DE3927278C2 - Spannungsreglerschaltkreis - Google Patents
SpannungsreglerschaltkreisInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Spannungsreglerschaltkreis nach
dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Spannungsreglerschaltkreise reagieren auf eine ungeregelte
Eingangsspannung und liefern eine Ausgangsspannung, die sich bei Last-
oder Eingangsspannungsänderungen nicht wesentlich ändert. Hierbei werden
auch Schaltkreise verwendet, die über einen weiten Temperaturbereich ei
ne konstante Ausgangsspannung liefern.
Bekanntermaßen weisen Spannungsreglerschaltkreise die beste
dynamische Stabilität auf, wenn ihre Ausgänge vom Emitter des Leistungs
transistors abgehen. Zum Beispiel sind die Industriestandards, die Se
rien LM117 und LM140, auch ohne externe Bauteile relativ stabil. Wenn
dagegen der Ausgang vom Kollektor des Leistungstransistors abgeht, wie
es bei den Industriestandardserien LM120 und LM137 der Fall ist, muß,
falls Stabilität gewünscht wird, ein relativ großer Kondensator mit dem
Ausgangsanschluß verbunden werden. Die Spezifikationen für LM120 und
LM137 erfordern einen Ausgangskondensator von wenigstens 1 µF bei Tantal
und 10-25 µF bei Aluminium. Höhere Werte sind vorzuziehen.
Sämtliche obengenannten Bauelemente haben einen bipolaren
Transistoraufbau; die gleichen Überlegungen gelten jedoch auch für einen
Metalloxidhalbleiteraufbau (MOS). Insbesondere werden brauchbare Span
nungsreglerschaltkreise in komplementärer MOS-Technik (CMOS) aufgebaut.
Bei CMOS gelten die obigen Anmerkungen für die Sources und Drains der
Leistungstransistoren. Wenn die Source eines Leistungstransistors den
Ausgang darstellt, sind die Ausgänge des Schaltkreises relativ stabil.
Wenn jedoch der Ausgang von der Drain eines Leistungstransistors abgeht,
muß ein großer Ausgangskondensator verwendet werden.
Die Ursache für die obenerwähnte Instabilität beruht auf der
Verstärkung einer Rückkopplungsschleife. Bei einem Spannungsregler
schaltkreis ist der Leistungstransistor Teil einer negativen Rückkopp
lungsschleife mit hoher Verstärkung, die auf eine konstante Spannung be
zogen ist. Wenn die Emitter/Source-Elektrode des Leistungsverstärkers
den Ausgang liefert, ist die Spannungsverstärkung kleiner als eins, und
der Schaltkreis neigt zur Stabilität. Wenn der Ausgang von dem Kollektor
der Drain abgeht, hängt die Spannungsverstärkung von der Impedanz der
Last ab und kann erheblich sein. Somit wird ein großer Ausgangskondensa
tor zur Begrenzung der Wechselstromverstärkung benötigt, um Stabilität
zu erzielen.
Im folgenden werden die Emitter von bipolaren Transistoren und
die Sources von MOS-Transistoren als Niederimpedanzelektroden bezeich
net. Die Kollektoren von bipolaren Transistoren und die Drains von MOS-
Transistoren werden als Hochimpedanzelektroden bezeichnet. Diese Kenn
zeichnungen liefern die funktionellen Äquivalente. Die Basen von bipola
ren Transistoren und von MOS-Transistoren werden als Steuerelektroden
bezeichnet, da sie ebenfalls funktionell äquivalent sind.
Eine weitere Kenngröße einer Stromversorgung ist die Ausfall
spannung. Sie ist als die Eingangs-/Ausgangsspannungsdifferenz defi
niert, bei der der Schaltkreis weitere Reduzierungen der Eingangsspan
nung nicht mehr regelt. In der Praxis ist die Ausfallspannung eine sehr
wichtige Eigenschaft bei batteriebetriebenen Anwendungen. Typischerweise
beträgt die Ausfallspannung bei den obengenannten Geräten 2 V und ist
umgekehrt proportional zur Temperatur. Alle obenbezeichneten Gerätefami
lien verwenden einen als Darlington geschalteten Leistungs- oder Durch
laßtransistor. Das bedeutet, daß die Basis des Darlington-Eingangstran
sistors um mindestens 2 . VBE über dem Emitter liegen muß und die Kollek
toren um mindestens VSAT darüberliegen müssen. Der LM120 benötigt jedoch
VBE + VSAT. Bei niedrigen Betriebstemperaturen entspricht dies typischer
weise einem Spannungsabfall von ca. 2 V. Dieser Spannungsabfall wird
manchmal als "head room" (= "lichte Höhe") bezeichnet, da der Eingang
des Spannungsreglers hoch genug liegen muß, um die Ausgangsspannung plus
der Ausfallspannung aufnehmen zu können.
Beispiele von Spannungsreglerschaltkreisen mit niedriger Aus
fallspannung sind die Geräte der Serien LM2930 und LM2931. Diese haben
Nennwerte von 150 mA bzw. 100 mA und bei Nennstrom eine Ausfallspannung
von weniger als 0,6 V. Da ihre Ausgänge vom Kollektor eines PNP-Transi
stors abgehen, benötigen sie beide Kondensatoren an ihren Ausgangsan
schlüssen. Die minimalen Kondensatorwerte werden mit 10 bzw. 22 µF ange
geben.
Aus der US 4 549 129 ist ein Spannungsreglerschaltkreis be
kannt, wobei ein Transistor eine ungeregelte Eingangsspannung mit
Gleichstrom und Wechselstrom-Komponenten an einem Eingangsanschluß emp
fängt und eine geregelte Ausgangswechselspannung an einen Ausgangsan
schluß liefert. Der Transistor ist in eine negative Rückkopplungsschlei
fe eines ersten Operationsverstärkers geschaltet, welcher mit einer Re
ferenzspannungsquelle verbunden ist. Die Referenzspannungsquelle ist mit
einem Eingang eines zweiten Operationsverstärkers verbunden, der an sei
nem anderen Eingang ein der Gleichstrom-Komponente der Eingangsspannung
entsprechendes Signal empfängt und dessen Ausgang mit dem Ausgangsan
schluß des Spannungsreglerschaltkreises gekoppelt ist. Hierbei wird die
Gleichstrom-Komponente der Eingangsspannung über den durch den Transi
stor geleiteten Strom geregelt. Ein weiterer Transistor ist mit seinem
Kollektor mit dem Ausgangsanschluß des Spannungsreglerschaltkreises ver
bunden, wobei sein Emitter über einen Reihenwiderstand an einen Massean
schluß zurückgeführt und seine Basis mit dem Ausgang des zweiten Opera
tionsverstärkers verbunden ist. Da der Stromfluß in dem weiteren Transi
stor nicht aufrechterhalten wird, erfolgt dementsprechend keine Stabili
sierung.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Spannungsreglerschaltkreis
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, der eine erhöhte Sta
bilität bei niedriger Ausfallspannung aufweist.
Diese Aufgabe wird entsprechend dem kennzeichnenden Teil des
Anspruchs 1 gelöst.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden
Beschreibung und den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in den beigefügten
Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläurtert.
Fig. 1 zeigt ein Blockschemadiagramm eines Spannungsregler
schaltkreises.
Fig. 2 zeigt ein detailliertes Schemadiagramm des Spannungs
reglerschaltkreises aus Fig. 1.
Gemäß Fig. 1 ist bei der dargestellten Spannungsreglerschal
tung eine Eingangsspannungsversorgung ist mit einem Anschluß 10 als
Pluspol und einem Masseanschluß 11 als Minuspol verbunden. Eine geregel
te Ausgangsspannung tritt an einem Anschluß 12 auf. Ein Durchlaß-Reihen
transistor 13 ist als P-Kanal-Transistor zwischen den Anschlüssen 10 und
12 angeschlossen. Da die Source des Durchlaß-Reihentransistors 13 mit
dem Anschluß 10 verbunden ist, wird sein Gate auf einem niedrigeren Po
tential betrieben, und das Ausfallpotential des Spannungsreglerschalt
kreises ist minimal. Im gezeigten Schaltkreis kann das Ausfallpotential
nur Bruchteile von 1 V betragen. Die Drain des Durchlaß-Reihentransi
stors 13 ist jedoch mit dem Anschluß 12 verbunden, und somit ist diese
Konfiguration per se instabil. Ein Nebenschlußtransistor 14 ist als
P-Kanal-Transistor mit seiner Source mit dem Anschluß 12 verbunden, und
seine Drain ist nach Masse zurückgeführt. Da die Source des Neben
schlußtransistors 14 dessen Niederimpedanzelektrode ist, trägt sie zur
Stabilisierung des Schaltkreises bei.
Ein Referenzspannungsgenerator 15 erzeugt eine temperatursta
bile Bandabstandsreferenzspannung und beinhaltet einen Spannungsteiler,
der auf eine geregelte Spannung an Anschluß 12 reagiert. Der Referenz
spannungsgenerator 15 steuert einen Operationsverstärker 16 an, welcher
wiederum das Gate des Nebenschlußtransistors 14 ansteuert. Ein Wider
stand 17 führt die Drain des Nebenschlußtransistors 14 nach Masse zu
rück, so daß der Nebenschlußtransistor 14 als gemeinsamer Source-Ver
stärker wirken kann. Ein Operationsverstärker 18 ist direkt mit dem Wi
derstand 17 über eine intern erzeugte Offset-Spannungsquelle 19 verbun
den. Die Offset-Polarität ist derart gestaltet, daß, wenn die Eingangs
anchlüsse des Operationsverstärkers 18 auf gleichem Potential sind, die
Offset-Spannung über dem Widerstand 17 als kleines positives Potential
an der Drain des Nebenschlußtransistors 14 erscheint. Der Ausgang des
Operationsverstärkers 18 steuert das Gate des Durchlaß-Reihentransistors
13 an, welches wiederum den gesamten Strom liefert, der von einer (nicht
gezeigten) Last am Anschluß 12 benötigt wird. Zusätzlich liefert der
Durchlaß-Reihentransistor 13 auch den gesamten in den Nebenschlußtransi
stor 14 fließenden Strom zuzüglich des vom Referenzspannungsgenerator 15
gezogenen Ruhestroms. Die Wirkung der Schaltung setzt das Potential an
Anschluß 12 auf den gewünschten Wert. Somit bilden die Komponenten von
Fig. 1 eine negative Gesamtrückkopplungsschleife um den Anschluß 12,
welche diesen auf einen konstanten Spannungswert einstellt, bei dem die
Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 16 auf gleichem Potential
sind.
Die Leitung in Nebenschlußtransistor 14 wird mittels einer ne
gativen Rückkopplungsschleife innerhalb einer negativen Rückkopplungs
schleife aufrechterhalten. Der Operationsverstärker 18 in Verbindung mit
dem als gemeinsamer Source-Verstärker wirkenden Durchlaß-Reihentransi
stor 13 stellt die Leitung im Nebenschlußtransistor 14 so ein, daß der
Spannungsabfall über dem Widerstand 17 genau gleich dem Offset des Ope
rationsverstärkers 18 ist. Diese Rückkopplungsschleife um die Drain des
Nebenschlußtransistors 14 weist eine Inversion auf und ist somit nega
tiv.
Die Gesamtrückkopplungsschleife um den Anschluß 12 beinhaltet
den Referenzspannungsgenerator 15, Operationsverstärker 16, Neben
schlußtransistor 14, Operationsverstärker 18 und Durchlaß-Reihentransi
stor 13. Diese Schleife weist drei Inversionen auf (je eine im Opera
tionsverstärker 16, Nebenschlußtransistor 14 und Durchlaßreihentransi
stor 13), so daß sie negativ und auf den Bandabstand von Silicium bezo
gen ist. Im folgenden Beispiel beträgt die Siliciumbandabstand-Refe
renzspannung 1,2 V, VREG 2,5 V und VIN ist bis hinunter zu 2,6 V be
triebsfähig. Das heißt, daß die Ausfallspannung ohne Last 0,1 V beträgt.
Fig. 2 ist ein Schemadiagramm eines CMOS-Spannungsregler
schaltkreises. Die Elemente entsprechen denen in N-Wannen-CMOS, wobei
alle P-Kanal-Transistoren als PN-übergangsisolierte N-Wannen, die sich
in einem P-Siliciumsubstrat befinden, hergestellt werden. Alle N-Kanal-
Bauelemente werden gemeinsam im P-Substrat erzeugt und haben somit Gate-
Rückführungen (nicht gezeigt) zum negativen Masseanschluß 11.
Bipolare Transistoren 24 und 25 sind Elemente, die normaler
weise parasitär für die CMOS-Bauelemente wirken. In einem derartigen
PNP-Transistor ist die Basis eine N-Wanne, und der Kollektor ist dem
Substrat zugeordnet, welches sich auf negativem Versorgungspotential be
findet. Der Emitter besteht aus einer Source oder einer Drain eines
P-Kanal-Transistors. Solche parasitären Transistoren haben relativ hohe
Stromverstärkungseigenschaften. Da die Kollektoren dem Substrat zugeord
net sind, müssen die Transistoren in der gemeinsamen Kollektorkonfigura
tion betrieben werden.
Der Referenzspannungsgenerator 15 ist mit dem Anschluß 12 ver
bunden und weist einen Spannungsteiler zusammen mit einem Bandabstands
referenzkreis auf. Widerstände 21 und 22 bilden einen Spannungsteiler,
der zwischen dem Anschluß 12 und dem Masseanschluß 11 liegt. Die kollek
torzugeordneten parasitären Transistoren 24 und 25 sind als PNP-Transi
storen mit ihren Basen auf einen Knoten 23 zurückgeführt. Widerstände 26
bis 29 führen die Emitter der Transistoren 24 und 25 zum Anschluß 12 zu
rück. Die Transistoren 24 und 25 sind mit ihren Stromdichten ins Ver
hältnis gesetzt, so daß der Transistor 24 mit einer höheren Stromdichte
betrieben wird als der Transistor 25. Dies wird am einfachsten dadurch
erreicht, daß der Transistor 25 n-mal größer gemacht wird als der Tran
sistor 24 und daß beide durch Abgleichen der Widerstände 26 und 27 bei
dem gleichen Emitterstrom betrieben werden. Alternativ können die Tran
sistoren 24 und 25 abgeglichen und bei verschiedenen Strömen betrieben
werden. Dies würde durch Verhältnissetzung der Widerstände 26 und 27 er
folgen. Die Transistoren 24 und 25 können auch durch Verwendung ins Ver
hältnis gesetzter Ströme ins Verhältnis gesetzt werden. Die resultieren
de Spannung ΔVBE fällt über dem Widerstand 29 ab. Für diesen Wert gilt
die Beziehung:
ΔVBE = (kT/q) ln(J24/J25)
wobei: k = Boltzmann-Konstante
q = Ladung eines Elektrons
J24/J25 = Stromdichteverhältnis der Transistoren 24 und 25.
q = Ladung eines Elektrons
J24/J25 = Stromdichteverhältnis der Transistoren 24 und 25.
ΔVBE ist proportional zur absoluten Temperatur und wird am
absoluten Nullpunkt ebenfalls null. Bei 300°K und einem Transistor 25,
der mit einer achtmal höheren Stromdichte arbeitet als der Transistor
24, wird ΔVBE ca. 54 mV, was vollständig durch physikalische Eigen
schaften bestimmt wird. Sie hat einen Temperaturkoeffizienten von ca.
0,33%/°C.
Die Kollektoren der bipolaren parasitären Transistoren sind
dem Substrat zugeordnet und müssen in der gemeinsamen Kollektorkonfigu
ration betrieben werden. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß ein
nicht-zugeordneter Kollektor entweder benachbart zu oder um einen Emit
ter herum gebildet werden kann. Solch ein nicht-zugeordneter Kollektor
kann als separater Transistor benutzt werden, arbeitet jedoch parallel
zu einem Transistor mit zugeordnetem Kollektor. Statt einer P-Wannen-
CMOS-Struktur, die NPN-Transistoren mit zugeordneten Kollektoren ergibt,
kann auch ein N-Wannen-Prozeß mit dem Ergebnis äquivalenter PNP-Transi
storen verwendet werden.
Transistoren 30 und 31 sind beide PNP-Transistoren vom oben
beschriebenen Typ, bei dem ein dem Substrat zugeordneter Kollektor mit
einem Lateralkollektor gepaart wird. Die beiden Emitter werden miteinan
der über eine Stromquelle 20 mit dem Anschluß 10 verbunden. Die P-Tran
sistoren 30 und 31 werden von den Widerständen 26 und 27 angesteuert.
Ein Widerstand 32 liefert die Kopplung mit dem Transistor 30. Die Late
ralkollektoren der Transistoren 30 und 31 werden mit einer N-Kanal-Tran
sistor-Stromspiegellast, bestehend aus den Transistoren 33 und 34 als
N-Kanal-Transistoren verbunden. Der Drain des Transistors 34 ist mit den
Gates der Transistoren 33 und 34 verbunden. Die Drain des Transistors 33
steuert das Gate des Transistors 35 an, der als Hochverstärkungsinverter
wirkt. Ein Kondensator 36 und ein Widerstand 37 liefern eine konventio
nelle Frequenzkompensation für den Operationsverstärker 16. Die Drain
eines Transistors 34 ist mit dem Gate des N-Transistors 38 verbunden,
der ebenfalls ein Hochververstärkungsinverter mit einer Stromspiegellast
ist, die aus Transistoren 39 und 40 als P-Kanal-Transistoren besteht.
Somit werden die Transistoren 35 und 40 im Gegentakt betrieben, und ihre
Drains enthalten den Ausgangsknoten des Operationsverstärkers 16. Dieser
Knoten ist direkt mit dem Gate des Nebenschlußtransistors 14 verbunden.
Die Drain des Nebenschlußtransistors 14 ist über den Wider
stand 17 nach Masse zurückgeführt und mit der Source eines Transistors
42 als N-Kanal-Transistor verbunden. Die Drain des Transistors 42 ist
auf ihr Gate und auf das Gate eines Transistors 43 zurückgeführt, der
hiermit einen Stromspiegel bildet. Eine Stromquelle 44 liefert einen re
lativ kleinen Strom von ca. 1 µA durch den Transistor 42, und dieser
Strom wird im Transistor 43 gespiegelt. Diese beiden Transistoren weisen
die Differenzeingangsvorrichtungen des Operationsverstärkers 18 auf. Die
Source des Transistors 43 liegt auf Masse, um somit einen invertierenden
Eingang zu bilden. Die Source des Transistors 42 wird auf dem Spannungs
abfall über dem Widerstand 17 gegen Masse betrieben. Diese Differenz
entspricht dem Offset-Potential des Operationsverstärkers 18 (gezeigt
als Spannungsquelle 19 von Fig. 1). Diese Offset-Spannung wird dadurch
gebildet, daß die Transistoren 42 und 43 ins Verhältnis zueinander ge
setzt werden, und durch Reduzieren des Stroms in Quelle 44 auf einen
Wert verstärkt, bei dem die Transistoren 42 und 43 "verhungert" sind.
Die Drain des Transistors 43 ist mit dem Gate und der Drain
eines Transistors 45 als P-Kanal-Transistor verbunden, der mit dem Gate
eines Transistors 46 als P-Kanal-Transistor zur Bildung eines Stromspie
gels verbunden ist. Somit umfaßt der Transistor 46 den Ausgangsknoten
des Operationsverstärkers 18. Eime Stromsenke 47 wirkt als "Pull
down"-Element für den Ausgangsknoten, der direkt mit dem Gate des Durch
laß-Reihentransistors 13 verbunden ist. Ein Kondensator 48 liefert die
Frequenzkompensation für den Operationsverstärker 18.
Im Betrieb treibt der Durchlaß-Reihentransistor 13 den An
schluß 12 auf eine Spannung, bei der die Basen der Transistoren 30 und
31 auf dem gleichen Potential sind. Unter dieser Bedingung werden die in
den Widerständen 26 und 27 fließenden Ströme gesteuert. Falls die Wider
stände 26 und 27 übereinstimmen, sind die Ströme in den Transistoren 24
und 25 gleich. Unter dieser Bedingung erscheint ΔVBE über dem Wider
stand 29. Dieser Betrieb resultiert aus einer negativen Gesamtrückkopp
lungsschleife.
Während Durchlaß-Reihentransistor 13 als Stromquelle für den
Anschluß 12, den Referenzspannungsgenerator 15 und die Transistoren 39
und 40 dient, dient er auch als Stromquelle für den Ruhestrom für den
Nebenschlußtransistor 14. Im folgenden Beispiel beträgt der Widerstand
17 1000 Ohm, und der Nebenschlußtransistor 14 arbeitet bei 100 µA. Dies
bedeutet, daß der Offset der Transistoren 42 und 43 0,1 V beträgt. Der
Operationsverstärker 18 steuert den Durchlaß-Reihentransistor 13 an, der
als Stromquelle 100 µA in den Nebenschlußtransistor 14 liefert und somit
eine zweite negative Rückkopplungsschleife (innerhalb der Gesamtrück
kopplungsschleife) bildet, die auf den physikalisch erzeugten Offset an
spricht.
Außerdem dient der Durchlaß-Reihentransistor 13 als Quelle für
jeglichen Strom (soweit in vernünftiger Größenordnung), der in einem mit
dem Anschluß 12 verbundenen Lastelement (nicht gezeigt) fließt. Somit
wird eine geregelte Ausgangsspannung am Anschluß 12 erzeugt, welcher
auch mit einer Niederimpedanzelektrode in Form der Source des Neben
schlußtransistors 14 verbunden ist. Dadurch wird der Spannungsregler
schaltkreis stabilisiert, ohne daß ein großer Filterkondensator in einem
Schaltkreis benötigt wird, in dem die Hochimpedanzelektrode des Durch
laßtransistors mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist. Wie oben ausge
führt, ist auch die Ausfallspannung sehr niedrig. Während der Schalt
kreis als Quelle für Strom am Anschluß 12 dient, versetzt das Vorhanden
sein des Nebenschlußtransistors 14 den Schaltkreis in die Lage, als
Stromsenke in den Anschluß 12 zu dienen. Diese Eigenschaft ist nützlich,
wenn der Spannungsreglerschaltkreis mit Schaltkreisen verbunden werden
soll, die an einer Spannung oberhalb VREG arbeiten.
Der Schaltkreis nach Fig. 2 wurde in N-Wannen-CMOS mit den
folgenden Komponenten verwirklicht:
KOMPONENTE | |
WERT | |
Widerstand 17 | 1 kOhm |
Stromquelle 20 | 40 µA |
Widerstand 21 | 24,394 kOhm |
Widerstand 22 | 25,105 kOhm |
Widerstände 26 und 27 | 28,505 kOhm |
Widerstand 28 | 15,232 kOhm |
Widerstand 29 | 5,131 kOhm |
Widerstand 32 | 3,95 kOhm |
Kondensator 36 | 5 pF |
Widerstand 37 | 3,9 kOhm |
Stromquellen 44 und 47 | 1 µA |
Kondensator 48 | 8 pF |
AL=L<RAP 30i × 88 |
Die folgenden Abmessungen Breite/Länge wurden für die Transi
storen verwendet:
TRANSISTOR | |
B/L (µm) | |
13 | 300/3 |
14 | 200/2 |
33, 34, 35, 38 | 80/10 |
39, 40, 45, 46 | 20/20 |
42 | 30/20 |
43 | 10/20 |
Die Transistoren 24 und 25 wurden bei einem Stromdichtever
hältnis von 8 : 1 betrieben. Die Spannung am Anschluß 12 betrug 2,5 V, und
der Schaltkreis konnte einen Ausgangsstrom von 4 mA bei Vs = +5,0 V lie
fern. Der Schaltkreis arbeitete gut über den Eingangsbereich von 2,6 bis
8,0 V. Die Spannung am Knoten 23 betrug 1,3 V. Die Spannung über dem Wi
derstand 17 betrug 100 mV. Der Ruhestrom bei einer Eingangsspannungsver
sorgung von 5 V betrug 0,22 mA.
Die Spannungsreglerschaltung kann als CMOS-Struktur oder auch
in bezug auf bipolare Transistorschaltkreise realisiert werden. Wo z. B.
ein P-Kanal verwendet wird, kann auch ein bipolarer PNP-Transistor ein
gesetzt werden, und wo ein N-Kanal-Transistor verwendet wird, kann auch
ein bipolarer NPN-Transistor eingesetzt werden. Der Kollektor des bipo
laren Transistors ersetzt dann die Drain des MOS-Transistors, der Emit
ter ersetzt die Source, und die Basis ersetzt das Gate. Anstelle einer
N-Wannen-CMOS-Struktur kann auch eine P-Wannen-CMOS-Struktur verwendet
werden. Im letzteren Fall sind alle Transistorelemente durch die Kom
plementärtypen ersetzt und die Spannungsversorgung ist umgepolt.
Claims (4)
1. Spannungsreglerschaltkreis mit einem Anschluß (10) für eine
ungeregelte Eingangsspannung, einem Anschluß (12) für eine geregelte Aus
gangsspannung und einem Masseanschluß (11), wobei
ein Durchlaß-Reihentransistor (13) mit einer mit dem Anschluß (10) für die ungeregelte Eingangsspannung verbundenen Niederimpedanzelek trode, einer mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbundenen Hochimpedanzelektrode und einer Steuerelektrode,
eine mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransistors (13) verbundene Einrichtung (15, 16) zum Erzeugen eines Potentials, das den Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung auf einem Potential hält, welches im wesentlichen unabhängig von Temperatur, Eingangsspannung und dem Strom über den Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung ist,
ein Nebenschlußtransistor (14) mit einer Hochimpedanzelektro de, einer mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung ver bundenen Niederimpedanzelektrode und einer mit den Mitteln (15, 16) zum Erzeugen eines Potentials verbundenen Steuerelektrode, und
eine Einrichtung zum Zurückführen der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) zum Masseanschluß (11), welche einen zwi schen der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) und dem Masseanschluß (11) angeordneten Reihenwiderstand (17) umfaßt, vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochimpedanzelektrode des Neben schlußtransistors (14) mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransi stors (13) über einen eine über dem Reihenwiderstand (17) auftretende Eingangsoffset-Spannung erzeugenden Operationsverstärker (18) verbunden ist, dessen Eingänge (42, 43) mit dem Reihenwiderstand (17) verbunden sind und dessen Ausgang (46) mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihen transistors (13) verbunden ist.
ein Durchlaß-Reihentransistor (13) mit einer mit dem Anschluß (10) für die ungeregelte Eingangsspannung verbundenen Niederimpedanzelek trode, einer mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbundenen Hochimpedanzelektrode und einer Steuerelektrode,
eine mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransistors (13) verbundene Einrichtung (15, 16) zum Erzeugen eines Potentials, das den Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung auf einem Potential hält, welches im wesentlichen unabhängig von Temperatur, Eingangsspannung und dem Strom über den Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung ist,
ein Nebenschlußtransistor (14) mit einer Hochimpedanzelektro de, einer mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung ver bundenen Niederimpedanzelektrode und einer mit den Mitteln (15, 16) zum Erzeugen eines Potentials verbundenen Steuerelektrode, und
eine Einrichtung zum Zurückführen der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) zum Masseanschluß (11), welche einen zwi schen der Hochimpedanzelektrode des Nebenschlußtransistors (14) und dem Masseanschluß (11) angeordneten Reihenwiderstand (17) umfaßt, vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochimpedanzelektrode des Neben schlußtransistors (14) mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihentransi stors (13) über einen eine über dem Reihenwiderstand (17) auftretende Eingangsoffset-Spannung erzeugenden Operationsverstärker (18) verbunden ist, dessen Eingänge (42, 43) mit dem Reihenwiderstand (17) verbunden sind und dessen Ausgang (46) mit der Steuerelektrode des Durchlaß-Reihen transistors (13) verbunden ist.
2. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Operationsverstärker (18) eine Einrichtung zum Erzeu
gen einer Eingangsoffset-Spannung umfaßt, welche über dem Reihenwider
stand (17) abfällt und somit den Stromfluß in dem Nebenschlußtransistor
(14) bestimmt.
3. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß ein CMOS-Aufbau vorliegt, wobei der
Durchlaß-Reihentransistor (13) ein P-Kanal-Transistor ist, dessen Drain
mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbunden ist,
und wobei der Nebenschlußtransistor (14) ein P-Kanal-Transistor ist,
dessen Source mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung
verbunden ist.
4. Spannungsreglerschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß ein bipolarer Transistoraufbau vorliegt, wobei der
Durchlaß-Reihentransistor (13) ein PNP-Transistor ist, dessen Kollektor
mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbunden ist,
und wobei der Nebenschlußtransistor (14) ein PNP-Transistor ist, dessen
Emitter mit dem Anschluß (12) für die geregelte Ausgangsspannung verbun
den ist.
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