DE2842113A1 - Leckstromarme schutzschaltung fuer die gate-struktur von feldeffektbauelementen - Google Patents

Description

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U.S. Serial No: 837,280 ^
Filed: September 27, 1977

ECA Corporation New York, N.Y., 7.St.ν.A.

Leckstromarme Schutzschaltung für die Gate-Struktur von Feldeffektbauelementen

Die Erfindung "bezieht sich auf eine Schutzschaltung für Peldeff ekt-Bauelemente mit isolierter Gateelektrode (IGFET) und auf Einrichtungen zum Vermindern des Leckstroms bei solchen Schutzschaltungen.

Um zu verhindern, daß an den Gateisolierungen von IGFETs oder zwischen ausgewählten Elektroden von IGFETs Potentialdifferenzen auftreten, die größer als ein vorbestimmter Wert sind, müssen bekanntlich Schutzschaltungen vorgesehen werden. Bekannte Schutzschaltungen, wie sie in der US-Patentschrift 3 879 64-0 beschrieben sind, enthalten Dioden, die zum Schutz vor elektrostatischen Erscheinungen und vor Überspannung an die Gateelektroden von IGFETs angeschlossen sind. Ein Problem bei Diodennetzwerken besteht jedoch darin, daß die Dioden, auch wenn sie sehr sorgfältig konstruiert und hergestellt sind, einen Leckstrom zu oder von den Gateelektroden durchlassen, die mit den Eingangsklemmen eines IGFET-Verstärkers verbunden sind. Auch wenn dieser Leckstrom sehr klein ist (im Nanoampere-Bereich), gibt es viele Anwendungsfälle wie z.B. Rauchdetektoren, Zeitgeber, Abfrage- und Halteschaltungen und hochohmige Instrumente, bei denen es wünschenswert und/oder notwendig ist, die Leckströme extrem niedrig zu halten (z.B. im Bereich von Picoampere oder darunter).

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Es ist auch bekannt (vgl. die US-Patentschrift 4 044 313), einen Differenzverstärker zu nehmen, dessen Eingangsstufe zwei IGPETs aufweist, zwischen deren Gateelektroden Schutzdioden geschaltet sind, und vom Ausgang des Verstärkers eine nicht-invertierte Spannung mit dem Verstärkungsfaktor 1 abzuleiten, die dann an diejenige der Schutzdioden gelegt wird, der ein Eingangssignal angelegt wird, um so den Leckstrom dieser Diode wesentlich zu verringern.

In diesem Fall muß der Verstärker abhängig vom Eingangssignal ein Ausgangssignal erzeugen, das geeignet ist, die Spannung an der Schutzdiode nahe dem Wert Null zu halten, während gleichzeitig das Eingangssignal verarbeitet werden muß. Dies bedeutet starke Einschränkungen für den Verstärker und vermindert seine Flexibilität.

Im Gegensatz hierzu enthalten erfindungsgemäß ausgebildete Schaltungen einen diodengeschützten IGFET-Eingangsverstärker zur Verarbeitung des Signals und einen gesonderten Pufferverstärker zur Verminderung des Leckstroms der Schutzdiode.

Im einzelnen enthält eine erfindungsgemäße Schaltung eine Einrichtung zum Anlegen eines externen Eingangssignals parallel an die Gateelektroden eines ersten und eines zweiten IGFET. Der erste IGFET ist zur Verarbeitung des Signals designiert und kann ein verstärktes Signal an seiner Drainelektrode oder ein Folger-Signal an seiner Sourceelektrode erzeugen. Der zweite IGFET ist die Eingangsstufe eines nicht-invertierenden, um den Faktor 1 verstärkenden Spannungsverstärkers, dessen Ausgangssignal dem Eingangssignal gleichen und folgen soll und das dem einen Ende einer Schutzdiode angelegt wird, deren anderes Ende mit den Gateelektroden des ersten und des zweiten IGFET verbunden ist. Dies hält die Spannung der Schutzdiode nahe an dem Wert Null und den Leckstrom der Diode extrem niedrig. Bei erfindungsgemäßen Schaltungen sind also die Funktionen der Signalverarbeitung und der Leckstromverminderung getrennt.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

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Figur 1 zeigt das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ;

Figur 2 zeigt das Schaltbild einer anderen Pufferverstärkerstufe, die in der Anordnung nach Figur 1 verwendet werden kann.

Die in Figur 1 dargestellte Schaltungsanordnung enthält einen Signalverstärker 10, Diodennetzwerke 20 und 20a als Schutzschaltungen für die Eingangs-IGFETs des Verstärkers 10 und Pufferverstärker 30 und 30a,die dazu ausgelegt sind, die Spannung an den mit den Gateelektroden der Eingangs-IGFETs verbundenen Dioden der Schutzschaltung auf ungefähr Null Volt zu bringen.

Der Verstärker 10 ist ein mit P-Kanal-IGFETs P1 und P2 gebildeter Differenzverstärker. Die Gateelektroden der IGFETs P1 und P2 sind mit Eingangskiemmen 13 bzw. 13a verbunden. Die Gate-Schutzschaltung 20 und die 1eckstromvermindernde Schaltung 30, die der Gateelektrode des IGFET P1 zugeordnet sind, gleichen völlig den Schaltungen 20a bzw. 30a, die der Gateelektrode von P2 zugeordnet sind. Es reicht daher, nur die erstgenannten Schaltungen in ihren Einzelheiten darzustellen und zu beschreiben.

Ein Stromquelle 17 liegt zwischen den Sourceelektroden von P1 und P2 einerseits und einer Klemme 15 andererseits, der ein positives Betriebspotential von V+ Volt angelegt ist. Ein Widerstand E1 ist zwischen die Drainelektrode des Transistors P1 und Masse geschaltet. Das an der Drainelektrode von P1 erzeugte Signal wird einer mit dieser Elektrode verbundenen Futzschaltung 19 zugeführt. Zur Ansteuerung der Nutzschaltung kann der Drainstrom wie auch die Drainspannung von P1 verwendet werden. Es gibt keinerlei Einschränkung hinsichtlich der Art und Weise, wie P1 für sich oder in Verbindung mit P2 oder irgendeinem anderen Element verwendet wird, um die seiner Gatelektrode angelegten Signale zu modifizieren oder zu verstärken.

Die Eingangsklemme 13 ist außerdem mit der Gateelektrode eines P-Kanal-IGFET P3 verbunden, der das Eingangselement des Pufferverstärkers 30 bildet. Die Verwendung eines IGFET wie P3 als Eingangseiement des Verstärkers 30 stellt sicher, daß dieser

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Verstärker das Eingangssignal nicht dämpfend belastet und daß eine extrem hohe Eingangsimpedanz erhalten bleibt.

Die Sourceelektrode des IGFET P3 ist mit dem Emitter eines NPN-Bipolartransistors N1 verbunden, dessen Kollektor über eine Stromquelle 11 mit der Klemme 15 verbunden ist, an der das Potential V+ Volt liegt. Basis und Kollektor des Transistors N1 sind miteinander am Knotenpunkt 31 an die Basis eines weiteren NPN-Bipolartransistors N2 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors N2 ist direkt oder gleichstrommäßig mit der Klemme 15 verbunden, und sein Emitter ist an die Sourceelektrode eines IGPET P4 angeschlossen. Gate- und Drainelektrode des IGPET P4 sind gemeinsam mit einem Knotenpunkt A verbunden, der den Ausgangs des Verstärkers 30 bildet. Der Knotenpunkt A ist über eine niederohmige Verbindung an den mit dem Punkt 21 symbolisierten Bereich des Netzwerks 20 angeschlossen.

Die Drainelektrode des Transistors P3 ist mit Kollektor und Basis eines NPN-Bipolartransistors N3 und mit der Basis eines EPN-Transistors N4- verbunden. Der Kollektor des Transistors N4 ist an den Knotenpunkt A angeschlossen, und die Emitter der Transistoren N3 und N4 sind mit Masse verbunden.

Die Transistoren N3 und N4 bilden einen Stromspiegel, und wenn diese Transistoren in gleicher Geometrie hergestellt sind, sind ihre Kollektor-Emitter-Ströme in erster Näherung gleich. Wenn die Kollektor-Emitter-Ströme der Transistoren N3 und N4 gleich sind, dann sind die Source-Drain-Ströme (Ipg) der Transistoren P3 und P4 ebenfalls einander gleich. Die Bedeutung dieses Merkmals besteht darin, daß das Fließen gleicher Source-Drain-Ströme (Ij)g) durch die Transistoren P3 und P4 dazu führt, daß die Gate-Source-Spannungen (Vgg) dieser Transistoren annähernd gleich sind, vorausgesetzt die beiden IGPETs haben ungefähr gleiche Geometrie und sind in der gleichen Weise hergestellt.

Es kann nun nachgewiesen werden, daß die vom Verstärker 30 am Knotenpunkt A erzeugte Spannung (V^) sehr nahe gleich V-^ ist. Die Spannung (Vgζ) an der Sourceelektrode von P3 ist gleich ^VIN ^{+ V}GS3' ^wolDei ^VGS3 ^{die s}P^annunS ^v$g ^des Transistors P 3 ist.

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Die Spannung (V-..) an den Basiselektroden der Transistoren N1 und N2 ist gleich V_1n + V_QQ3 + ⁷BENT ^{wobei V}BEN1 ^{die Basis}-Emitt er-Spannung V-g-g des Transistors ΪΓ1 ist. Unter der Voraussetzung, daß V-n-g der Transistoren ΝΊ und N2 nahezu gleich sind, liegt die Spannung (Vg^) an der Sourceelektrode des Transistors P4 um 1 V-g_E unterhalb des Werts der Spannung V₇-* · Somit ist annähernd gleich Vg, oder V™ + ⁷gs3* ^^{a d}^^e Gateelektrode Transistors P4- mit der Drainelektrode des Transistors verbunden ist, ist dessen Source-Gate-Spannung (Jqqi^) gleich seiner Source-Drain-Spannung (Vpg^.). Da außerdem annähernd gleiche Ströme durch P3 und P4 fließen, ist V_&g^ ungefähr gleich V^g^, und die Spannung (V.) am Knotenpunkt A ist um Vng* Volt niedriger als Vg^. Somit ist V^ ungefähr gleich V-qj·· Die Spannung Vj^ erfährt al so durch die Transistoren P3 und N1 eine Pegelverschiebung nach oben und dann durch die Transistoren F2 und P4 eine PegelverSchiebung nach unten, so daß am Knotenpunkt A ein Potential von ungefähr Vj^ erzeugt wird.

Der Pufferverstärker 30 kann als Nebenverstärker betrachtet werden, dessen Eingang mit der Eingangsklemme 13 verbunden ist und an dessen Ausgang (Knotenpunkt A) eine nicht-invertierte Ausgangsgröße mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von ungefähr 1 erzeugt wird. Es ergibt sich eine Leistungsverstärkung am Knotenpunkt A, und die Transistoren P4 und IW- können den Strom liefern oder ziehen, um den Knotenpunkt 21 auf ein Potential zu treiben, das gleich V-™ ist.

Die Gateisolierungen der IGFETs P1 und P3 sind gegen elektrostatische Beanspruchungen und gegen Überspannungen geschützt durch das Diodennetzwerk 20, das eine Diode (PN-Übergang) D1 aufweist, deren Kathode (z.B. die Η-Zone) an die Gateelektroden von PI und P3 angeschlossen ist, und das ferner Dioden D2 und D3 enthält, deren Kathoden (z.B. ihre N-Zonen) mit den Sourceelektroden der IGFETs P1 bzw. P3 verbunden sind. Obwohl das Schutzdiodennetzwerk ein Fließen von Leckstrom an den Verstärkereingängen bewirkt, ist dieses Netzwerk absolut notwendig, um die IGFETs während der Handhabung und des Zusammenbaus zu schützen und um Überspannungen an den Gateisolierungen zu ver-

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hindern. Das Netzwerk verhindert, daß die Spannung zwischen den Gate- und Sourcegebieten der Transistoren den Betrag j Vj, + V^ | Volt übersteigt, wobei angenommen ist, daß die Dioden gleiche Durchbruchsspannungen (in Sperrichtung) V^ "und gleiche Durchlaßspannungen V-p haben.

Bei dem größten Teil integrierter Siliziumschaltungen, die sich zur Herstellung von IGI¹ETs für lineare Schaltungen eignen, wird gleichzeitig mit der Bildung der Schutzdioden ein parasitärer Leckstromweg gebildet, wie es z.B. in den US-Patentsehriften 3 879 640 und 4 044 313 beschrieben ist.

Die Anoden (z.B. die P-Zonen) der Dioden D1, D2 und D3 teilen sich ein gemeinsames Halbleitergebiet 21 (z.B. vom P-leitenden Typ), zu dem ein parasitärer Leckstromweg gehört. Der Leckstromweg enthält eine Diode Dp₂, deren Diode mit dem Gebiet 21 verbunden ist, und eine leckstrombehaftete und niedrige Rückimpedanz aufweisende Diode Dp,-, deren Kathode mit der Kathode der Diode Dp2 verbunden ist. An der Anode 9 der Diode Dp₁ liegt das negativste Potential der Schaltung (d.h. das Massepotential im Falle der Figur 1). Somit ist die Diode Dp. normalerweise in Sperrichtung vorgespannt, und die Diode Dp„ ist normalerweise in Durchlaßrichtung vorgespannt. Das Potential oder der Signalwert, der an die Kathoden der Dioden D1, D2 oder D3 gelegt wird, ist normalerweise positiver als das im Gebiet 21 herrschende Potential, das, wenn es freibeweglich gelassen wird, zur Annahme eines dem Massepotential nahekommenden Werts neigt.

Die Schutzdioden werden daher normalerweise über den gesamten linearen und nutzbaren Betriebsbereich in Sperrichtung vorgespannt. (Wenn die Schaltung aus diskreten Elementen hergestellt ist, wären gesonderte Mittel vorzusehen, um im normalen Betriebsbereich die Dioden in Sperrichtung zu spannen). Jede Schutzdiode bildet einen relativ hochohmigen Weg in Eeihe mit dem niedrigerohmigen Leckstromweg der Dioden Dp,,, Dp₂ und isoliert daher effektiv den parasitären Leckstromweg von den zu schützenden Elektroden oder Schaltungspunkten.

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Zur Anpassung an die extrem hohe Eingangsimpedanz der IGFETs sind die Schutzdioden DI, Ώ2 und D 3 speziell so ausgelegt, daß sie bei Vorspannung in Sperrichtung minimale Leckströme im Be-

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reich von Picoampere (10 Ampere) führen. Da aber diese Dioden normalerweise in Sperrichtung gespannt sind, können Leckströme von der an die Klemme 13 angeschlossenen Signalquelle durch die Diode D1 und aus der an die Klemme 15 angeschlossenen Quelle der positiven Betriebsspannung durch die Dioden D2 und D3 fließen. Die Leckströme durch die mit den Betriebspotentialen in Verbindung stehenden Dioden D2 und D 3 haben hier jedoch keine wesentliche Bedeutung, da sie die Eingangssignalquellen nicht beeinflussen. Von Interesse ist nur das Leck an der Signaleingangsklemme. Obwohl die von den Eingangsklemmen gezogenen oder in die Eingangsklemmen gelieferten Leckströme sehr klein sind, können sie dennoch den Betrieb der Schaltung wesentlich und schädlich in einem Maß beeinflussen, das in manchen Fällen nicht toleriert werden kann. Eine mit der Gateelektrode eines IGFET verbundene Diode vermindert, selbst wenn ihr Leckstrom im Picoampere-Bereich gehalten werden kann, die effektive Eingangsimpedanz des

IGFET-Verstärkers auf einen Wert in der Größenordnung von 10 Ohm. Ein solcher Wert mag zwar für manche Fälle eine hohe Impedanz bedeuten, in der Regel vermindert er jedoch die Vorzüge, die sich mit der extrem hohen Eingangsimpedanz einer IGFET-Eingangsstufe gewinnen lassen.

Die Schaltungsanordnung nach Figur 1 enthält Mittel zur wesentlichen Verminderung des Leckstromflusses durch die Schutzdioden, ohne daß dabei der Schutz der Gateisolierungen gegenüber elektrostatischer Beanspruchung und Überspannungen vermindert wird.

Beim Betrieb der Schaltungsanordnung nach Figur 1 wird das der Klemme 13 zugeführte Eingangssignal dem Verstärker 30 angelegt, der daraufhin in Bootstrap-Aktion die Anode der Diode D1 auf die Spannung des Eingangssignals bringt. D.h., der Verstärker 30 erzeugt am Knotenpunkt A und damit am Gebiet 21 (Anode von D1) eine Spannung, die nahezu gleich der Spannung an der Eingangsklemme (Kathode von D1) ist. Messungen an Schaltungen des in Figur 1 gezeigten Typs, bei der die Sperrspannung an der Diode

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D1 auf ungefähr 10 Millivolt gehalten wurde, haben gezeigt, daß durch die Diode D1 Leckströme von nur 10 bis 100 Femtoampe"re (10 ■*Ampere) fließen, und zwar über einen weiten Temperaturbereich (0 bis 100 Grad 0). Während das Netzwerk 20 die IGFETs (P1 und P3) schützt und der Verstärker 30 den Leckstrom durch das Netzwerk vermindert, können der Transistor PI und der Verstärker 10 das Eingangssignal verarbeiten, ohne daß irgendwelche Einschränkungen infolge der notwendigen Maßnahmen zur Optimierung des Schutzes und der Leckstromverminderung gemacht werden müssen.

Der Pufferverstärker 30 nach Figur 1 kann gemäß Figur 2 modifiziert werden. Bei dem in Figur 2 dargestellten Verstärker sind die Gate- und Drainkreise ähnlich wie beim Verstärker 30 nach Figur 1, jedoch sind nun die Sourceelektroden der Transistoren P3 und P4- an einen gemeinsamen Schaltungspunkt 4-1 angeschlossen, und zwischen diesem Knotenpunkt 41 und einem Punkt 15 positiven Betriebspotentials liegt ein gemeinsamer Sourcewiderstand Eg. Wenn die Transistoren P3 und P4- wie im vorher beschriebenen Fall, gleiche Geometrie haben, in gleicher Weise hergestellt sind und annähernd gleichgroße Ströme durch ihre Source-Drain-Strecken leiten, dann ist V_&g^ gleich der Spannung V_GS^, die gleich V_DS^ ist, und V, ist ungefähr gleich der an den Punkt 13 gelegten Spannung V-^. Dies mag zeigen, daß die Funktion des in Figur dargestellten Verstärkers 30 mit verschiedenen Typen von nichtinvertierenden und eine Spannungsverstärkung von 1 bringenden Verstärkern erfüllt werden kann.

Man wird auch erkennen, daß der Pufferverstärker 30 dank der funktionalen Trennung der Signalverarbeitung der Leckstromverminderung einfach und langsam sein kann, ohne daß dadurch die Qualität oder die Getreuheit des verarbeiteten Signals beeinträchtigt wird. Die Trennung der Funktionen gestattet es, die für jede Funktion vorgesehene Schaltung optimal für die Eealisierung der jeweils betreffenden Funktion auszulegen.

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Claims (7)

1. Patentansprüche

   Schutzschaltung zur Verbindung mit einem Feldeffekttransistor, um dessen Gatepotential bezüglich seines Sourcepotentials einzuschränken, mit einer ersten und einer zweiten Halbleiterdiode, deren erste mit ihrer ersten Elektrode an die Gateelektrode des Feldeffekttransistors angeschlossen ist und deren zweite mit ihrer ersten Elektrode an die Sourceelektrode des Feldeffekttransistors angeschlossen ist und die beide mit ihrer zweiten Elektrode an einen Schaltungsknoten angeschlossen sind, gekennzeichnet durch einen vom Feldeffekttransistor (P1) gesonderten Spannungsfolger (30) eines Typs, der zwischen seinem mit der Gatefilektrode des Feldeffekttransistors zu verbindenden Eingangsanschluß und seinem mit dem Schaltungsknoten (21), an den die zweiten Elektroden der ersten und der zweiten Halbleiterdiode (D1, D2) angeschlossen sind, zu verbindenden Ausgangsanschluß eine Offsetspannung von im wesentlichen gleich Null hat, und der an seinem Eingangsanschluß eine Eingangsimpedanz hat, die höher ist als der dem Leckwiderstand der ersten Halbleiterdiode zugeordnete Wert.
2. 2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsfolger (30) einen zweiten, mit seiner Gateelektrode am Eingangsanschluß liegenden Feldeffekttransistor (P3) aufweist und eine Ausgangsschaltung (11, N1, N2, P4-, N3, N4; ES, P4-, N
3. 3, IM-) enthält, die auf den Source-Drain-Strom des zweiten Feldeffekttransistors anspricht, um am Ausgangsanschluß (21) ein Signal zu liefern, das im wesentlichen gleiche Phase und Amplitude wie das Signal an der Gateelektrode des zweiten Feldeffekttransistors hat, und daß eine dritte Halbleiterdiode (D3) vorgesehen ist, die mit ihrer ersten Elektrode an die Sourceelektrode des zweiten Feldeffekttransistors und mit

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   zweiten Elektrode an den genannten Schaltungsknoten (21) angeschlossen ist.

   ^. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen dritten Feldeffekttransistor (P4) und eine Stromquelle (12; ES) aufweist, die mit den Sourceelektroden des zweiten und des dritten Transistors (PJ, P4·) gekoppelt ist, derart daß diese Elektroden Betriebsströme empfangen und das Sourcepotential des dritten Transistors im wesentiichen gT eich dem Sourcepotentia] des zweiten Transistors gehalten wird, und daß eine weitere Schaltung vorgesehen ist, die eine Rückkopplungsverbindung zur Gate- und Drainelektrode des dritten Transistors enthält, um die Source-G-ate-Spannung dieses Transistors im wesentlichen gleich derjenigen des zweiten Transistors zu halten, und daß die Gateelektrode des dritten Transistors mit dem Ausgangsanschluß (A) verbunden ist.
4. 4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Stromspiegelverstärker (NJ, N²O aufweist, dessen Eingang mit der Drainelektrode des zweiten Feldeffekttransistors und dessen Ausgang mit dem Ausgangsanschluß (A) verbunden ist.
5. 5. Verstärker nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung der Stromquelle mit den Sourceelektröden des zweiten und dritten Transistors gebildet ist durch eine Gleichstromverbindung der Sourceelektroden des zweiten und dritten Transistors (PJ, P4-) mit einem weiteren Schaltungsknoten (41), an den die Stromquelle (ES) angeschlossen ist.
6. 6. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (11) so angeschlossen ist, daß sie einen Strom über einen ersten Halbleiterübergang (N1) an die Sourceelektrode des zweiten Transistors (PJ) und über einen zweiten Halb le it er üb er gang $12) an die Sourceel ektrode des dritten Transistors (P4) liefert.

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7. 7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Halbleiterübergang der Basis-Emitter-Übergang eines als Diode geschalteten Transistors (N1) ist und daß der zweite Halbleiterübergang die Basis-Emitter-Strecke eines in Kollektorschaltung angeordneten Transistors (N2) ist.

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