Transistors 76 verbunden ist. Das Hinzufügen der zwei Transistordioden 77 und 78 verändert die Beziehung der Ausgangsspannung V2 gemäß der folgenden Gleichung:

V₂ — Φ(, + R\I{2) + Φι + Φι — Φ» — Φί (4)

wobei Φι die Emitter-Basisspannung des Transistors 77 und Φ» die Basis-Emitterspannung des Transistors 78 ist

Die Transistordiode 77 ist dem Transistor 73 angepaßt so daß beide Transistoren den gleichen Emitter-Basis-Spannungsabfall aufweisen. Somit ist Φ3 =- ΦΙ. Wie schon in Verbindung mit der Ableitung der Gleichungen für die Spannung V2 in Verbindung mit F i g. 1 dargestellt wurde, werden die Ströme /(1) und /(2) gleich groß gewählt, so daß Φ 3 = Φ 5 ist Die Transistordiode 78 ist dem Transistor 76 angepaßt so daß Φ S = Φ 6 ist Zusätzlich sind die Transistoren 74 und 75 einander angepaßt so daß ΦΑ = Φ5 ist Die Gleichung kann dann folgendermaßen ausgedrückt werden:

(3)

Aus dem Vorangegangenen ist zu ersehen, daß, obwohl die Spannung V1 im wesentlichen unabhängig von Versorgungsspannungsschwankungen ist die Spannung V2 nicht unabhängig ist sondern sich deutlich im glei-

Wenn weiterhin R 1 gleich R 3 ist, wird die Gleichung für V2 die gleiche wie sie für V1 besteht, nämlich:

V₂

Φα

Mit dem Hinzufügen der zwei Transistordioden 77 und 78 wurden somit die nicht gewünschten spannungsabhängigen Komponenten von der Ausgangsspannung V2 entfernt und die zwei Ausgangsspannungen Vi und V2 sind bezüglich der zwei unterschiedlichen Eingangsanschlüsse 10 bzw. 11 die gleichen. .

Ein Transistor Basis-Emitterspannungsierm (#4) ver-

bleibt in jeder Ausgangsspannung, weil ein solcher Term bei ECL-Schaltkreisen wünschenswert ist, um die Eigenschaften der ECL-Schaltkreise, die mit diesen zwei Vorspannungen versorgt werden sollen, angepaßt werden sollen. Die Transistordiode 77 ist erforderlich, um einen ausreichend großen Spannungsabfall an Λ 4 zu erzeugen, und die Transistordiode 71 ist erforderlich, um den Transistor 71 einzuschalten, wenn die Transistordiode TS dem Schaltkreis hinzugefügt wird, um die Effekte des Transistors 76 zu beseitigen.

In F i g. 3 ist eine andere Version des Schaltkreises zur Erzeugung von V 2 mit einem steuerbaren Temperaturkoeffizienten für beide Ausgangsspannungen Vl und V2 dargestellt. Es wird keine zusätzliche Beschreibung für die Schaltkreiskomponenten gegeben, die bereits beschrieben wurden.

F i g. 3 unterscheidet sich von F i g. 2 dadurch, daß die Transistordiode Tl beseitigt und durch einen Transistor 79 ersetzt wurde, dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt der Basis des Transistors 73 und dem Kollektor der Transistordiode 78 verbunden ist. Seine Basis ist mit dem Kollektor des Transistors 72 verbunden. Die Basis des Nebenschlußregeltransistors 76 ist nicht mehr direkt mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden, sondern die Basis des Transistors 76 mit dem zum Emitter des Transistors 79 führenden Verbindungspunkt verbunden. Ein Widerstand R 6 mit großem Widerstandswert arbeitet als eine stromunabhängige Leistungsversorgung für den Transistor 79, und ein Widerstand R 7 ist zwischen Basis und Emitter des Transistors T9 angeschlossen.

Die Transistordiode Ti der F i g. 3 beseitigt die Basis-Emitter-Spannungseffekte des Transistors 76 aus der Ausgangsspannung V 2 in der gleichen Weise, wie es weiter oben in Verbindung mit F i g. 2 beschrieben wurde. Die Schaltungsanordnung der F i g. 3 arbeitet jedoch so, daß eine Temperaturabhängigkeit ausgewählt werden kann, die sich von einem Temperaturkoeffizienten von Null bis zu einem negativen Temperaturkoeffizienten von ungefähr —2,7 Millivolt pro °C für die zwei Ausgangsspannungen V1 und V2 (bei nominellen Ausgangsspannungen von 1,3 Volt) verändern läßt. Dies liefert eine größtmögliche Flexibilität für den Schaltkreis bei seiner Anwendung als Vorspannungslieferant für logische Schaltkreise, die ihrerseits positive oder negative Temperaturkoeffizienten beim Betrieb zeigen. Es ist wünschenswert, einen Vorspannungs- oder Reglerschaltkreis zu haben, der den Schaltkreisen folgt, mit denen er verwendet wird, um auf diese Weise die Temperatureffekte möglichst klein zu machen.

Der Betrieb des in F i g. 3 gezeigten Schaltkreises Ist derart, daß die Transistorkombination aus den Transistoren Tl und T2 weiterhin einen kleinen Spannungsabfall am Widerstand R 2 erzeugt, der einen positiven Temperaturkoeffizienten aufgrund der Differenz in den Stromdtchten der Transistoren Π und T2 aufweist

Wie schon gesagt, verstärkt das Verstärkungsverhältnis der Widerstände R1 und R 3 diese Spannung soweit, wie es für den Schaltkreis erforderlich ist Da der Widerstand R 6 un die Emitter-Basisspannung Φ 6 des Transistors 76 den Strom des Transistors 79 festlegen, ist die Spannung Vbe des Transistors 79 im wesentlichen ebenso temperaturabhängig. Der Widerstand R 7, der über dieser Spannung Vbe angeschlossen ist, erzeugt somit einen Strom, der über dem Widerstand R1 eine Spannung mit negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt Durch Einstellung der relativen Werte der Widerstände Ri, R 2, Rl und R 3 kann der Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerständen R 1 und Λ 3 so gewählt werden, daß sie sich von einem positiven Wert zu einem negativen Wert ändert, so daß eine Anpassung an den Temperaturkoeffizienten des Schaltkreises in einem weiten Bereich möglich ist. Diese Variation kann größtenteils dadurch erreicht werden, daß der Widerstand R1 als veränderlicher Widerstand ausgeführt wird.
Wenn die Ausgangsspannungen Vl und V2 einander

ίο gleichen sollen, ist es notwendig, daß die Widerstände R 1 und A3 gleich groß sind. Wenn Vl und V2 nicht gleich sein müssen, können diese Widerstände unterschiedliche Werte aufweisen. Die Erzeugung der Gleichungen für die Spannungen V1 und V 2 für den Schaltkreis der F i g. 3 wird auf die gleiche Weise erreicht, wie es in Verbindung mit den F i g. 1 und 2 beschrieben wurde.

In Fig.4 ist eine andere Ausführungsform gezeigt, bei der die Empfindlichkeit des Nebenschlußregeltransi-

stors 76 gegenüber Änderungen der Spannungsversorgung (— V) kompensiert wird, ohne daß eine separate Transistordiode TS hinzugefügt wird, wie es in den F i g. 2 und 3 gezeigt ist In dem Schaltkreis der F i g. 4 ist der Kollektor des Transistors 7"2 direkt mit der Basis des Nebenschlußregeltransistors 76 in der gleichen Weise wie in F i g. 1 verbunden. Der Kollektor des Nebenschlußregeltransistors 76 ist jedoch nicht direkt mit dem Widerstand RS verbunden, sondern stattdessen mit der Basis eines Substrat-pnp-Transistors Γ10 und über einen Widerstand R9 mit einem Verbindungspunkt der den Emitter des Transistors Γ10 mit dem Widerstand R 5 verbindet. Der Kollektor des Transistors Γ10 ist direkt mit dem Spannungsversorgungsanschlußll verbunden.

Diese Anordnung veranlaßt den pnp-Transistor Γ10, den überschüssigen Stromfluß in dem Nebenschlußregelpfad abzuleiten und zwingt den Strom in dem Transistor 76, im wesentlichen unabhängig von der Spannung und nur abhängig von der Temperatur zu sein. Dies ergibt sich, da die Spannung über dem Widerstand R 8 durch die Emitter-Basisspannung des Transistors Γ10 erzeugt wird, die im wesentlichen eine konstante Spannung ist. Die anderen in F i g. 4 gezeigten Schaltkreisteile arbeiten in der gleichen Weise, wie es in Verbindung mit F i g. 1 dargestellt wurde.

Wenn der Schaltkreis der Fig.4 einen von Null abweichenden Temperaturkoeffizienten aufweisen soll, kann ein Paar von Widerständen R 9 und R 10 zwischen die Kollektoren der Transistoren 71 bzw. 72 und dem negativen Versorgungsanschluß 11 geschaltet werden. Das Verhältnis der Widerstandswerte Ä9 und R 10 kann in Verbindung mit dem Wert des Widerstandes R1 so verändert werden, daß die von dem Schaltkreis der F i g. 4 erzeugte Ausgangsspannung sich von einer Spannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten zu einer Spannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten über einen weiten Bereich verändert Die Widerstände R 9 und R10 können auch in ihrem absoluten Wert verändert werden, um die Spannungspegel an den Ausgängen für Vl und V2 zu ändern. Wenn dieses Merkmal nicht gewünscht wird, können die Widerstände R 9 und R10 beseitigt werden, und der Schaltkreis arbeitet dann im wesentlichen wie ein Schaltkreis mit einem Temperaturkoeffizienten von Null.

Der Schaltkreis der F i g. 4 erfordert nicht den zusätzlichen Diodenübergang der Transistoren Γ7 oder 79 der F i g. 2 und 3. Auf diese Weise ist ein Betrieb mit minimaler Versorgungsspannung möglich, die um einen

VW-Spannungsabfall niedriger ist als bei den Schaltkreisen der Fig. 2 und 3. Dies ist bei Anwendungen mit niedriger Spannung günstig. Die Anordnung des Transistors Γ10 beim Schaltkreis der Fig.4 führt zu einem ausgezeichneten Hochfrequenzabfall, so daß die Schwingneigung des Schaltkreises sehr klein gemacht wird. Dies wäre nicht der Fall, wenn eine pnp-Transistorstromquelle zwischen dem Eingangsanschluß 10 und dem Kollektor des Transistors T6 anstelle des Widerstandes R 5 angeschlossen wäre.

Die in den F i g. 2, 3 und 4 dargestellten Schaltkreise zeigen ausgezeichnete Unempfindlichkeit gegenüber Veränderungen in der Versorgungsspannung (— V), die dem Eingangsanschluß 11 zugeführt wird, im Gegensatz zu dem Schaltkreis der Fig. 1. Zusätzlich ermöglichen die Schaltkreise der F i g. 3 und 4 eine Auswahl einer gewünschten Temperaturabhängigkeit in einem weiten Bereich zwischen negativen und positiven Temperaturkoeffizienten, während die Schaltkreise der F i g. 2 und 4 Ausführungsformen für vollkompensierte Vorspannungsantriebe oder Spannungsreglerschaltkreise sind.

Die Schaltkreise der F i g. 2 und 3 verwenden eine Ausgleichsdiode, um die Empfindlichkeit des Schaltkreises gegenüber Veränderungen in der Versorgungsspannung (— V)zu bewirken, während der in F i g. 4 gezeigte Schaltkreis dies dadurch erreicht, daß er eine Stromstabilisierung verwendet. Das Endergebnis für den Betrieb beider Schaltkreise ist in beiden Fällen gleich: Das Problem der Beeinflussung der von den Schaltkreisen erzeugten Ausgangsspannungen durch Veränderungen der Versorgungsspannung (— V) wird beseitigt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Spannungsregelschaltung mit einem ersten und einem zweiten Eingang für eine ungeregelte Gleichspannung und mit einem ersten und einem zweiten Ausgang für stabilisierte Spannungen, bei welcher

ein erster Strompfad vorgesehen ist, der aus einem als Diode geschalteten ersten Transistor (Tl), einem an dessen Kollektor angeschlossenen ersten Widerstand (R 4) und einer an diesen angeschlossenen Serienschaltung eines zweiten (TS) und eines dritten (T4) Transistors besteht und ein zweiter Strompfad vorgesehen ist, der aus einem zweiten Widerstand (R 2), einem daran mit seinem Emitter angeschlossenen vierten Transistor (T2\ einem an dessen Kollektor angeschlossenen dritten Widerstand (R X), einem mit seinem Emitter daran angeschlossenen fünften Transistor (T3) und einem an dessen Kollektor angeschlossenen vierten Widerstand (R 3) besteht und

ein dritter Strompfad vorgesehen ist, der aus einem als Regeltransistor arbeitenden sechsten Transistor (TS) und einem an dessen Kollektor angeschlossenen fünften Widerstand (R S) besteht,

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wobei die Basis des vierten Transistors (T2) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Ti) und die Basis des dritten Transistors (T4) mit dem Kollektor des fünften Transistors (T3) und die Basis des fünften Transistors (T3) mit dem Kollektor des sechsten Transistors (TS) verbunden ist und zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und der ersten Versorgungsklemme (tO) eine erste stabilisierte Spannung und zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und der zweiten Versorgungsklemme (11) eine zweite stabilisierte Spannung abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß

a) zwischen dem Emitter des fünften Transistors (T3) und dem dritten Widerstand (R 1) ein siebenter Transistor (T 7) vorgesehen ist, dessen Basis und Kollektor mit dem Emitter des fünften Transistors (T3) verbunden sind und dessen Emitter mit dem dritten Widerstand (R 1) verbunden ist, und

b) zwischen dem Kollektor des sechsten Transistors (T6) und dem fünften Widerstand (R S) ein achter Transistor (TS) vorgesehen ist, dessen Basis und Kollektor mit dem fünften Widerstand (R S) verbunden sind und dessen Emitter mit dem Kollektor des sechsten Transistors (TS) und der Basis des zweiten Transistors (TS) verbunden ist.

2. Spannungsregelschaltung mit einem ersten und einem zweiten Eingang für eine ungeregelte Gleichspannung und mit einem ersten und einem zweiten Ausgang für stabilisierte Spannungen, bei welcher

ein erster Strompfad vorgesehen ist, der aus einem als Diode geschalteten ersten Transistor (Tl), einem an dessen Kollektor angeschlossenen ersten Widerstand (R 4) und einer an diesen angeschlossenen Serienschaltung eines zweiten (TS) und eines dritten (TA) Transistor besteht und

ein zweiter Strompfad vorgesehen ist, der aus einem zweiten Widerstand (R 2), einem daran mit seinem Emitter angeschlossenen vierten Transistor (T2), einem an dessen Kollektor angeschlossenen dritten Widerstand (R 1), einem mit seinem Emitter daran angeschlossenen fünften Transistor (T3) und einem an dessen Kollektor angeschlossenen vierten Widerstand (R 3) besteht, und

wobei die Basis des vierten Transistors (T2) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Ti) und die Basis des dritten Transistors (T4) mit dem Kollektor des fünften Transistors (T3) und die Basis des zweiten (TS) UKd des fünften Transistors (T3) miteinander und mit dem Kollektor des sechsten Transistors (T6) verbunden sind und zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors (TS) und der ersten Versorgungsktemme (10) eine erste stabilisierte Spannung und zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und der zweiten Versorgungsklemme (11) eine zweite stabilisierte Spannung abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein neunter Transistor (TiO) vorgesehen ist, dessen Emitter mit dem fünften Widerstand (R S) und der Basis des zweiten Transistors (TS), dessen Basis über einen sechsten Widerstand (R 8) mit seinem Emitter und direkt mit dem Kollektor des sechsten Transistors (TS) und dessen Kollektor mit dem Emitter des sechsten Transistors (TS) verbunden sind.

3. Spannungsregelschaltung mit einem ersten und einem zweiten Eingang für eine ungeregelte Gleichspannung und mit einem ersten und einem zweiten Ausgang für stabilisierte Spannungen, bei welcher

ein erster Strompfad vorgesehen ist, der aus einem als Diode geschalteten ersten Transistor (Ti), einem an dessen Kollektor angeschlossenen ersten Widerstand (4) und einer an diesen angeschlossenen Serienschaltung eines zweiten (TS) und eines dritten (T4) Transistor besteht und

ein zweiter Strompfad vorgesehen ist, der aus einem zweiten Widerstand (R 2), einem daran mit seinem Emitter angeschlossenen vierten Transistor (T2), einem an dessen Kollektor angeschlossenen dritten Widerstand (R 1), einem mit seinem Emitter daran angeschlossenen fünften Transistor (T3) und einem an dessen Kollektor angeschlossenen vierten Widerstand (R 3) besteht und

ein dritter Strompfad vorgesehen ist, der aus einem als Regeltransistor arbeitenden sechsten Transistor (TS) und einem an dessen Kollektor angeschlossenen fünften Widerstand (R 5) besteht,

wobei die Basis des vierten Transistors (T2) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Tl) und die Basis des dritten Transistors (T4) mit dem Kollektor des

fünften Transistors (TS) und die Basis des fünften Transistors (T3>) mit dem Kollektor des sechsten Transistors verbunden ist und zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und der erste a Versorgungsklemme (10) eine erste stabilisierte Spannung und zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und der zweiten Versorgungsklemme (11) eine zweite stabilisierte Spannung abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein zehnter Transistor (T9) vorgesehen ist dessen Kollektor mit der Basis des fünften Transistors (T3) und dessen Basis mit dem Kollektor des vierten Transistors (T2) verbunden ist, während sein Emitter mit der Basis des sechsten Transistors (T6) verbunden ist, daß zwischen dem Kollektor des sechsten Transistor (T6) und dem fünften Widerstand (R S) ein achter Transistor (T8) vorgesehen ist, dessen Basis und Kollektor mit dem fünften Widerstand (R S) verbunden sind und dessen Emitter mit dem Kollektor des sechsten Transistors (T6) verbunden ist, und daß ein sechster Widerstand (R 6) zwischen der Basis des sechsten Transistors (T6) und der zweiten Versorgungsklemme (11) und ein siebenter Widerstand (R 7) zwischen der Basis und dem Emitter des zehnten Transistors (T9) vorgesehen sind.