DE4034371C1 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromquellenschaltung mit einem ersten, zweiten, dritten und vierten Feldeffekttransistor gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine solche Stromquellenschaltung ist aus der Zeitschrift "IEEE Journal of Solid States Circuits", Vol. SC-12, No. 3, Juni 1977, Seiten 224 bis 231, insbesondere Fig. 8 auf Seite 228 bekannt. Diese Schaltung zeigt die Fig. 1, wonach die Feldeffekttransistoren T1 bis T4 zusammen mit dem Widerstand R1 eine Referenzstromquelle bilden. Hierbei stellen die beiden n-Kanaltransistoren T1 und T2 einen ersten Stromspiegel dar. Die beiden p-Kanaltransistoren T3 und T4 bilden zusätzlich einen zweiten Stromspiegel.

Für den ersten Stromspiegel "T1, T2" gilt:

wobei W/L [·] die Kanalbreiten/Kanallängen-Verhältnisse der Transistoren T1 bzw. T2 angeben. Aus gleichen Transistorgrößen für T1 und T2 ergeben sich auch gleiche Ströme i2 und i1.

Für den Strom i1 im Zusammenhang mit dem zweiten Stromspiegel "T3, T4" ergibt sich ein Wert nach folgender Formel:

wobei K die Bolzmannkonstante, T die absolute Temperatur und q die Elektronenladung angibt. Mit einem Widerstand von R1 = MΩ und einem W/L-Verhältnis der beiden Transistoren T4 und T3 von 8 ergibt sich dabei bei Raumtemperatur von 300 K für i1 ein Strom von 5,4 · 10^-8 A.

Die obige Gleichung (2) gilt so lange, wie sich die beiden Transistoren T3 und T4 im Bereich schwacher Inversion befinden. Aus dieser Gleichung ist weiterhin ersichtlich, daß der Strom i1 bei Raumtemperatur einen positiven Temperaturkoeffizienten von ca. +3000 ppm/K aufweist, sofern der Widerstand R1 als konstant und temperaturunabhängig angenommen wird. Für den Widerstand R1 wird meist ein p-well-Widerstand verwendet, der einen positiven Temperaturgang aufweist. Daraus ergibt sich für den Strom i1 typischerweise ein negativer Temperaturkoeffizient im Bereich von ca. -5000 bis -15 000 ppm/K.

Gemäß Fig. 1 wird über einen n-Kanal-Feldeffekttransistor T5 der Referenzstromquelle ein Strom i3 entnommen, der je nach gewähltem Größenverhältnis des ersten Stromspiegels (W/L [T5]/W/L [T1]) einen Bruchteil oder ein Vielfaches des Stromes i1 beträgt, wobei natürlich der Strom i3 die gleiche Temperaturabhängigkeit wie der Strom i1 aufweist.

Wie oben gezeigt wurde, beträgt der Strom i1 bei der angegebenen Schaltungsdimensionierung 54 nA; da jedoch die Ströme i2 und i1 gleich groß sind, verbraucht diese Referenzstromquelle nach Fig. 1 selbst bereits einen Strom von ca. 0,1 µA. Diese Stromaufnahme ist jedoch für viele Anwendungen zu groß.

Eine Möglichkeit, den Stromverbrauch dieser bekannten Referenzstromquelle zu reduzieren, besteht darin, das W/L-Verhältnis der beiden Transistoren T4 und T3 zu reduzieren. Damit verringert sich der Spannungsabfall über dem Widerstand R1 und damit bei gegebenem Widerstand R1 auch die Stromaufnahme der Schaltung. Dieser Möglichkeit sind jedoch enge Grenzen gesetzt, da sich bei sehr kleinem W/L-Verhältnis der Transistoren T4 und T3 sehr große prozentuale Streuungen des Spannungsabfalles an diesem Widerstand R1 und damit auch für den Strom i1 ergeben.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, den Widerstandswert von R1 auf beispielsweise 10 MΩ zu erhöhen, womit die Stromaufnahme der Referenzstromquelle auf ca. 10 nA sinkt, der somit auch bei "low power"-Schaltkreisen toleriert werden kann.

Da dieser Widerstand R1 jedoch üblicherweise - wie schon oben ausgeführt - durch einen p-well-Widerstand gebildet wird und dessen Flächenwiderstand technologiebedingt bedingt nur ca. 2 kΩ/ beträgt, würde für einen solchen Widerstand selbst eine unverhältnismäßig große Chipfläche (ca. 1 mm²) benötigt, was natürlich ebenfalls unerwünscht ist.

Schließlich besteht noch die Möglichkeit zur Reduzierung der Stromaufnahme in der Verwendung eines ebenfalls hochohmigen Widerstandes R1, wobei dieser Widerstand durch eine speziell erzeugte Schicht, beispielsweise implantiertes Polysilizium mit hohem Flächenwiderstand und damit geringem Platzbedarf realisiert wird. Die Bereitstellung eines solchen Hochohm- Polywiderstandes erfordert jedoch eine spezielle Maske sowie zusätzliche Prozeßschritte und verursacht damit erhöhte Kosten. Ein solcher Widerstand kann außerdem nur mit relativ großen Toleranzen hergestellt werden. Damit ist auch der über den Transistor T5 entnehmbare Strom i3 ebenfalls großen Streuungen unterworfen und die Schaltung daher nicht für Anwendungen geeignet, bei denen der Strom i3 einen weitgehend konstanten Wert aufweisen soll.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Stromquellenschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die eine Stromentnahme erlaubt, deren Strom weitgehend konstant ist bei insgesamt geringem Stromverbrauch durch die Stromquellenschaltung.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst.

Demnach besteht das Wesen der Erfindung darin, den Widerstand R1 nach Fig. 1 durch eine geschaltete Kapazität nachzubilden. Da bei vielen integrierten Schaltungen eine stabile Quarzfrequenz von beispielsweise 32,768 kHz zur Verfügung steht, kann hier mit einer kleinen Kapazität von einigen pF leicht ein Widerstand von ca. 10 MΩ realisiert werden. Beispielsweise ergibt sich mit einer Frequenz f von 32,768 kHz und einem Kapazitätswert von 3 pF ein kapazitiver Widerstand von 10,1 MΩ.

Hierbei ist besonders der geringe Chipflächenbedarf eines solchen Kondensators von 3 pF zu erwähnen, der somit nur einen Bruchteil (weniger als 1%) der Fläche eines ohmschen (p-well-)Widerstands mit dem selben Widerstandswert benötigt.

Weiterhin wird für eine solche Kapazität üblicherweise als Dielektrikum eine dünne Silizium-Dioxydschicht (Gate-Oxid) verwendet, die bei der Herstellung einer integrierten CMOS-Schaltung ohnehin erzeugt wird. Die Schichtdicke dieses Oxids beträgt typischerweise einige 100 Å und wird innerhalb enger Toleranzgrenzen von weniger als +/- 5% gefertigt. Damit lassen sich also ohne zusätzliche Prozeßschritte Kapazitäten mit sehr geringen Streuungen des Absolutwerts herstellen, so daß sich unter der Maßgabe einer konstanten Taktfrequenz eine Referenzstromquelle mit geringen Streuungen des durch den Transistor T5 entnommenen Stroms i3 bei geringem Stromverbrauch der Schaltung selbst von z. B. weniger als 10 nA und geringem Chipflächenbedarf herstellen läßt.

Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 2 eine Stromquellenschaltung angegeben, die einen Ausgangsstrom mit voreinstellbarem Temperaturkoeffizienten liefert. Der Temperaturkoeffizient dieses Ausgangsstromes wird durch die in der von dem zweiten Stromspiegel gesteuerten Schaltungsanordnung vorgesehenen Kondensatoren bestimmt, wobei dessen Vorzeichen durch die Phasenlage der dieser Schaltungsanordnung zugeführten Taktsignale vorgegeben ist.

Durch eine Anordnung weiterer solcher von dem zweiten Stromspiegel gesteuerten Schaltungsanordnungen lassen sich bei einer anderen vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung mehrere Ausgangsströme mit wählbarem Temperaturkoeffizienten und Vorzeichen entnehmen. Somit können auf einer integrierten Schaltung Stromquellen mit unterschiedlichem Temperaturgang zur Verfügung gestellt werden.

Weiterhin wird nach den kennzeichnenden Merkmalen der Patentansprüche 4 und 5 eine weitere Möglichkeit zur Erzeugung von Ausgangsströmen mit unterschiedlichen negativen Temperaturkoeffizienten gegeben, wobei deren Werte durch die Dimensionierung der Transistoren der beteiligten Stromspiegeln vorgegeben wird.

Schließlich sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung durch die kennzeichnenden Merkmale der Patentansprüche 6 und 7 gegeben.

Im folgenden soll die erfindungsgemäße Stromquellenschaltung mit ihren Vorteilen anhand von Ausführungsbeispielen im Zusammenhang mit den Figuren erläutert und dargestellt werden. Es zeigt:

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Stromquellenschaltung,

Fig. 3 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung zur Erzeugung von Ausgangsströmen mit vorbestimmten Temperaturkoeffizienten,

Fig. 4 Spannungs-Zeit-Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung zur Erzeugung von Ausgangsströmen mit negativem Temperaturkoeffizienten.

Fig. 6 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung zur Erzeugung eines Stromes mit negativem Temperaturkoeffizienten, und

Fig. 7 ein Schaltbild zur Erzeugung von mehreren Strömen mit unterschiedlichen negativen Temperaturkoeffizienten.

In den Figuren sind Bauelemente mit einander entsprechenden Funktionen mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäßen Stromquellenschaltung nach Fig. 2 entspricht demjenigen gemäß Fig. 1 mit 5 Feldeffekttransistoren T1 bis T5. Die beiden n-Kanaltransistoren T1 und T2 bzw. die beiden p-Kanaltransistoren T3 und T4 bilden einen ersten bzw. zweiten Stromspiegel, wozu die Steuerelektrode des Transistors T1 mit dessen Drain-Elektrode und die Steuerelektrode des Transistors T3 ebenfalls mit dessen Drain-Elektrode verbunden sind. Ferner sind die Steuerelektroden der einen Stromspiegel bildenden Transistoren T1 und T2 bzw. T3 und T4 miteinander verbunden. Die beiden Transistoren T2 und T3 sind über ihre Kanalstrecken in Reihe geschaltet und verbinden das Bezugspotential der Schaltung mit einer Betriebsspannungsquelle V_DD, indem der Transistor T2 mit seiner Source-Elektrode auf dem Bezugspotential und die Source-Elektrode des Transistors T3 auf dem Betriebspotential liegt. Hierdurch bilden diese beiden Transistoren T2 und T3 einen das Bezugspotential mit dem Betriebsspannungspotential V_DD verbindenden Hauptstromzweig 2. Ein weiterer hierzu paralleler Hauptstromzweig 1 wird durch eine Serienschaltung des Transistors T1, des Transistors T4, einem Widerstand R2 sowie zwei mit ihren Kanalstrecken in Reihe geschalteten p-Kanaltransistoren T6 und T7, wobei sie ausgehend vom Bezugspotential der Schaltung in der angeführten Reihenfolge miteinander verbunden sind, wobei die Source-Elektrode des Transistors T6 auf dem Betriebspotential der Betriebsspannungsquelle V_DD liegt. Schließlich ist ein n-Kanaltransistor T5 vorgesehen, dessen Gate-Elektrode mit dem ersten Stromspiegel über die Gate-Elektrode des Transistors T1 verbunden ist und dessen Source-Elektrode ebenfalls auf dem Bezugspotential der Schaltung liegt. Der Drain-Elektrode dieses Transistors T5 kann ein Strom i3 entnommen werden, dessen Größe demjenigen in dem Hauptstromkreis 1 fließenden Strom i1 bei gleicher Dimensionierung der Transistoren T1 und T5 entspricht. Im Gleichgewichtszustand der Schaltung entspricht der Strom i1 dem im Hauptstromkreis 2 fließenden Strom i2.

Weiterhin ist nach Fig. 2 ein erster und zweiter Kondensator C1 und C2 vorgesehen, wobei der erste Kondensator C1 parallel zur Kanalstrecke des Transistors T6 angeordnet ist und der zweite Kondensator C2 mit seinem ersten Anschluß auf dem Bezugspotential der Schaltung liegt und mit seinem zweiten Anschluß an die Steuerelektrode des ersten bzw. zweiten Transistors T1 bzw. T2 angeschlossen ist.

Den beiden Steuerelektroden der Transistoren T6 und T7 werden jeweils zueinander gegenphasige Taktsignale Cl1 und Cl2 zugeführt, das heißt, erhält die Gate-Elektrode des Transistors T7 ein Low-Signal (L-Pegel) liegt gleichzeitig an der Gate-Elektrode des anderen Transistors T6 ein High-Signal (H-Pegel) an.

Im folgenden soll nun die Funktionsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 erläutert werden:
Der Kondensator C1 wird durch den Transistor T6 während der Taktphase mit L-Pegel entladen, da der Transistor T6 leitend geschaltet ist und gleichzeitig der Transistor T7 im gesperrten Zustand ist. In der sich daran anschließenden Taktphase erhält die Steuerelektrode des Transistors T6 einen H-Pegel und gleichzeitig die Gate-Elektrode des Transistors T7 einen L-Pegel, wodurch sich nun der Kondensator C1 bis auf einen Spannungswert V_C auflädt, der sich aus den Größenverhältnissen der Transistoren T1 bis T4 ergibt.

Der Widerstand R2 in dem Hauptstromzweig 1 hat bei dieser Schaltung lediglich die Funktion einer Strombegrenzung und soll verhindern, daß beim Flankenwechsel des Taktsignales Cl1 von H- auf L-Pegel in den Transistoren T1 bis T4 kurzzeitig ein überhöhter Stromfluß auftritt. Der Wert dieses Widerstandes R2 ist dabei unkritisch und kann daher z. B. durch einen entsprechend dimensionierten p-Kanaltransistor T7 selbst gebildet werden, der den gewünschten Widerstandswert im leitenden Zustand aufweist. Da bei dieser Schaltung im Vergleich zu derjenigen nach Fig. 1 der Strom i1 nicht zeitlich konstant ist, sondern im Rhythmus der angelegten Taktfrequenz pulsiert, der über T5 entnommene Strom i3 jedoch normalerweise keine zeitlichen Schwankungen aufweisen soll, ist der schon oben erwähnte Kondensator C2 vom gemeinsamen Gate-Anschluß der Transistoren T1, T2 und T5 als Glättungskapazität nach dem Bezugspotential geschaltet, deren Wert sich ebenfalls in der Größenordnung von einigen pF bewegt.

Mit der nach Fig. 2 gezeigten erfindungsgemäßen Schaltung läßt sich also bei minimalem Flächenbedarf und geringem Stromverbrauch ein Ausgangsstrom i3 erzeugen, der nur geringe fertigungsbedingte Toleranzen aufweist und dessen Absolutwert nahezu ausschließlich von den gewählten Transistordimensionen der Transistoren T1 bis T5, dem Kapazitätswert des Kondensators C1 und der Frequenz des angelegten Taktsignales Cl1 und Cl2 abhängt. Der erreichbare Temperaturkoeffizient des Ausgangsstroms i3 ist dabei jedoch fest vorgegeben und liegt bei ca. +3000 ppm/K, da der verwendete Kondensator C1 selbst nur einen sehr geringen Temperaturkoeffizienten aufweist.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 enthält mit den Schaltelementen T1 bis T7, C1 und C2 sowie R2 einen Schaltungsteil, der der Schaltungsanordnung nach Figur 2 entspricht. Deshalb wird dieser Schaltungsteil im folgenden nicht mehr erläutert werden. Darüber hinaus enthält diese Schaltungsanordnung einen von dem ersten Stromspiegel T1 und T2 gesteuerten Stromquellentransistor T8, der als n-Kanalfeldeffekttransistor ausgebildet ist. Dieser Transistor T8, der mit seiner Source-Elektrode auf dem Bezugspotential der Schaltung liegt, liefert einen Emitter-Strom i4 für einen npn-Bipolar-Transistor Q1, der als Referenzspannungsquelle Q_ref dient. Hierzu liegt dessen Basis- als auch dessen Kollektor-Elektrode auf dem Potential der Betriebsspannungsquelle V_DD, um hierdurch die als temperaturabhängige Referenzspannung benötigte Basis- Emitter-Spannung V_BE des Transistors Q1 am Schaltungsknoten K1 zu erzeugen. Eine Serienschaltung aus zwei Feldeffekttransistoren T9 und T10 verbindet diesen Schaltungsknoten K1 mit der Betriebsspannungsquelle V_DD, wobei der mit diesem Potential verbundene Transistor T9 vom p-Kanaltyp und der mit dem Schaltungsknoten K1 verbundene Transistor T10 vom n-Kanaltyp ist. Der Verbindungspunkt der beiden Kanalstrecken dieser Transistoren T9 und T10 führt auf einen Anschluß K3 einer Schaltungsanordnung 3. Die beiden Steuerelektroden dieser beiden Transistoren T9 und T10 sind miteinander verbunden und werden mittels eines Taktsignales Cl1 angesteuert. Hierdurch wird der Anschluß K3 in Abhängigkeit vom Zustand dieses Taktsignales Cl1 entweder an die Referenzspannung V_BE (Cl1 = H-Pegel) bzw. auf die Betriebsspannungsquelle V_DD (Cl1 = L-Pegel) geschaltet.

Der Schaltungsanordnung 3 kann ein Strom i5 entnommen werden, dem, wie weiter unten gezeigt wird, ein bestimmter Temperaturkoeffizient aufgeprägt werden kann. Hierzu enthält diese Schaltungsanordnung 3 einen von dem zweiten Stromspiegel T3 und T4 gesteuerten Stromquellentransistor T13 vom p-Kanaltyp, dessen Drain-Elektrode den besagten Ausgangsstrom i5 liefert und dessen Source-Elektrode über eine Serienschaltung aus zwei p-Kanaleffekttransistoren mit der Betriebsspannungsquelle V_DD verbunden ist. Der Steuerelektrode des Transistors T11 wird das Taktsignal Cl1 und der Steuerelektrode des Transistors T12 das zum Taktsignal Cl1 gegenphasige Taktsignal Cl2 oder umgekehrt dem Transistor T11 das Taktsignal Cl2 und dem Transistor T12 das Taktsignal Cl1 zugeführt. Der Anschluß der Taktsignalleitungen erfolgt an die Anschlüsse K5 und K6 der Schaltungsanordnung 3. Die Entnahme des Ausgangsstromes i5 erfolgt an einem Anschluß K7.

Ein erster Kondensator C4 dieser Schaltungsanordnung 3 liegt entsprechend dem Kondensator C1 parallel zur Kanalstrecke des Transistors T11, während ein zweiter Kondensator C3 den Verbindungspunkt K4 der beiden Kanalstrecken der Transistoren T11 und T12 mit dem Knotenpunkt K3 verbindet.

Die Funktionsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ist folgende:
Die Feldeffekttransistoren T11, T12 und T13 sowie die Kondensatoren C3 und C4 liefern im Zusammenwirken mit der zuvor beschriebenen Schaltung nach Fig. 2 einen Ausgangsstrom i5, dessen Temperaturverlauf im wesentlichen durch die Dimensionierung der Kondensatoren C3 und C4 sowie durch die Referenzspannung V_BE und deren Temperaturabhängigkeit vorgegeben ist.

Die Basis-Emitter-Spannung V_BE des in integrierter CMOS-Technik hergestellten Vertikal-npn-Transistors Q1 ist bei gegebenem Fertigungsprozeß mit den über mehrere Fertigungslose zu erwartenden Parameterstreuungen nur geringen Schwankungen unterworfen. Der Absolutwert und Temperaturverlauf dieser Spannung werden darüber hinaus nur noch von der Stromdichte, also vom Verhältnis der Emitterfläche des Transistors Q1 zum Emitter-Strom i4 beeinflußt. Da der Strom i4, dessen Größe mit der Größe des Stromes i1 bei gleicher Dimensionierung der Transistoren T1 und T8 übereinstimmt, jedoch nur geringen Fertigungsstreuungen unterworfen ist, können Absolutwert und Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung V_BE der Referenzspannungsquelle Q_ref bei gegebener Schaltungsdimensionierung sehr genau vorausbestimmt werden.

Läßt man den Kondensator C3 der Schaltungsanordnung 3 zunächst außer acht, so stellt man fest, daß die Anordnung der Schaltelemente T11, T12, T13 und C4 genau der Schaltungsanordnung den Schaltelementen T4, T6, T7 und C1 entspricht, das heißt, bei gleicher Dimensionierung des Kondensators C4 der Transistoren T11 bis T13 wie der Kondensator C1 und die Transistoren T4, T6 und T7 wird der Ausgangsstrom i5 und dessen Temperaturverlauf dem Strom i1 entsprechen.

Die Diagramme a, b nach Fig. 4 zeigen den Pegelverlauf der zueinander gegenphasigen Taktsignale Cl1 und Cl2. Das Spannungsdiagramm c zeigt dabei den Spannungsverlauf V_C4 des Kondensators C4. Zum Zeitpunkt t₁ würde dieser Kondensator C4-C3 ist dabei nicht vorhanden - um einen Spannungsbetrag -V_C4 bis auf eine Endspannung -V_end zum Zeitpunkt t₂ aufgeladen.

Wenn nun der Kondensator C3 mit in die Betrachtung genommen wird, geschieht unter der Annahme, daß die Transistoren T9, T10 und T11 mit dem Taktsignal Cl1 gemäß der Fig. 4a und T12 mit dem invertierten Taktsignal Cl2 gemäß Fig. 4b angesteuert werden, folgendes:

Während das Taktsignal Cl1 auf L-Pegel liegt, wird der Kondensator C4 über den Transistor T11 nach dem Betriebspotential V_DD entladen und gleichzeitig der Schaltungsknoten K3 ebenfalls über den Transistor T9 auf dem Betriebspotential V_DD gehalten, das heißt, der Kondensator C3 wird ebenfalls entladen. Beim Flankenwechsel des Taktsignales Cl1 von L- auf H-Pegel wird der Schaltungsknoten K3 an die Referenzspannung V_BE geschaltet und damit der Kondensator C4 über die Koppelkapazität C3 schlagartig auf eine Differenzspannung -V_C4 aufgeladen, wobei sich für diese Differenzspannung -V_C4 folgender Wert ergibt:

Der Spannungsverlauf an diesem Kondensator C4 ist mit dem Spannungsdiagramm d nach Fig. 4 dargestellt. Hieraus ist ersichtlich, daß die weitere Spannungsänderung -V_C4 bis zum Endwert -V_end aufgrund der Anfangsspannung -V_C4 kleiner als im Spannungsdiagramm c ohne die Kompensation durch den Kondensator C3 ist. Daraus ergibt sich zunächst, daß der entnehmbare Strom i5 kleiner ist als der Strom i1.

Da die Differenzspannung -V_C4 - wie aus der Gleichung (3) ersichtlich - einem Bruchteil der Referenzspannung V_BE entspricht, folgt diese Differenzspannung -V_C4 auch dem Temperaturverlauf dieser Referenzspannung V_BE, das heißt, mit zunehmender Temperatur wird die Differenzspannung -V_C4 ebenfalls kleiner. Dadurch wird jedoch die Ladespannung -V_C4 größer, das heißt, die Umladung des Kondensators C4 vom Anfangswert -V_C4 bis zum Endwert -V_end erfolgt über einen größeren Spannungsbereich und damit vergrößert sich auch der entnehmbare Strom i5. Für den Ausgangsstrom i5 ergibt sich somit ein positiver Temperaturkoeffizient, wobei dessen Wert bei bekanntem Temperaturverlauf der Referenzspannung V_BE nur vom Verhältnis der Kapazitätswerte der Kondensatoren C3 und C4 bestimmt wird.

Werden dagegen in der Schaltung nach Fig. 3 die Taktsignale an den Klemmen K5 und K6 vertauscht, das heißt, der Transistor T11 erhält das Taktsignal Cl2 und der Transistor T12 das Taktsignal Cl1, so wird dadurch ein negativer Temperaturkoeffizient für den Ausgangsstrom i5 erzielt. Der entsprechende Spannungsverlauf an dem Kondensator C4 ist in dem Diagramm e der Fig. 4 dargestellt.

Wenn das Taktsignal Cl1 zum Zeitpunkt t₁ auf H-Pegel schaltet, liegt der Anschluß K3 über den leitend geschalteten Transistor T10 an der Referenzspannung V_BE, während gleichzeitig der Kondensator C4 über den Transistor T11 nach dem Betriebspotential V_DD entladen wird, da das Taktsignal Cl2 auf L-Pegel schaltet, das heißt, der Kondensator C3 wird gleichzeitig auf die Referenzspannung V_BE aufgeladen.

Nun wird beim Flankenwechsel des Taktsignales Cl2 von L- auf H-Pegel der Transistor T11 gesperrt. Gleichzeitig wechselt jedoch das Taktsignal Cl1 von H- auf L-Pegel, wodurch der Schaltungsknoten K3 über den Transistor T9 an das Betriebsspannungspotential V_DD geschaltet wird. Somit sind zu diesem Zeitpunkt die beiden Kondensatoren C3 und C4 parallel geschaltet und da der Kondensator C3 zuvor auf die Referenzspannung V_BE aufgeladen war, wird die Parallelschaltung der beiden Kondensatoren C3 und C4 auf die Spannungsdiffererenz +V_C4 umgeladen. Die Aufladung dieses Kondensators C4 bis zum Spannungsendwert -V_end erfolgt also über einen weiteren Spannungsbereich -V_C4 als bei der Schaltung ohne Temperaturkompensation nach Fig. 4c und der entnehmbare Ausgangsstrom i5 ist daher zunächst größer. Bei erhöhter Temperatur wird jedoch die Referenzspannung V_BE kleiner und damit reduziert sich auch die anfängliche Ladespannung +V_C4, das heißt, die Umladung des Kondensators C4 vom Anfangsspannungswert +V_C4 bis zum Spannungsendwert -V_end erfolgt mit steigender Temperatur über einen kleineren Spannungsbereich und damit wird der entnehmbare Strom i5 mit zunehmender Temperatur ebenfalls kleiner, das heißt, für i5 ergibt sich damit ein negativer Temperaturkoeffizient.

Werden parallel zu den Klemmen K2, K3, K5 und K6 der Schaltungsanordnung 3 nach Fig. 3 weitere solche Schaltungsanordnungen 3₁, 3₂, 3₃, . . . parallel angeschlossen, können auf ein und derselben integrierten Schaltung, Ausgangsströme i5, i5₁, i5₃, . . . i5₃, . . . mit unterschiedlichem Temperaturverhalten erzeugt werden. Eine solche Stromquellenschaltung ist in Fig. 5 dargestellt, wobei die Referenzspannungsquelle Q_ref sowie die Schaltelemente T1 bis T7, C1 und C2 nicht dargestellt sind. Jede dieser Schaltungsanordnungen 3 nach Fig. 3. Sie enthalten somit Transistoren T11₁, T12₁, T13₁, T11₂, T12₂, T13₂, . . . und Kondensatoren C3₁, C4₁, C3₂, C4₂, . . . An den Klemmen K7₁, K7₂, K7₃, . . . entnehmbar.

Die Fig. 6 zeigt nun eine Schaltung, mit der die Stromquellenschaltung nach Fig. 3 zur Erzeugung eines Ausgangsstromes mit negativen Temperaturkoeffizienten ergänzt werden kann. Hierbei sei vorausgesetzt, daß die Schaltung nach Fig. 3 einen Ausgangsstrom i5 mit positivem Temperaturkoeffizienten liefert. In der Fig. 6 sind anstelle der Stromquellenschaltung nach Fig. 3 lediglich die den Ausgangsstrom i3 und den Ausgangsstrom i5 liefernde Schaltungszweige dargestellt. Der Ausgangsstrom i3 stellt den Eingangsstrom für einen aus zwei p-Kanalfelddeffekttransistoren aufgebauten Stromspiegel dar, während der Ausgangsstrom i5 als Eingangsstrom in einen weiteren aus zwei n-Kanalfeldeffekttransistoren T14 und T15 aufgebauten weiteren Stromspiegel geführt ist. Der erste Stromspiegel T16, T17 ist an die Betriebsspannungsquelle V_DD angeschlossen und liefert über den Transistor T17 einen Ausgangsstrom i6. Der zweite Stromspiegel T14, T15 ist dagegen an das Bezugspotential der Schaltung angeschlossen und liefert über den Transistor T15 einen Ausgangsstrom i7. Diese beiden Ausgangsströme i6 und i7 werden an einem Schaltungsknoten K8 zu einem Ausgangsstrom i8 summiert.

Da der Ausgangsstrom i3 und damit auch der Ausgangsstrom i6 einen sehr geringen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, der Ausgangsstrom i5 dagegen je nach Dimensionierung der Kondensatoren C3 und C4 einen sehr großen positiven Temperaturkoeffizienten aufweisen kann, wird der der Schaltung nach Fig. 6 entnehmbare Gesamtausgangsstrom i8, der die Differenz des Stromes i6 und des Stromes i7 darstellt, einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweisen, wobei der Wert dieses Temperaturkoeffizienten nur von der Dimensionierung der Transistoren T15 und T17 vorgegeben wird.

So ist es beispielsweise möglich, diese Transistoren T15 und T17 so zu bemessen, daß der Strom i7 bei einer bestimmten Temperatur größer wird als der Strom i6. Wird dem Schaltungsknoten K8 in diesem Fall kein Strom entnommen, wird also dieser Schaltungsknoten K8 nicht durch beispielsweise einen angeschlossenen Stromspiegel belastet, so liegt das Spannungspotential an diesem Schaltungsknoten K8 unterhalb einer durch die Dimensionierung vorgegebenen Grenztemperatur auf dem Spannungspotential der Betriebsspannungsquelle V_DD und wechselt beim Überschreiten dieser Grenztemperatur auf das Bezugspotential der Schaltung. Auf diese Weise kann mit dieser Schaltung mit einfachen Mitteln ein Temperatursensor hergestellt werden.

Die Fig. 7 zeigt eine nach Fig. 6 erweiterte Schaltung, in dem weitere Transistoren T15₁, T15₂, T15₃, . . . und T17₁, T17₂, T17₃, . . . als von den Stromspiegeln gesteuerten Stromquellentransistoren vorgesehen sind. Die paarweise zugeordneten Stromquellentransistoren T15₁, T17₁ und T15₂, T17₂ und T15₃, T17₃ liefern jeweils einen Ausgangsstrom i7₁, i6₁ und i7₂, i6₂ und i7₃, i6₃, die jeweils in einem Schaltungsknoten K8₁, K8₂ und K8₃ zur Erzeugung eines Ausgangsstromes i8₁, i8₂ und i8₃ aufsummiert werden, wobei diese Ausgangsströme i8₁, i8₂ und i8₃ unterschiedliche negative Temperaturkoeffizienten aufweisen, wobei auch hier die Werte dieser Temperaturkoeffizienten nur von der Dimensionierung der Transistoren T15₁ bis T15₃ und T17₁ bis T17₃ vorgegeben wird.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen, die in integrierter CMOS-Technik aufgebaut sind, können entgegen den dargestellten Verhältnissen auch mit anderer Polung der Betriebsspannungsquelle V_DD betrieben werden, indem die p- und n-Kanaltransistoren vertauscht werden sowie eine Änderung des Bezugspunktes der Referenzspannung V_BE, der Kondensatoren C1 und C4 von +V_DD nach -V_DD vorgenommen wird.

Claims (7)

1. Stromquellenschaltung mit einem ersten, zweiten, dritten und vierten Feldeffekttransistor (T1, T2, T3, T4), wobei der erste und zweite Feldeffekttransistor (T1, T2) von einem ersten Kanaltyp und der dritte und vierte Feldeffekttransistor (T3, T4) von einem zweiten Kanaltyp sind und die in Serie geschalteten Kanalstrecken des ersten und vierten bzw. des zweiten und dritten Feldeffekttransistors (T1, T4; T2, T3) einen ersten bzw. zweiten Hauptstromzweig (1, 2) bilden und wobei zur Bildung eines ersten bzw. zweiten Stromspiegels die Steuerelektrode des ersten bzw. dritten Feldeffekttransistors (T1, T3) mit dem ersten Hauptstromzweig (1) und der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (T2) bzw. mit dem zweiten Hauptstromzweig (2) und der Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors (T4) verbunden ist und zur Entnahme eines ersten Stromquellenstromes (i3) ein fünfter Feldeffekttransistor (T5) von dem ersten Stromspiegel (T1, T2) gesteuert ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren (T6, T7) vorgesehen ist, wobei diese Feldeffekttransistoren (T6, T7) als Serienschaltung in den ersten Hauptstromkreis (1) zwischen dem vierten Feldeffekttransistor (T4) des zweiten Stromspiegels (T3, T4) und einer Betriebsspannungsquelle (V_DD) geschaltet sind, daß ein erster Kondensator (C1) parallel zur Kanalstrecke desjenigen Feldeffekttransistors (T6) des ersten Feldeffekttransistorpaares (T6, T7) geschaltet ist, der mit der Betriebsspannungsquelle (V_DD) verbunden ist, daß ein zweiter Kondensator (C2) die verbundenen Steuerelektroden des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (T1, T2) mit dem Bezugspotential der Schaltung verbindet und daß den Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren (T6, T7) des ersten Feldeffekttransistorpaares gegenphasige Taktsignale (Cl1, Cl2) zugeführt werden.

2. Stromquellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Referenzspannungsquelle (Q_ref) sowie ein zweites Feldeffekttransistorpaar (T9, T10) vorgesehen sind, wobei diese beiden Feldeffekttransistoren vom entgegengesetzten Kanaltyp sind und die Serienschaltung dieser beiden Feldeffekttransistoren an die Referenzspannungsquelle (Q_ref) angeschlossen ist und den verbundenen Steuerelektroden dieser beiden Feldeffekttransistoren (T9, T10) ein gemeinsames Taktsignal (Cl1) zugeführt wird und daß eine Schaltungsanordnung (3) mit folgenden Merkmalen vorgesehen ist:

• a) zur Entnahme eines zweiten Stromquellenstromes (i5) umfaßt diese Schaltungsanordnung (3) einen von dem zweiten Stromspiegel (T3, T4) gesteuerten Stromquellentransistor (T13) sowie ein drittes Feldeffekttransistorpaar (T11, T12), wobei die Serienschaltung dieser beiden Feldeffekttransistoren (T11, T12) den Stromquellentransistor (T13) mit der Betriebsspannungsquelle (V_DD) verbindet,
• b) weiterhin ist ein erster und zweiter Kondensator (C3, C4) vorgesehen, wobei jeweils der eine Anschluß der beiden Kondensatoren (C3, C4) an den Verbindungspunkt (K4) der beiden Feldeffekttransistoren des dritten Feldeffekttransistorpaares (T11, T12) angeschlossen ist und der andere Anschluß des ersten bzw. zweiten Kondensators (C3, C4) mit dem Verbindungspunkt der beiden Feldeffekttransistoren des zweiten Feldeffekttransistorpaares (T9, T10) verbunden ist bzw. auf dem Potential der Betriebsspannungsquelle (V_DD) liegt.
• c) die Ansteuerung des dritten Feldeffekttransistorpaares (T11, T12) erfolgt durch Steuerung der Steuerelektroden mit gegenphasigen Taktsignalen (Cl1, Cl2).

3. Stromquellenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Entnahme weiterer Stromquellenströme (i5, i5₂, . . .) weitere Schaltungsanordnungen (3₁, 3₂, . . .) mit jeweils einem Stromquellentransistor (T13₁, T13₂, . . .) einem dritten Feldeffekttransistorpaar (T11₁, T12₁; T11₂, T12₂; . . .) sowie einem ersten und zweiten Kondensator (C3₁, C4₁; C3₂, C4₂; . . .) mit den Merkmalen nach Anspruch 2a), 2b), 2c) vorgesehen sind.

4. Stromquellenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Stromspiegel (T16, T17) vorgesehen ist, dem als Eingangsstrom der erste Stromquellenstrom (i3) zugeführt wird, daß ein vierter Stromspiegel (T14, T15) vorgesehen ist, dem als Eingangsstrom der zweite Stromquellenstrom (i5) zugeführt wird und daß zur Entnahme eines dritten Stromquellenstromes (i8) die Ausgangsströme der beiden Stromspiegel auf einen gemeinsamen Knotenpunkt (K8) geführt werden.

5. Stromquellenschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Stromspiegel (T16, T17) eine erste Gruppe von Stromquellentransistoren (T17, T17₂, . . .) und der vierte Stromspiegel (T14, T15) eine zweite Gruppe von Stromquellentransistoren (T15₁, T15₂, . . .) ansteuern und daß zur Entnahme weiterer dritter Stromquellenströme (i8₁, i8₂, . . .) die Ausgangsströme der paarweise aus der ersten und zweiten Gruppe zusammengefaßten Stromquellentransistoren jeweils auf einen gemeinsamen Knotenpunkt (K8₁, K8₂ . . .) geführt werden.

6. Stromquellenschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Stromquellentransistor (T8) vorgesehen ist, der vom ersten Stromspiegel (T1, T2) angesteuert ist, der vom ersten Stromspiegel (T1, T2) angesteuert wird und daß als Referenzspannungsquelle (Q_ref) ein als Diode geschalteter Bipolar-Transistor (Q1) mit seiner Emitter-Kollektor- Strecke in Reihe zum Stromquellentransistor (T8) angeordnet ist, wobei die Kollektorelektrode auf dem Potential der Betriebsspannungsquelle (V_DD) liegt und an der Emitter-Elektrode die Referenzspannung V_BE abgreifbar ist.

7. Stromquellenschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellenschaltung in CMOS-Technologie realisiert ist.