DE2424813A1

DE2424813A1 - Transistorverstaerker

Info

Publication number: DE2424813A1
Application number: DE2424813A
Authority: DE
Inventors: Jun Carl Franklin Wheatley
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-05-24
Filing date: 1974-05-22
Publication date: 1974-12-19
Also published as: FR2231151A1; FR2231151B1; CA1024222A; BE815521A; US3983502A; JPS5021656A; GB1467059A; AU6895974A; SE404115B; DE2424813B2; NL7406717A; JPS5436819B2

Description

2A24813

7695-74/Dr.v.B/Ba
RCA 66,804

U.S. Ser.No. 363,360
Filed: 24. Mai 1973

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Transistorverstärker

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Transistorverstärker mit zwei Klemmen zum Zuführen von Betriebsspannung, einer dritten Klemme zum Anschluß eines Verbrauchers, zwei Transistoren gleichen Leitungstyps und im wesentlichen gleicher, mit der Temperatur zunehmender Vorwärtsstromverstärkung, von denen der erste mit seiner Emitterelektrode an die erste Klemme und mit seiner Kollektorelektrode an die Emitterelektrode des zweiten Transistors sowie an die dritte Klemme angeschlossen ist, während die Kollektorelektrode des zweiten Transistors mit der zweiten Klemme verbunden ist.

Insbesondere betrifft die Erfindung einen Verstärker, dessen Arbeitspunkte thermisch stabilisiert sind.

Bei einem Gegentakt-Transistorverstärker sind die Arbeitspunkte der Ausgangstransistoren gewöhnlich dadurch stabilisiert, daß

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der Basis-Emitter-übergang jedes Ausgangstransistors von einer Quelle für eine temperaturabhängige Spannung vorgespannt ist, welche eine wesentlich geringere Quellenimpedanz als die durch den Basis-Emitter-übergang dargebotene Eingangsimpedanz hat. Die Quelle für die temperaturabhängige Spannung ist normalerweise eine in Flußrichtung vorgespannte Halbleiterflächendiode.

Diese Art der Vorspannung der Ausgangstransistoren eignet sich jedoch nicht sehr gut für monolithische integrierte Schaltungen. Die Wärmegradienten zwischen den verschiedenen Einrichtungen oder Schaltungselementen einer integrierten Schaltung können sehr steil sein und sich in Abhängigkeit vom Sigidpegel mit Frequenzen bis zu Zehnen von Hertz ändern. Es ist daher sehr schwierig einen einwandfreien Gleichlauf zwischen den Charakteristiken eines Verstärker-Ausgangstransistors und der zur Vorspannung dienenden, in Flußrichtung vorgespannten Halbleiterflächendiode zu erreichen. Bei gewissen Anwendungen kann das gleiche Problem auch bei Verstärkern, die mit diskreten Bauelementen aufgebaut sind, auftreten.

Bei Gegentaktverstärker^ deren Ausgangstransistoren "aufeinandergesetzt" sind, d.h. bei denen die Ausgangstransistoren mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken hinsichtlich der zugeführten Betriebsspannungen in Reihe geschaltet sind, werden die Emitterruhespannungen der Ausgangstransistoren durch Vorspannung ihrer Basiselektroden von Quellen mit niedriger Impedanz bestimmt. Wegen dieser und der sich durch die Zuführung der Betriebsspannung ergebenden Einschränkung sind die Kollektor-Emitter-Ruhespannungen dieser Transistoren begrenzt. Zur weiteren Stabilisierung der Arbeitspunkte der Ausgangstransistoren ist es ferner üblich, für diese Transistoren eine Gleichspannungsgegenkopplung vorzusehen. Durch diese Gegenkopplung werden die Kollektor-Emitter-Ruhespannungen der Ausgangstransistoren weiter auf feste Werte beschränkt.

Oft sind zwei Gegentaktverstärker der im vorangehenden Absatz

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beschriebenen Art so geschaltet, daß ihre Ausgangssignale sich hinsichtlich der Amplitude gleicht, hinsichtlich der Richtung jedoch entgegengesetzt ändern. Der Lastkreis (Verbraucher) ist zwischen die Ausgangskreise der beiden Gegentaktverstärker geschaltet. Diese Art des Anschlusses des Verbrauchers wird als "Brückenschaltung¹¹ bezeichnet und eine Schaltung mit den beiden Gegentaktverstärkern ist eine sogenannte Verstärkerschaltung mit Brückenausgang. Verstärkerschaltungen mit Brückenausgang sind beliebt, da durch den in Brückenschaltung angeschlossenen Verbraucher trotz zu einer galvanischen Kopplung zwischen die beiden Gegentaktverstärker kein Gleichstrom fließt, wenn die Arbeitspunkte der beiden Gegentaktverstärker auf die gleiche Gleichspannung stabilisiert sind.

Bisher war es üblich, die Gleichspannungen an den Ausgangsanschlüssen der beiden Gegentaktverstärker einer Verstärkerschaltung mit Brückenausgang unabhängig zu stabilisieren, indem für jeden der beiden Gegentaktverstärker eine eigene Gleichspannungs-Gegenkopplungsschleife verwendet wurde. Mit diesem Verfahren sind zwar im belastungsfreien Zustand niedrige Verzerrungen in der Ausgangssignalspannung jedes Gegentaktverstärkers erreichbar, Verzerrungen, die bei Belastung durch Unterschiede im Phasengang der beiden Verstärker verursacht werden, lassen sich jedoch hiermit nicht genügend korrigieren.

Bei dem Gegentaktverstärker gemäß der Erfindung wird jeder Ausgangstransistor von einer Stromquelle vorgespannt, deren Quellenimpedanz wesentlich höher ist als die durch den Basis-Emitter-Übergang des Ausgangstransistors dargebotene Eingangsimpedanz. Dies ermöglicht es den Ausgangstransistoren, die aufeinandergesetzt sind, ihre eigene Kollektor-Emitter-Spannung frei zu bestimmen. Aufgrund der ihrer Schaltung von Natur aus anhaftenden Eigenschaften tun sie dies so, daß sich ihre Verlustleistungen auf im wesentlichen gleiche Werte einspielt. Eine Gleichspannung sgegenkopplung zur Stabilisierung des Arbeitspunktes wird bei den Verstärkern gemäß der Erfindung bewußt nicht verwendet,

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-4-da sie den thermischen Symmetrierungsprozeß stören würde.

Durch den thermischen Symmetrierungsprozeß, bei dem die Arbeitspunkte der Ausgangstransistoren kontinuierlich abgeglichen werden, entstehen unerwünschte Ausgangssignaländerungen. Diese unerwünschten Änderungen können dadurch verhindert werden, daß man die Ausgangssignalspannungen mit den Eingangssignalspannungen vergleicht, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das dann durch eine Gegenkopplung verringert werden kann. Bei manchen Verstärkern gemäß der Erfindung wurden die durch den thermischen Ausgleichsoder Symmetrierungsprozeß verursachten, unerwünschten Ausgangsspannungsschwankungen im selben Frequenzbereich wie Nutzspannung liegen. Die zweckmäßigste Weise, die unerwünschten Ausgangsspannungsschwankungen daran zu hindern, an der Belastung des Verstärkers zu erscheinen, besteht dann darin, einen Verstärker mit Brückenausgang zu verwenden und die Ausgangssignale von den Teil-Gegentaktverstärkern in einem Differenzverstärker zu vergleichen, um das Fehlersignal für die Gegenkopplung zu erzeugen. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Entwicklung von Differenzverstärkern für diesen Zweck.

Die einzige Figur der Zeichnung stellt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der Erfindung in Form eines Verstärkers mit Brückenausgang dar.

Die Schaltungselemente des in der Zeichnung dargestellten Verstärkers mit Brückenausgang werden vorzugsweise mit Ausnahme des Verbrauchers 45, bei dem es sich um einen Lautsprecher handelt, innerhalb einer monolithischen integrierten Schaltung hergestellt. Widerstände, neben deren Schaltsymbolen sich ein Strich befindet, werden als Pinch- oder Einschnürungswiderstand hergestellt. Zuerst soll die Arbeitsweise des Verstärkers mit Brückenausgang allgemein beschrieben werden, anschließend werden bestimmte Gesichtspunkte hinsichtlich seiner Arbeitsweise genauer erläutert werden.

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Dem Verstärker werden Eingangssignale über eine Klemme T₁ zugeführt, die dann nacheinander in.einer als emittergekoppelter Differenzverstärker ausgebildeten Eingangsverstärkerstufe 10, Verstärkertransistoren 11, 12 in Kollektorschaltung, die als Darlington-Kaskade geschaltet sind, und einem Verstärkertransistor 13 in Emitterschaltung verstärkt werden. Der Kollektorstrom des Transistors 13 wird als Eingangsstrom einer Stufe zugeführt, die eine symmetrische Begrenzung der von Spitze zu Spitze gerechneten Signalstromauswanderungen bewirkt, soweit diese Grenzwerte überschreiten, welche in Abhängigkeit von der Temperatur des als integrierte Schaltung aufgebauten Verstärkers bestimmt werden. Die Arbeitsweise dieser symmetrischen Spitzenwertbegrenzungsstufe und einer Versorgungsregelschaltung 70 ist an anderer Stelle näher erläutert (Anmeldung entsprechend U.S. Ser. No. 363,600 vom 24. Mai 1973).

Die Stufe 15 verringert den Maximalwert der von Spitze zu Spitze gerechneten Auswanderungen ihres Ausgangsstroms, wenn die Spannung an der Emitterelektrode eines Transistors 70 in der Versorgungsregelschaltung 70 herabgesetzt wird und liefert schließlich keinen Ausgangsstrom mehr, wenn die Emitterspannung des Transistors 700 gegen die Massereferenzspannung geht. Die Emitterspannung des Transistors 700 kann durch die folgenden drei Dinge verringert werden: Erstens, die Temperatur der integrierten Schaltung, wenn diese über einen Schwellwert ansteigt; zweitens, die B -Spannung an der Klemme T₅, wenn diese unter einen Schwellwert absinkt und drittens, wenn die Klemme T₄ zur Sperrung des Verstärkers auf Massepotential geklemmt wird, so daß die zwischen die Klemmen T₁ und T_ß zugeführten Eingangssignale praktisch keinen Einfluß auf die Spannung zwischen den Klemmen T₂ und T₃ haben.

Das Ausgangssignal von der strombegrenzenden Stufe 15 wird Phasenteilerverstärkern 20 und 25 zugeführt. Jeder Phasenteilerverstärker erhält die Hälfte des Signalstromes und liefert unter dessen Steuerung zwei Klasse-B-Gegentakt-Ausgangsströme. Die Pha-

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senteilerverstärker 20 und 25 sind jeweils gemäß der US-PS 3 573 645 aufgebaut.

Die Phasenteilerverstärker 20 und 25 werden durch eine Vorspannung sschaltung 30 so vorgespannt, daß sie Verbund-Ausgangstransistoren 41, 42, 43 und 44 mit Basisruheströmen versorgen, die sich invers zu den Beta-Werten (Vorwärts-Stromverstärkungsfaktoren für Emitterschaltung) dieser Transistoren ändern. Dies erleichtert die Verringerung von Übernahmeverzerrungen in den im B-Betrieb arbeitenden Leistungsverstärkerausgangsstufen, während gleichzeitig die innere Verlustleistung in einem breiten Bereich von Temperaturschwankungen und Herstellungstoleranzen der Transistoreigenschaften minimal gehalten werden. Diese Aspekte der in der Zeichnung dargestellten Verstärkerschaltung sind an anderer Stelle eingehender erläutert (Anmeldung entsprechend U.S. Ser. No. 363,562 vom 24. Mai 1973).

Die negativen Auswanderungen der den Phasenteilerverstärkern 20 und 25 zugeführten Eingangsströme werden durch Transistoren 202 bzw. 252, die als Verstärker in Basisschaltung arbeiten, verstärkt. Die positiven Auswanderungen der den Phasenteilerverstärkern 20 und 25 zugeführten Eingangsströme werden durch Transistoren 203 bzw. 253 verstärkt, die als Verstärker in Emitterschaltung arbeiten. Durch Gegenkopplung mittels als Dioden geschalteten Transistoren 201 und 251 werden die Stromverstärkungsfaktoren der in Emitterschaltung arbeitenden Transistoren 203 und 253 auf Eins herabgesetzt. Die Stromverstärkungsfaktoren der in Emitterschaltung arbeitenden Transistoren 203 und 253 werden also gleich denen der in Basisschaltung arbeitenden Transistoren 202 und 252 gemacht.

Der Transistor 203 bildet mit einem in Basisschaltung arbeitenden Verstärkertransistor 204 eine Kaskodeschaltung, um seine Kollektorelektrode gegen Signalschwankungen zu isolieren, die sonst dort durch den Verbundtransistor 42 als Reaktion auf den ihm von dieser Elektrode zugeführten Strom erzeugt würden. Solche

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Schwankungen würden kleine Änderungen des Stromverstärkungsfaktors des Transistors 3 verursachen und eine Quelle von Verzerrungen darstellen.

Die Ausgangstransistören 41, 42, 43 und 44 sind jeweils als Verbundtransistor dargestellt. Dies ist eine stromverstärkende Einrichtung mit einem pnp-Eingangstransistor, dessen Basiselektrode die effektive Basiselektrode des Verbundtransistors bildet, und mehreren parallel geschalteten npn-Ausgangstransistoren, deren miteinander verbundene Emitterelektroden die effektive Kollektorelektrode des Verbundtransistors bilden. Die effektive Emitterelektrode des Verbundtransistors ist der Verbindungspunkt des Emitters des pnp-Eingangstransistors und der Kollektorelektroden der npn-Ausgangstransistoren. Die Kollektorelektrode des pnp-Eingangstransistors ist mit der Basiselektrode der npn-Ausgangstransistoren verbunden. Die Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 verhalten sich jeweils wie ein pnp-Transistor. mit einem effektiven Beta, das im wesentlichen gleich dem Beta-Wert seines pnp-Eingangstransistors multipliziert mit dem Beta-Wert eines der npn-Ausgangstransistoren ist, wobei angenommen wird, daß die Beta-Werte aller npn-Ausgangstransistoren gleich sind. Die effektive Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode des Verbundtransistors wird im folgenden immer einfach als Basis-, Emitter- bsw. Kollektorelektrode bezeichnet werden.

Die Ausgangs-Verbundtransistoren 41 und 43 sind als kollektorbelastete Verstärker in Emitterschaltung geschaltet. Die Transistoren 42 und 44 sind jeweils ebenfalls in Emitterschaltung geschaltet, wenn dies auch wegen ihrer Belastung am Emitter weniger offensichtlich ist. Die Verbundtransistoren 41 und 42 sind jeweils für das Signal im Gegentakt und für den Kollektor-Emitter-Ruhestrom in Reihe ("aufeinandergesetzt") geschaltet. Die Verbundtransistoren 43 und 44 sind in entsprechender Weise geschaltet.

Der Phasenteilerverstärker 20 ist derart mit den Basiselektroden der Verbundtransistoren 41 und 42 verbunden, daß das Ausgangs-

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signal an der Klemme T₂ im entgegengesetzten Sinne auswandert wie das Eingangssignal an der Klemme T-. Der Phasenteilerverstärker 25 ist mit den Basiselektroden der Verbundtransistoren 43 und derart verbunden, daß das Ausgangssignal an der Klemme T. im gleichen Sinne auswandert wie das Eingangssignal an der Klemme T₁. Die Kollektorströme der Verbundtransistoren 42 und 44 werden über Klemmen T₁₀ bzw. T₁₁ nach Masse abgeleitet.

Die gegenphasigen Ausgangssignale an den Klemmen T₂ und T₃ werden in einem Differenzverstärker 50 subtraktiv kombiniert, um ein Gegenkopplungssignal für die Eingangskreise der Phasenteilerverstärker 20 und 25 zu erzeugen. Es ist also eine lokale Gegenkopplung um die Ausgangsverstärkerstufen mit den Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 und die Phasenteilerverstärker 20 und 25 vorgesehen.

Die gegenphasigen Ausgangssignale an den Klemmen T₂ und T₃ werden ferner in einem Differenzverstärker 6O subtraktiv kombiniert, um ein weiteres Gegenkopplungssignal zu erzeugen. Dieses Gegenkopplungs signal wird der Eingangsverstärkerstufe 10 zugeführt, um den Audioverstärker als Ganzes gegenzukoppeln.

Die Klemme T₇ ist für Audiopotentiale durch einen großen Kondensator (typischerweise 100 ,uF), der sich außerhalb der integrierten Schaltung befindet und in der Zeichnung gestrichelt dargestellt ist, nach Masse überbrückt. Dieser große Kondensator bestimmt die dominierende Niederfrequenz-Zeitkonstante für die ganze Gegenkopplung. Die hohe Gleichstromverstärkung in der den ganzen Verstärker einschließenden Gegenkopplungsschleife bleibt erhalten, so daß an der Last 45 nur eine minimale Gleichspannung auftritt, die Schleifenverstärkung für das Signal wird dagegen soweit herabgesetzt, daß sie gerade noch ausreicht, um niedrige Verzerrungen zu gewährleisten.

Die Darlington-Kaskade aus den Transistoren 11, 12 und 13 ist

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mit einer phasenkompensierenden örtlichen Gegenkopplung durch ein Reihen-RC-Glied versehen, das in der Zeichnung nicht dargestellt ist und typischerweise einen 18 kOhm Widerstand in Reihe mit einem 22 pF Kondensator enthält. Dieses RC-Glied befindet sich außerhalb der integrierten Schaltung und wird zwischen die Klemmen T_ß und Tg angeschlossen.

Die örtliche Gegenkopplung, die die Ausgangsstufen mit den Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 sowie die Phasenteilerverstärker 20 und 25 umfaßt, verbessert den Phasengang in diesem Teil des Verstärkers, der sich in der den ganzen Verstärker einschließenden Gegenkopplungsschleife befindet, und schützt dadurch gegen Störschwingungen bei höheren Frequenzen, insbesondere wenn die Last 45 induktiv ist.

Die örtliche Gegenkopplungsschleife hält die Ruhespannungen an den Klemmen T₂ und T₃ im wesentlichen gleich, wenn die von Spitze zu Spitze gerechneten Auswanderungen des Ausgangsstromes von der begrenzenden Stufe 15 auf Null herabgesetzt werden, was das Arbeiten der sich über den ganzen Verstärker erstreckenden Gegenkopplungsschleife unterbricht. Dadurch, daß die Ruhespannungen an den Klemmen T^ und T₃ im wesentlichen gleich gehalten werden, kann der Differenzverstärker 60 an einem Schaltungsknoten 609 im wesentlichen die gleiche Spannung aufrechterhalten, wenn die sich über den ganzen Verstärker erstreckende Gegenkopplungsschleife durch die effektive Herabsetzung der Verstärkung der Stufe 15 auf Null unterbrochen ist wie wenn diese Gegenkopplungsschleife arbeitet. Die Ladung des die Klemme T₇ abblockenden Kondensators wird daher nicht sehr beeinflußt, wenn sich der Verstärkungsgrad der Stufe 15 ändert. Dies verhindert, daß zwischen den Klemmen T₂ und T₃ unerwünschte niedrfrequente Einschwingvorgänge auftreten, wenn eine Sperrung durch Klemmen der Klemme T₄ auf Massepotential erfolgt.

Es soll nun im einzelnen auf die Eigenschaften des ein Ausfüh-

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rungsbeispiel der Erfindung darstellenden Verstärkers mit Brückenausgang eingegangen werden. Die pnp-Verbund-Ausgangstransistoren

41, 42, 43 und 44 erhalten Basisströme von den Kollektorelektroden der Transistoren 202, 204, 253 bzw. 252. Die Transistoren 202,

V^ 204, 253 und 252 arbeiten als Stromquellen, da ihre Quellenimpedanz wesentlich höher ist als die Eingangsimpedanzen an den Basiselektroden der Transistoren 41, 42, 43 und 44 bei normalen Verhältnissen hinsichtlich der Belastung durch die Last 45. Die Ruhespannung an der Klemme T_ wird durch die relativen Leitfähigkeiten der Transistoren 41 und 42, nicht durch eine etwaige Emitterfolgerwirkung des Transistors 42 bestimmt. Die Ruhespannung an der Klemme T₃ wird durch die relativen Leitfähigkeiten der Transistoren 43 und 44, nicht durch eine etwaige Emitterfolgerwirkung des Transistors 44 bestimmt. Die Verbundtransistoren 41,

42, 43 und 44 werden durch ihre Basisvorspannung nicht daran gehindert, ihre relativen Kollektor-Emitter-Spannungen in Abhängig-

_~ keit von ihren jeweiligen Temperaturen einzustellen.

Die Verstärkung der Ausgangs-Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44, deren Signal- und Vorspannungsstrom von relativ hochohmigen Quellen erhalten wird, werden durch ihre Beta-Werte oder Vorwärtsstromverstärkungsfaktoren h_fe bestimmt. Dies steht im Gegensatz zu der konventionellen Praxis, den Ausgangsverstärkertransistoren die Signal- und Vorspannungen von relativ niederohmigen Quellen zuzuführen, wobei dann deren Verstärkungsfaktor dieser Transistoren durch ihre Steilheiten g_m bestimmt wird. Für konstante Ausgangsstromwerte ändert sich das h_fe eines Siliziumtransistors nur um 0,7% pro Kelvin, während sich der g -Wert eines Transistors pro Kelvin um 8 bis 9% ändert.

Mit den konventionellen Vorspannungstechniken hat es sich bei als integrierte Schaltung aufgebauten Verstärkern als sehr schwierig erwiesen, einen Gleichlauf zwischen den Leitungseigenschaften von Halbleiterübergängen, die die Basis-Emitter-Spannung für Ausgangstransistoren bestimmen, mit den Leitungseigenschaften der Ausgangstransistoren zu erreichen. Der Grund hierfür sind die

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steilen und sich rasch ändernden Temperaturgradienten in integrierten Schaltungen. Sie verhindern, daß die Ausgangstransistoren und die ihre Basisvorspannungen bestimmenden Halbleiterübergänge jemals Temperaturen annehmen, die um einen konstanten Betrag gegeneinander versetzt sind, was eine Voraussetzung für den Gleichlauf der Leitungseigenschaften darstellt. Bei dem in der Zeichnung dargestellten Verstärker stellt der Gleichlauf der Ausgangs-Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 mit ihrer Vorspannungsschaltung 30, 20 und 25 ein wesentlich weniger gravierendes Problem dar. Der Gleichlauf braucht nicht sehr vollkommen zu sein, da erstens der dargestellte Verstärker mit einem Gleichlauf der h_f -Eigenschaften und nicht der g -Eigenschaften arbeitet und zweitens die h^ -Eigenschaften weniger temperaturempfindlich sind als die g_m-Eigenschaften, wenn der Verstärkungsfaktor des Verstärkers durch eine Rückkopplung (Gegenkopplung) gesteuert wird.

Mit ein Grund für die Vorspannung der Ausgangs- oder Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 von Stromquellen hoher anstatt niedriger Impedanz besteht darin, daß die sich ändernden thermischen Gradienten in der integrierten Schaltung dadurch weniger Einfluß auf die Verstärkung der Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 haben. Die Konstanz und Übereinstimmung der Verstärkungen dieser Transistoren bleiben also trotz der sich rasch ändernden Temperaturverhältnisse an den verschiedenen Teilen der integrierten Schaltung verhältnismäßig gut. Eine wesentliche Ursache der Verzerrungen in den Ausgangssignalen der bekannten integrierten Verstärkern mit Brückenausgang sind diese Verstärkungsschwankungen der Ausgangstransistoren, die durch Temperaturänderungen verursacht werden, welche von den elektrischen Signalen abhängen, die von den Ausgangstransistoren verstärkt werden. Die vorliegenden Verstärker werden durch diese Effekte relativ wenig beeinflußt.

Im folgenden soll nun erläutert werden, wie die Transistoren 41, 42, 43 und 44 ihre Emitter-Kollektor-Spannungen einstellen, um

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die inneren Verluste zu vergleichmäßigen. Die Transistoren 41, 42, 43 und 44 mit höherem Beta-Wert werden näher an der Sättigung arbeiten als die mit niedrigeren Beta-Werten, d.h., daß die Einheiten mit höherem Beta-Wert eine niedrigere Kollektor-Emitter-Spannung haben als die Einheiten mit niedrigerem Beta-Wert. Die Verlustleistung ist daher in den Einheiten mit höherem Beta-Wert kleiner als in den Einheiten mit niedrigerem Beta-Wert und die Temperaturen steigen daher in den Einheiten mit höherem Beta-Wert nicht so hoch an wie in denen mit niedrigerem Beta-Wert. Hierdurch wird der Beta-Wert der Einheiten mit ursprünglich höherem Beta-Wert bezüglich des Beta-Wertes der Einheiten mit ursprünglich niedrigerem Beta-Wert herabgesetzt, da der Beta-Wert mit zunehmender Temperatur zunimmt. Die höhere Kollektor-Emitter-Spannung der Einheiten mit niedrigerem Beta-Wert hat eine höhere Verlustleistung zur Folge, die die Temperatur und damit den Beta-Wert erhöht. Die Ausgangs-Verbundtransistoren 41, 42, 43 und 44 arbeiten im Effekt also derart, daß sich ihre Verlustleistungen aneinander angleichen. Diese "Symmetrierung" der Verlustleistungen in den Ausgangs-Transistoren 41, 42, 43 und 44 kann als thermische Rückkopplung (Gegenkopplung) angesehen werden, die gleichsinnige Fehler in den Ruhespannungen an den Klemmen T₂ und T- verringert. Die thermische Rückkopplungswirkung hängt davon ab, daß die emitterbelasteten Ausgangsverstärkerstufen 42 und 44 von relativ hochohmigen Schaltugen mit Basisströmen versorgt werden. Dies ermöglicht es der Änderung der Beta-Werte der Verbund-Transistoren 41, 42, 43 und 44, deren Emitter-Kollektor-Spannung in der beschriebenen Weise zu ändern. Diese Arbeitsweise wäre nicht möglich, wenn der Verstärker mit Brückenausgang mit dem konventionelleren Verfahren der Vorspannung der Ausgangsverstärkerstufen arbeiten würde, bei dem erstens die Eingangssignale und die Vorspannungen den emitterbelasteten Ausgangsverstärkerstufen mit niedriger Impedanz zugeführt werden und zweitens die Verstärkung durch die Steilheiten g und nicht durch die Stromverstärkungsfaktoren h_f der im Ausgang liegenden Einheiten bestimmt wird.

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Die thermische Rückkopplungswirkung arbeitet bei großen Signalen am wirksamsten, da in diesem Falle die Verlustleistung in den Verbund-Transistoren 41, 42, 43 und 44 entsprechend groß ist. Bei der niedrigeren Verlustleistung im Ruhezustand ist die thermische Rückkopplung schwächer. Der volle Ausgangssignalhub wird jedoch nur bei großen Signalen benötigt. Die in der integrierten Schaltung von Natur aus gute Übereinstimmung der Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren 41, 42, 43 und 44 strebt dazu, die Ruhespannungen an den Klemmen T2 und T₃ jeweils im wesentlichen in der Mitte zwischen der B -Spannung an der Klemme Tc und der Massespannung an der Klemme T-_ und T₁₁ zu halten, auch wenn keine thermische Rückkopplung stattfindet. Auch wenn die Ruhespannungen an den Klemmen Tg und T₃ näher an dem einen Potentialwert (B bzw. Masse) als am anderen liegen, wird die vom Verstärker mit Brückenausgang abgebbare Leistung nicht beeinträchtigt. Ein Spannungsunterschied zwischen den Klemmen T₀ und T~ gleich der B -Spannung kann trotzdem für Signalspitzen erreicht werden, die einen Strom der einen oder anderen Polarität durch die Last 45 fließen lassen.

Der in der Zeichnung dargestellte Verstärker mit Brückenausgang arbeitet nur mit differenzmäßiger Gleichspannungsrückkopplung von seinen Ausgangsklemmen T₂ und T₃ zu seiner Eingangsstufe 10. Eine Korrektur erfolgt also dann, wenn die Stromverstärkung der Ausgangsverstärkerstufen mit den Transistoren 41 und 44 von der der Ausgangsverstärkerstufen mit den Transistoren 42 und 43 abweicht. Es ist keine Gleichtakt-Gleichspannungsrückkopplung von den Ausgangsklemmen T₂ und T₃ vorgesehen, die die Angleichung der Verlustleistungen der Ausgangs-Verbund-Transistören 41, 42, 43 und 44 stören könnte. Gleichtaktverzerrungen in den Ausgangssignalen an den Klemmen T₂ und T₃ brauchen nicht korrigiert werden, um einen Verstärker mit niedrigen Verzerrungen zu schaffen, da diese keinen Stromfluß durch die Last 45 bewirken.

Die Differenzverstärker 50 und 60, die zur Korrektur der differenz- oder gegentaktmäßigen Verzerrungen in den Ausgangssigna-

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len verwendet werden, sollen in der Lage sein, Eingangssignale praktisch des ganzen Bereiches zwischen B .(das typischerweise bei 10 Volt oder mehr liegt) und Masse annehmen zu können. Diese Verstärker sollen eine gute Unempfindlichkeit gegen Gleichtaktsignale haben, da die Gleichtakt-Rückkopplung um die Ausgangsverstärkerstufen mit den Transistoren 41, 42, 43 und 44 so klein wie möglich gehalten werden muß. Es ist wünschenswert, daß die Differenzverstärkerstufen 50 und 60 eine solche Gleichspannungsversetzung bewirken, daß die Ausgangssignale die richtige Spannung haben, um der Stufe, für die sie bestimmt sind, direkt zugeführt werden zu können.

Diese Bedingungen lassen sich durch die Verwendung eines Differenzverstärkers mit emittergekoppelten Transistoren, einer Konstanzstromquelle zur Erzeugung der Emitterströme für diese Transistoren, Emittergegenkopplungswiderstände zur Vergrößerung des zulässigen Eingangssignalamplitudenbereiches und einem Stromspiegelverstärker, der aktive Kollektorbelastungen für die emittergekoppelten Transistoren gewährleistet, erreichen. Bevorzugte Ausführungsformen der Differenzverstärker 50 und 60 genügen den im vorangehenden Absatz angegebenen Bedingungen, brauchen jedoch nicht mehr als zwei gepaarte Widerstände und einen Stromspiegelverstärker.

Die Ruheeingangsspannung an den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 neigt wegen der Regelwirkung der Eingangstransistoren, bei denen eine direkte Verbindung zwischen Kollektor- und Basiselektrode besteht, dazu , den Wert iV_ßE anzunehmen. ^VBE ^^st *^^e °ff^setsP^annun9 an einem in Flußrichtung vorgespannten Emitterübergang eines Transistors und ist, obgleich es von der Emitterstrombelastung und der Betriebstemperatur abhängt, von Transistor zu Transistor im wesentlichen gleich, wenn die Transistoren aus demselben Halbleitermaterial hergestellt werden.

Der Differenzverstärker 50 sollte, wenn seine Verbindung zu den Phasenteilerverstärkern 20 und 25 aufgetrennt ist, korrigierende

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Gegenkopplungssignale mit einer Ruhespannung liefern, die um 1V_„ positiver ist als das Bezugspotential. In diesem Falle ist es dann möglich, die Gegenkopplungssignale den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 direkt zuzuführen, ohne daß dies das Fließen eines ihren Ruhearbeitspunkt störenden Gleichstromes verursachen würde.

Man betrachte nun zum Zwecke der Analyse die Arbeitsweise des Differenzverstärkers 50 für den Fall, daß seine Verbindung zu den Phasenteilerverstärkern 20 und 25 aufgetrennt ist. Die Transistoren 501 und 502 liegen in einer Stromspiegelverstärkerschaltung 503 mit Eingangs- und Ausgangsknoten in der Kollektorelektrode des Transistors 501 bzw. der des Transistors 502. Die direkte Verbindung zwischen der Kollektorelektrode und der Basiselektrode des Transistors 501 hält die Kollektorelektrode auf einer Spannung, die um die Basis-Emitter-Offsetspannung 1V_ßE bezüglich des Bezugspotentials versetzt ist und regelt den kollektorstrom, so daß er den sich ergebenden Stromfluß durch einen Widerstand 504 annimmt. Da den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 501 und 502 durch ihre Parallelschaltung gleiche Offsetspannungen aufgezwungen werden, sind ihre Kollektorströme im wesentlichen gleich. Durch den Widerstand 505 wird daher ein Strom fließen, der im wesentlichen gleich dem den Widerstand 504 durchfließenden Strom ist, der von dem diesem Widerstand liegenden Potential abhängt. Da der Widerstand 505 den gleichen Widerstandswert wie der Widerstand 504 hat, tritt am Widerstand 504 der gleiche Spannungsabfall auf wie am Widerstand 505.

Die Spannung an der Kollektorelektrode des Transistors 502 ist gleich der Spannung an der Klemme Ij abzüglich der Spannung am Widerstand 505. Die Spannung am Widerstand 505 ist gleich der Spannung am Widerstand 504 und daher gleich der Spannung an der Klemme T- abzüglich 1V_ßE. Die Spannung an der Kollektorelektrode des Transistors 502 ist daher gleich der Spannung an der Klemme T, abzüglich der der Klemme T₃ plus 1V_QE. Die Spannungen an den Klemmen T₂ und T₃ werden also subtraktxv vereinigt. Wenn die

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Gleichspannungsanteile dieser Spannungen, gleich sind, ist die sich bei offenem Kreis einstellende Ruhespannung an der Kollektorelektrode des Transistors 502 wie gewünscht gleich 1V_D„.

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Wenn die Verbindung zwischen dem Ausgangskreis des Differenzverstärkers 50 und den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker und 25, die nur zu Zwecken der Analyse aufgetrennt worden waren, in Takt ist, arbeitet die Schaltungsanordnung folgendermaßen: Die Spannung an der Kollektorelektrode des Transistors 502 wird durch die Eingangskreise der Phasenteilerverstärker 20 und 25 auf 1V₁₃-, gehalten und die Kollektorspannung des Transistors 501 wird durch seine Kollektor-Basis-Rückkopplung ebenfalls auf dem Wert 1V_ßE gehalben. Die Spannung an der Klemme T₂ läßt im Widerstand 505 einen gewissen Strom fließen. Wenn die Spannung an der Klemme T- im wesentlichen gleich der an der Klemme T₂ ist, entspricht der Strom im Widerstand 504 dem im Widerstand 505 und läßt wegen des Stromspiegelverstärkers 503 im Transistor 502 einen entsprechenden Kollektor strom fließen. Der Stromfluß im Widerstand 504 liefert diesen Kollektorstrom für den Transistor 502 und die Eingangskreise der Phasenteilerverstärker 20 und 25 erhalten keinen Eingangsstrom. Wenn die Spannung an der Klemme T₂ positiver ist als die an der Klemme T₃ fließt durch den Widerstand 505 mehr Strom als notwendig ist, um den Transistor 502 mit Kollektorstrom zu versorgen und der überschüssige Strom wird dann den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 zugeführt. Wenn die Spannung an der Klemme T₂ weniger positiv ist als die an der Klemme T₃ reicht der den Widerstand 505 durchfließende Strom nicht aus, um den Transistor 502 mit genügend Kollektorstrom zu versorgen und der fehlende Strom wird von den Eingangskreisen der Phasenteilerverstärker 20 und 25 gezogen.

Der Differenzverstärker 60 liefert an die Eingangsstufe 10 korrigierende Gegenkopplungssignale mit einer Ruhespannung, die im wesentlichen gleich der an der Basiselektrode des Transistors 101 ist. Die Basiselektroden der Transistoren 101 und 102 der Eingangsstufe 10 müssen mit einer Spannung betrieben werden, die um mehr

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-17-als 1V__ positiver ist als die Referenzspannung, um zwischen

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sich die Wirkung eines emittergekoppelten Differenzverstärkers zu entfalten. Diese Differenzverstärkerwirkung wird dazu benutzt, das Eingangssignal und das Gegenkopplungssignal an der Basiselektrode des Transistors 101 bzw. der des Transistors 102 subtraktiv zu kombinieren. Der Kollektorstrom des Transistors 1O2 stellt ein Pehlersignal dar, das in den Schaltungselementen 11; 12; 13; 15; 20,25; 41, 42; 43, 44 weiter verstärkt wird, um schließlich als Ausgangssignal zwischen den Klemmen T₂ und T₃ zu erscheinen.

Die Betriebseigenschaften der Differenzverstärker 50 und 60 stimmen im wesentlichen überein, mit der Ausnahme der Unterschiede in den Ruhevorspannungen, die sich durch die Einschaltung von Widerständen 603, 604 und eines Kollektorverstärkertransistors 605 im Differenzverstärker 60 ergeben. Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 601 wird so geregelt, daß sie gleich der Summe der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 601 und 605 ist. Durch eine Widerstandsspannungsteilerwirkung ist der Spannungsabfall am Widerstand 603 ein hundertstel der Ruhespannung an der Klemme T₂ (die in der Größenordnung von 4 bis 7 Volt liegt) abzüglich der Summe der Basis-Emitter-Offsetspannungen der Transistoren 601 und 605. Die Ruhespannung am Schaltungsknoten 609 entspricht der am Schaltungsknoten 608, wenn die Ruhespannungen an den Klemmen T₂ und T₃ gleich sind. Dies rührt van der Stromspiegelverstärkerwirkung der Transistoren 601 und 602 sowie den gleichen Widerstandswerten der Widerstände 606 und 607 her. Die Ruhespannung am Schaltungsknoten 608 ist gleich dem Spannungsabfall am Widerstand 603 (27 bis 57 mV) zuzüglich der Basis-Emitter-Offsetspannungen der Transistoren 601 und 605.

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Dieser Wert der Ruhespannung wird der Basiselektrode des Transistors 102 aufgedrückt und die sich über den ganzen Verstärker erstreckende Gegenkopplung stellt sie auf im wesentlichen den gleichen Wert wie die Ruhespannung an der Basiselektrode des Transistors 101 ein. Die an den Klemmen T₂ und T- erscheinenden Signalspannungen werden durch den Differenzverstärker 60 subtraktiv
kombiniert und der Basiselektrode des Transistors 102 im Sinne
einer Gegenkopplung zugeführt.

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Claims

-19-Patentansprüche

/1)) Transistorverstärker mit zwei Klemmen zum Zuführen von Betriebsspannung, einer dritten Klemme zum Anschluß einer Last und zwei Transistoren gleichen Leitungstyps und im wesentlichen gleicher, mit der Temperatur zunehmender Stromverstärkung, von denen der erste Transistor mit seiner Emitterelektrode an die erste Klemme und mit seiner Kollektorelektrode an die Emitterelektrode des zweiten Transistors sowie an die dritte Klemme angeschlossen ist, während die Kollektorelektrode des zweiten Transistors mit der zweiten Klemme verbunden ist, gekennzeichnet durch einen ersten Phasenteilerverstärker (20) mit einem Eingangskreis zum Zuführen eines Eingangssignals, einem ersten Ausgangskreis, der eine relativ hohe Impedanz im Vergleich mit der Impedanz an der Basiselektrode des ersten Transistors (41), mit der er verbunden ist, hat, und einem zweiten Ausgangskreis, der mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist, wobei die Ausgangskreise Ströme liefern, von denen der eine proportional der Amplitude der positiven Teile des Eingangssignals und der andere proportional der Amplitude der negativen Teile des Eingangssignals ist.
2) Transistorverstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verbindung mit einem weiteren Transistorverstärker mit einer vierten Klemme (T-) zum Anschluß an die Last (45), einem dritten und einem vierten Transistor (43,44) des gleichen Leitungstyps und gleicher VorwärtsstromverStärkung, die mit der Temperatur zunimmt, von denen der dritte mit seiner Emitterelektrode und der vierte mit seiner Kollektorelektrode jeweils an eine andere der beiden erstgenannten Klemmen (T₅,T_g) angeschlossen sind, die Kollektorelektrode des dritten Transistors (43) und die Emitterelektrode des vierten Transistors' (44) mit der vierten Klemme (T₃) verbunden sind, und einem zweiten Phasenteilerverstärker (25) mit einem dem Eingangskreis des ersten Phasenteilerverstärkers (20) parallel geschalte-

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ten Eingangskreis zur Zuführung des Eingangssignals, einem ersten Ausgangskreis, der eine relativ hohe Impedanz im Vergleich zur Impedanz an der Basiselektrode des dritten Transistors, mit der er verbunden ist, hat, und einem zweiten Ausgangskreis, der mit der Basiselektrode des vierten Transistors verbunden ist, wobei die beiden Ausgangskreise Ströme liefern, von denen der eine der Amplitude der positiven Teile des Eingangssignals proportional ist und der andere der Amplitude der negativen Teile des Eingangssignals proportional ist.
3) Transistorverstärker nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen Differenzverstärker (50) mit zwei Eingangskreisen, die mit der dritten bzw. vierten Klemme (T₂ bzw. T₃) verbunden sind, und einem Ausgangskreis, der mit den parallel geschalteten Eingangskreisen des ersten und zweiten Phasenteilerverstärkers (20,25) verbunden ist.
4) Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekenn ze ichnet , daß die beiden Phasenteilerverstärker (20,25) zusammen enthalten: einen fünften, sechsten, siebten und achten Transistor (202,204,253,252), deren jeweilige Kollektorelektroden mit der Basiselektrode des ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Transistors (41,42,43,44) verbunden sind, eine Vorspannungsquelle (30), mit der die Basiselektroden des fünften, sechsten und achten Transistors verbunden sind, und einen neunten und zehnten Transistor (203,251), deren Basiselektroden miteinander und mit den Emitterelektroden des fünften und achten Transistors (202,252) und der Basiselektrode des siebten Transistors (253) verbunden sind und deren Emitterelektroden mit der zweiten Klemme (T_g) verbunden sind, während die Kollektorelektrode des neunten Transistors (2O3) mit der Emitterelektrode des sechsten Transistors (204) und die Kollektorelektrode des zehnten Transistors (251) mit der Emitterelektrode des achten Transistors (252) verbunden ist.

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5) Transistorverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß außerdem zwei Widerstandselemente (504,505) im wesentlichen gleicher Widerstandswerte und ein elfter sowie ein zwölfter Transistor (501,502) deren Emitterelektroden mit einer zweiten Klemme (T,) verbunden sind,

vorgesehen sind; daß das erste Widerstandselement (504) zwischen die vierte Klemme (T₃) und die Kollektorelektrode des elften Transistors (501) geschaltet ist; daß das zweite Widerstandselement (505) zwischen die dritte Klemme (T₂) und die Kollektorelektrode des zwölften Transistors (502) geschaltet ist; daß die Basiselektroden des elften und zwölften Transistors miteinander und mit der Kollektorelektrode des elften Transistors (501) verbunden sind und daß die Kollektorelektrode des zwölften Transistors (502) mit den Basiselektroden des siebten, neunten und zehnten Transistors (253,203,251) verbunden ist.

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