DE2147606A1

DE2147606A1 - Schaltungsanordnung insbesondere zum Erzeugen von Spannungen

Info

Publication number: DE2147606A1
Application number: DE19712147606
Authority: DE
Inventors: Allen LeRoy Somerville N.J. Limberg (V.StA.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1970-09-24
Filing date: 1971-09-23
Publication date: 1972-03-30
Also published as: FR2106306A5; SE376703B; CA946051A; AU453506B2; JPS517975B1; GB1374122A; US3651346A; NL7113077A; BE772996A; AU3319571A

Description

RCA 60,226

U.S.Ser.No. 75015
vom 24.9.1970

RCA Corporation, New York, N,Y., USA

Schaltungsanordnung insbesondere zum Erzeugen von Spannungen

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung insbesondere zum Erzeugen von Vorspannungen, die ein Vielfaches des Basis-Emitter-Spannungsabfalles V₀₁, eines Transistors sind, mit einer mehrere Spannungen liefernden Quelle, die mehrere Ausgänge hat (von denen einer eine Referenzspannung führt), mit zwei Transistoren, deren zusammengeschaltete Emitter mit wenigstens einem auf einem Bezugsruhepotential liegenden Ausgang der Spannungsquelle und deren Basen mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden sind, und mit zwei Widerständen, die den Kollektor des ersten bzw. zweiten Transistors mit einem oder mehreren Ausgängen der Spannungsquelle koppeln.

Speziell befaßt sich die Erfindung mit einer besonders gut als integrierte Schaltung herstellbaren Schaltungsanordnung, in welcher ähnliche Kollektorströme in Transistoren vom gleichen Typ fließen, deren Basiselektroden und Emitterelektroden parallelgeschaltet sind, und in Halbleiterdioden, welche parallel zu den gleichen Elektroden liegen , bei enger gegenseitiger Anpassung an die jeweiligen Transistoreigenschaften. Eine solche Schaltung β anordnung ist aus der USA-Patentschrift 3.531.730 bekannt, in der ein Ausführungsbeispiel mit zwei inte-

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grierten Transistoren A, B beschrieben wird, deren Basen und Emitter parallelgeschaltet sind und deren Kollektoren mit je einem Widerstand gekoppelt sind. Der Kollektor des einen Transistors A ist außerdem unmittelbar mit seiner Basis zusammengeschaltet, so daß er eine Gleichrichterdiode bildet. An das freie Ende des mit dem Kollektor des zweiten Transistors B gekoppelten Widerstandes ist eine Gleichspannungsquelle angeschlossen, die in regelbarer Weise ein erzeugtes Ausgangssignal in Bezug zu einem Potentialwert bringt, der sich vom Potentialwert unterscheidet, zu welchem ein entsprechendes Eingangssignal in Bezug gebracht wird, das an das freie Ende des an den Kollektor des ersten Transistors A angeschlossenen Widerstandes angelegt wird· Die Regelung dieses Ausgangsignalpegels hängt hauptsächlich vom Wert der Gleichspannungsquelle ab, so daß Temperaturschwankungen innerhalb der Schaltungsanordnung nur wenig Einfluß auf ihren Betrieb haben.

Während gemäß der USA-Patentschrift 3.531-730 das Ausgangssignal auf einen von der Spannung einer Gleichspannungsquelle abhängigen Potentialwert bezogen wird, beschreibt die USA-Patentschrift 3.555.309 eine abgewandelte integrierte Schaltungsanordnung, in welcher das Ausgangssignal in Bezug auf eine Gleichspannung gesetzt wird, die hauptsächlich vom Spannungsabfall V_D„ des verwendeten Transistors

rJü»

abhängt. V__ ist definiert als der mittlere Basis-Emitter-Spannungsabfall eines Transistors, der in einem Verstärker oder dgl. als aktives Bauelement arbeitet. Xn dieser Patentschrift wird auch beschrieben, wie die Schaltungsanordnung eine Ausgangsgieichspannung für Verstärkerstufen liefern kann, die unabhängig von Versorgungsspannung*- Schwankungen ist. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung

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sind zwei Widerstände in Reihe zwischen den Emitter eines ersten Transistors und ein Bezugspotential wie Masse geschaltet. Der Verbindungspunkt der beiden Widerstände ist mit der Basis eines zweiten Transistors verbunden, dessen Emitter an Masse liegt. Eine direkte Verbindung besteht ferner zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und einer Betriebsspannungsklemme, mit der auch der Kollektor des zweiten Transistors beispielsweise über einen dritten Widerstand gekoppelt ist. Die Basis des ersten Transistors ist ferner mit dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden. Diese Verbindungen bilden eine Gegenkopplungsschleife, mittels welcher über dem Basis-Emitter-Übergang des zweiten Transistors eine Gleichspannung entwickelt wird, die gleich einem Spannungsabfall V__ ist, während am Emitter des ersten Transistors gegen Masse eine Spannung erzeugt wird, die gleich (N+I)V₀₁,

DCj

ist. N ist hierbei das Verhältnis R^/R,, zwischen den beiden in Reihe liegenden Widerständen, wobei der Wert des näher am Em- '"*v des ersten Transistors liegenden Widerstandes der Zähler und der andere Widerstand der Nenner ist. Ein Vorteil dieser aus der genannten USA-Patentschrift 3«555»509 bekannten Schaltungsanordnung als Betriebsspannungsquelle besteht darin, daß die erzeugte Ausgangsspannung weitgehend unabhängig von der Gleichspannungsquelle und deren SpannungsSchwankungen ist. Die Schaltungsanordnung hat auch Vorteile als Kopplungsstufe zum Übertragen eines auf einen Bruchteil der Betriebepotential-Versorgungsspannung bezogenen Signales zu einer nachgeschalteten Stufe, die statt dessen mit Vorspannungen arbeiten soll, die gleich einem Vielfachen des Spannungsabfalls V_ßE sind. Benutzt man diese bekannte Schaltungeanordnung aber als Verstärkerstufe in Emitterschaltung, so zeigt sich, daß die Gegenkopplung zur Gleichstromstabilisierung

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zwischen dem Kollektor und der Basis des ersten Transistors dazu neigt, die Leistungsverstärkung der Stufe für das Wechselstromsignal herabzusetzen.

Eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, welche die beschriebenen bekannten Schaltungen verbessern soll, enthält zwei Transistoren, deren Emitter zusammengeschaltet an einem Bezugspotential liegen, das von einer mehrere Spannungen liefernden Quelle zugeführt wird. Die Basen beider Transistoren sind mit dem Kollektor des ersten Transistors zusammengeschaltet. Die sich ergebende Gleichstromrückkopplung vom Kollektor zur Basis des ersten Transistors liefert eine temperaturabhängige Basis-Emitter-Vorspannung für den zweiten Transistor. Über einen ersten bzw. einen zweiten Widerstand liegen die Kollektoren des ersten bzw. zweiten Transistors an einem ersten Eingangspotential bzw. an einem Betriebspotential, die von der Spannungsquelle geliefert werden. Über einen dritten Widerstand liegt der Kollektor des ersten Transistors an einem zweiten Eingangspotential, das-sich vom ersten Eingangspotential unterscheidet.

^ Eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung kann zweckmäßig dazu verwendet werden, in Verstärkern mit hohem Verstärkungsgrad und Vorspannungskreisen zwischen dem Kollektor und Emitter des zweiten Transistors Ausgangsruhespannungen zu liefern, die ein Vielfaches seines Basis-Emitter-Ruhespannungsabfalls (V_ni,) sind. Zu diesem Zweck kann man

Ob

die beiden Eingangspotentiale gleich dem Bezugspotential bzw. dem Betriebspotential wählen. Die Ausgangsruhespannung wird praktisch gleich KN'V_BE sein, wobei K das Verhältnis der Emitterfläche des zweiten Transietors zu derjenigen des ersten Transistors ist, N¹ das Verhältnis des

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zweiten Widerstandes zum dritten Widerstand und V,,_ der Basis-Emitter-Ruhespannungsabfall des zweiten Transistors. Einige Abweichungen von diesem Spannungswert sind zu erwarten, wenn die beiden Transistoren hinsichtlich ihrer elektrischen Eigenschaften nicht übereinstimmen oder ungewöhnlich niedrige Durchlaßstromverstärkungsfaktoren haben.

Wenn man die Basis des zweiten Transistors vom Kollektor des ersten Transistors entkoppelt, werden der Basis des zweiten Transistors zugeführte Signale ohne die Rückkopplungsschaltung verstärkt, wie sie früher zum Einregeln des Gleichspannungspegels verwendet wurde, jedoch eine Gegenkopplung bei der Signalverstärkung zur Folge hatte.

Eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung kann auch zweckmäßig dazu verwendet werden, zwei Eingangssignale miteinander zu addieren, ohne daß die diese Eingangssignale liefernden Signalquellen einander beeinflussen.

In Verbindung mit der Zeichnung wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 die schematische Schaltungsanordnung einer Anordnung, wie sie ähnlich in der USA-Patentschrift Nr. 3.53I.73O beschrieben ist;

Fig. 2 eine Schaltungsanordnung ähnlich der in der

USA-Patentschrift Nr. 3.555.309 beschriebenen;

Fig. 3 das schematische Schaltbild einer Abwandlung der Anordnung gemäß Fig. 2, bei der Signale auf ein höheres Gleichstrompotential bezogen werden, das aber unabhängig von der Versorgungsspannung ist;

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Fig. 4 schematisch eine Schaltungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung für,den Betrieb als Quelle einer geregelten Betriebsspannung; und

Pig. 5 eine schematische Schaltungsanordnung zur Erläuterung, wie die Betriebsspannungsquelle gemäß Fig. 4 eine Verstärkerstufe in Emitter schaltung, vorspannt.

Die vorbeschriebene Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 enthält zwei Transietoren 310 und 312. Die Basen 3l4 und dieser Transistoren sind zusammengeschaltet, und ihre Emitter 318 und 320 liegen ebenfalls gemeinsam an einer Masse-Klemme 322. Der Kollektor 324 des Transistors 10 ist über einen ersten Widerstand 326 mit einer Eingangsklemme 328 gekoppelt, während der Kollektor 330 des Transistors 312 über einen zweiten, gleichen Widerstand 334 mit einer Klemme 335 gekoppelt ist, an die eine Quelle 332 einer regelbaren Gleichspannung angeschlossen ist. Über einen Leiter 336 ist der Kollektor 324 des Transistors 310 mit dessen Basis 3l4 zusammengeschaltet, so daß der Transistor 310 als Diode oder Gleichrichter arbeitet. Der Kollektor 330 des Transistors 312 ist über einen Leiter 338 mit einer Ausgangsklemme 34o verbunden.

Im Betrieb fließt im Kollektorkreis des Transistors 310 ein Strom, wenn der Augenblickswert eines der Eingangsklemme 328 zugeführten Eingangssignals den mittleren Basis-Eraitter-Durchlaßspannungsabfall V _ dieses Transistors, welcher am Kollektor 324 wirksam ist, übersteigt. Da die Basen 3l4 und 316 und die Emitter 318 und 320 der beiden Transistoren zusammengeschaltet sind, und unter der Annahme, daß die Transistoren vom gleichen Typ sind und im wesentlichen gleiche Eigenschaften haben, werden in beiden ähnliche Kollektorströme fließen. Wenn die Transistoren 310 und 312 ferner auf einem Halbleiterplättchen mit

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einer monolithischen integrierten Schaltung ausgebildet sind, werden diese Ströme genau gleich sein, weil die Transistoren dann gleiche Basis-Emitter-Spannungen, die gleiche Umgebungstemperatur und gleiche Diffusionsprofile haben. Der Wert dieser Kollektorströme i,_lo und i,.,_o wird also folgender Gleichung entsprechen:

^{= V}in

Die Kollektorströme werden in Milliampere gemessen. Ferner bedeuten:

V. = Augenblickswert eines der Klemme 328 zugeführten Eingangssignales in Volt;

= Basis-Emitter-Durchlaßspannung des Tran-⁵¹⁰ sistors 310 in Volt; und

= Wert des Widerstandes 326 in Kiloohm.

Das demgemäß an der Ausgangsklemme 3^0 von dem durch den Widerstand 334 fließenden Strom i^-o erzeugte Signal kann folgendermaßen beschrieben werden:

V — V — H IV — V

out ~ ref ^Ä334 l^Yin ^BE3io ^R326

V_ref = Wert der Gleichspannungsquelle 332 in Volt; ^R33(t ^{= Wert des} Wideretand 334 in Kiloohm |

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V. , V„„ und R-,,/- wurden bereits definiert. in' ^{BE 3}

Aus dieser letzteren Gleichung ist ersichtlich, daß der Gleichspannungspegel des erzeugten Ausgangssignals hauptsächlich durch Ändern des Wertes der Spannungsquelle geregelt werden kann. Eine Änderung des Widerstandsverhältnisses R'z-ri./R'zoö ^zur Änderung des Einflusses der Gleichstromkomponente des angelegten Eingangssignals oder der Durchlaßspannung des Transistors 310 hat nur einen zweitrangigen Regeleffekt auf den Ausgangsgleichspannungs-P pegel und ist normalerweise bei festen Widerständen 326 und 33^ auch nicht möglich. Das Widerstandsverhältnis R.-^/R-gg wird ferner in einer integrierten Schaltung relativ stabil bei Temperaturschwankungen sein, so daß bei Temperaturänderungen die Einregelung des Ausgangsgleichspannungspegels praktisch konstant bleiben wird. Selbstverständlich wurden hierbei nur geringfügige Änderungen des Gleichstrompegels aufgrund temperaturabhängiger Schwankungen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls V„_

^BE310 auftreten, die zudem leicht kompensiert werden können. Es ist auch ersichtlich, daß, wenn man das Verhältnis zwischen den Spannungen V _ und V_in gleich demjenigen zwisehen den Widerständen 334 und 326 wählt, die obige Gleichung (2) folgendermaßen verkürzt wird:

^Vout - /^Vref\

in

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— Q —

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Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 stimmt, soweit sie in ausgezogenen Linien dargestellt ist, genau mit der Schaltung nach der schon erwähnten USA-Patentschrift 3»555»309 überein. Mit der unterbrochen dargestellten weiteren Schaltverbindung dient sie zum Vorspannen eines in Emitterschaltung liegenden Transistorverstärkers auf eine Gleichspannung, die gleich einem Vielfachen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls V_„ ist. Der in Emitterschaltung arbeitende eine Transistor 12 ist mit seinem Kollektor 14 über einen Widerstand l8 an eine ein Erregungspotential führende Klemme l6 und mit seinem Emitter 20 an eine an Masse JLegende Bezugsklemme 22 angeschlossen. Ein zweiter Transistor 24, der in Kollektorschaltung arbeitet, ist mit seinem Kollektor 26 mit der Klemme l6 und mit seinem Emitter 28 über zwei in Reihe geschaltete Widerstände 30 und 32 mit der Bezugsklemme 22 verbunden. Der Emitter 28 des Transistors 24 ist mit einer ersten Ausgangsklemme 34 zusammengeschaltet, während der Vez— bindungspunkt zwischen den Widerständen 30 und 32 über einen Leiter 38 an die Basis 36 des Transistors 12 angeschlossen ist. Der Kollektor 14 des Transistors 12 ist ferner mit einer zweiten Ausgangsklemme 44 und über einen Leiter 42 mit der Basis 4o des Transistors 24 gekoppelt. Zwischen die beiden Ausgangsklemmen 34 und 44 und die Bezugsklemme 22 kann jeweils ein (nicht dargestellter) Belastungskreis geschaltet werden. Die Klemme 16 und die Bezugsklemme 22 können an eine (nicht dargestellte) Quelle einer Speisespannung geeigneter Polarität angeschlossen werden.

Wenn die zwischen die Klemmen l6 und 22 geschaltete Spannungsquelle die richtige Polarität hat, stellt eich beim

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Betrieb der in Fig. 2 dargestellten Speiseschaltung ein Gleichgewichtszustand ein, bei dem an den Basis-Emitter-Übergängen jedes der Transistoren 12 und 24 eine Spannung der Größe 1 V₀₁₁, abfällt. Da jedoch die Serienschal-

DEt

tung aus dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 24 und dem Widerstand 30 durch die Leiter 38 und 42 parallel zum Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 12 geschaltet ist, ist die zwischen Kollektor und Emitter des Transistors 12 entwickelte Ruhespannung gleich der Summe aus den V_ö_-Spannungsabfällen der Transistoren 12 und 24

DEi

und dem Spannungsabfall am Widerstand 30. Da der Emitter 20 des Transistors 12 über die Klemme 22 an Masse liegt, wird am Verbindungspunkt der Widerstände 30 und 32 gegen das Massepotential der Klemme 22 eine Spannung erzeugt, die gleich einem Spannungsabfall V₀₁, des Transistors 12

OtU

ist. Die Spannung an der Ausgangsklemme 34 gegen Masse ist also gleich diesem Spannungsabfall V_n_ plus dem

ÖL·

Spannungsabfall am Widerstand 30. Wenn der Widerstandswert des Widerstands 32 klein gegen die Eingangsimpedanz des Transistors 12 gewählt wird, ist, wie aus der Zeichnung ersichtlich ist, dieser Spannungsabfall am Widerstand 30 praktisch gleich NV_DE>. N ist das Widerstands-

Oa

verhältnis zwischen den Widerständen 30 und 32, wobei der Widerstandswert des Widerstands 30 der Zähler und derjenige des Widerstands 32 der Nenner ist. Die gegen Masse gemessene Spannung, die an der Ausgangsklemme 34 erzeugt wird, beträgt somit (N + I)V „. Wenn beide Tran-

DCi

sistoren 12 und 24 aus dem gleichen Halbleitermaterial bestehen, wie es z.B. in einer monolithischen integrierten Siliciumschaltung der Fall ist, beträgt die am Kollektor l4 des Transistors 12 erzeugte und der Ausgangsklemme 44 zugeführte Spannung gegen die Klemme 22 bzw. Masse

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(N + 2)V₀₁,. Würde die Klemme 22 nicht an Masse liegen, sondern auf irgend einem anderen Gleichspannungspotential, so würde die an den Klemmen 34 und 44 erzeugte Ausgangsspannung selbstverständlich jeweils um dieses Potential angehoben werden. Wie in der genannten USA-Patentschrift Nr. 3.555.3O9 beschrieben ist, gleicht der durch den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 12, den Leiter 38, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 24, den Widerstand 30 und den Leiter 42 gebildete Gegenkopplungskreis sämtliche Versorgungsspannungsschwankungen aufgrund von Änderungen der zwischen die Klemmen l6 und 22 angelegten Betriebsspannung aus.

Wie ebenfalls in dieser Patentschrift erläutert ist, kann die in Fig. 2 dargestellte Speiseschaltung mit der gestrichelt dargestellten Ergänzung als Transistorverstärker in Emitter-Basis-Schaltung arbeiten. Genauer gesagt, wird in den Leiter 38 zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände 30, 32 und der Basis 36 des Transistors 12 ein Widerstand 46 eingeschaltet. Ferner wird über einen Kondensator 50 und eine Eingangsklemme 52 an die Basis 36 ein Wechselstromsignal angelegt, das von einer Signalquelle 48 kommt. Es versteht sich, daß bei einer Ausbildung dieses Verstärkers als integrierte Schaltung sowohl die Quelle als auch der Kondensator 50 außerhalb der monolithischen Halbleiterscheibe angeordnet und mit dem übrigen Teil der Verstärkerschaltung über die Klemme 52 verbunden werden.

Wenn man bei dieser Schaltungsanordnung den Widerstandswert des Widerstands 46 groß gegen die Werte der Widerstände 30 und 32 wählt, bestimmt auch hier wieder die Wahl des Widerstandsverhältnisses für die beiden letztgenannten

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Widerstände die an der Ausgangskiemme 34 erzeugte Gleichspannung. Durch Verwendung eines Widerstandes 46, dessen Wert nicht so groß ist, daß der Basisstrom des Transistors 12 in ihm einen nennenswerten Spannungsabfall verursachen könnte, hat die Gegenkopplungswirkung innerhalb der Schleife zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors 12 an der Klemme 34 eine Gleichspannung zur Folge, die gleich dem oben definierten Wert (N + ¹)V_ßE ist. Die Gegenkopplungswirkung reduziert jedoch auch die Leistungsverstärkung der Stufe für das Wechselstromsignal. Wenn die Signalquelle 48 und der Kondensator 50 nicht bei der EingangsSignalfrequenz eine Impedanz haben, die beträchtlich kleiner ist als der Widerstandswert der Parallelschaltung aus den Widerständen 30 und 32, wird sich diese Herabsetzung als Verlust der Spannungsverstärkung für das Wechselstromsignal bemerkbar machen. Der Widerstand der genannten Parallelersatzschaltung kann in der Größenordnung von 1 000 0hm liegen, so daß man für die treibende Steuerschaltung nur Komponenten innerhalb eines auf niedrige Werte beschränkten Bereiches verwenden kann, wenn man Wert auf eine Signalspannungsverstärkung legt.

Ein zweites Ausführungsbeispiel eines Verstärkers ist in Fig. 3 dargestellt, das jedoch in vieler Hinsicht ähnlich der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist. Die Schaltungskomponenten 12, 18, 24, 30, 32 und 46 entsprechen der oben beschriebenen, in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung. Gemäß Fig. 3 ist jedoch zusätzlich ein dritter Transistor 60 vorgesehen, dessen Emitter 62 unmittelbar mit der Bezug spotentiaIkIemme 22 verbunden und dessen Kollektor 64 über einen Widerstand 66 mit der Betriebsspannungsklemme 16 gekoppelt ist. Ein weiterer Widerstand 68 ist zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 30, 32 und die Basis

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70 des Transistors 6o geschaltet, während die Signalquelle 48 über den Kondensator 50 lind die E ingang ski emme 52 nun mit dieser Basis 70 gekoppelt ist. Ferner ist der Widerstandswert des Widerstands 66 so gewählt, daß er gleich demjenigen des Widerstandes 18, während der Widerstand 68 den gleichen Wert hat wie der Widerstand 46.

Aus Fig. 3 ist ersichtlich, daß hier nur der in Emitterschaltung liegende Transistor 60 zur Verstärkung dient, während die Anordnung gemäß Fig. 2 lediglich diesem Transistor eine stabilisierte Vorspannung liefern soll. Da die Gegenkopplungsschleife zum Stabilisieren der erzeugten Vorspannung vom Eingangssignalkreis getrennt ist, wird die Wechselstrom-Signalverstärkung nicht beeinträchtigt. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 vermeidet also die Nachteile der in Fig. 2 dargestellten Schaltung insofern, als ihr Verstärkungsgrad besser ist.

Wenn die Transistoren 12 und 6o mit übereinstimmenden Baeis-Emitter-Übergangsflächen auf der gleichen monolithischen Halbleiterscheibe hergestellt werden, ist die am Kollektor 64 des Transistors 6o bzw. an der Klemme (gegen die Klemme 22) gemessene Gleichspannung gleich (N + 2)V_„, im Gegensatz zur Spannung (N + I)V₀₁, bei der

DEi DEi

Schaltung nach Fig. 2. Dies ergibt sich daraus, daß die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 30 und 32 übereinstimmende Eingangskreise über übereinstimmende Widerstände 46 und 68 treiben, so daß in den Kollektorkreisen der entsprechenden Transistoren und durch die Widerstände 18 und 66 gleiche Ströme fließen. Da die am Kollektor 14 des Transistors 12 liegende Gleichspannung gleich (N + 2)V_ßE ist, wie bei der Erläuterung der Fig. schon erwähnt wurde, ist die am Kollektor 64 des Transistors

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60 erzeugte Gleichspannung um eben diesen Betrag positiv gegen Masse. Man sieht, daß die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 bei einer erhöhten Wechselstrom-SignalverStärkung eine Bezugsgleichspannung für das Signal liefert, die gleich einem Vielfachen von V_ßE ist. Andererseits hat sie aber den Nachteil, daß sie etwas aufwendiger ist als die Schaltung nach Fig. 2, denn es werden drei zusätzliche Schaltungselemente benötigt und der Betriebsspannungsquelle ein höherer Strom abverlangt.

fc Diese Nachteile werden durch die in Fig. 4 dargestellte Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung vermieden, die als Speiseschaltung verwendet werden kann, welche in gleicher Weise wie Fig. 2 Gleichspannungen mit einem Wert von mehreren V_D_-Spannungsabfallen liefert, und die ferner als Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad verwendet werden kann, der im Vergleich zur vorbeschriebenen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 weniger aufwendig ist. Man wird ferner feststellen, daß die Anordnung nach Fig. 4 sehr ähnlich derjenigen nach Fig. 1 ist, von der sie sich dadurch unterscheidet, daß ein Widerstand vorgesehen ist, der einen Teil des Stromes von dem als Diode geschalteten Transistor abzweigt, und daß eine gemeinsame Versorgungs-

" quelle verwendet wird. Die Schaltungsanordnung nach Fig. enthält also zwei Translatoren 80 und 82. Ein erster Widerstand 84 koppelt den Kollektor 86 des Transistors 80 mit einer Speise- oder Erregungspotentialklemme 88, während ein Widerstand 90 gleichen Wertes zwischen diese Klemme und den entsprechenden Kollektor 92 des Transistors 82 geschaltet ist« Die Emitter 94 bzw. 96 der Transistoren 80, 82 liegen jeweils an einer Massepotential führenden Bezugsklemme 98. Der erwähnte weitere Widerstand 100 koppelt den Kollektor 86 des Transistors 80 mit der Bezugsklemme 98.

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¥ie bei Fig. 3 erläutert -wurde, sind die Basen 102 und 10 4 der Transistoren 80 und 82 zusanunenge schalt et, während der Kollektor 86 des Transistors 80 über einen Leiter unmittelbar mit seiner Basis 102 verbunden ist, so daß der Transistor als Diode oder Gleichrichter arbeitet. Wie schon erwähnt wurde, unterscheidet sich diese Schaltungsanordnung von den zuvor beschriebenen dadurch, daß der zusätzliche Widerstand 100 den als Diode geschalteten Transistor 80 überbrückt, und daß die Betriebsspannung der beiden Transistoren von einer einzigen Gleichspannungsquelle geliefert wird.

Gen³« *f■»«? bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 fließen in den Kollektorkreisen der Transistoren 80 und 82 der Fig. k etwa gleiche Ströme, wenn diese Transistoren vom gleichen Typ sind bzw. der gleichen Klasse angehören und genau übereinstimmende Transistoreigenschaften haben. Dies ist insbesondere bei der Herstellung als integrierte Schaltung der Fall, wo außerdem die Beta-Werte der Transistoren sehr hoch sind. Der durch den Widerstand 90 fließende Gleichstrom ist also weitgehend gleich der Differenz zwischen den durch die Widerstände 8k und 1OO fließenden Gleichströmen gemäß folgender Gleichung:

I - γ γ - V

^R90 ^S88 ^BE80 ^B3B8O

^R84 ^R100

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- ιό -

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V = Spannungswert der an die Klemme 38 ange-

Sn O

schlossenen Gleichspannungsquelle in Volt;

R_ft, = Widerstandswert des Widerstands 8k in Kiloohm; und

R s Widerstandswert des Widerstands 100 in Kiloohm.

V_,_, wurde bereits definiert. Die an der mit dem Kollektor

92 des Transistors 82 gekoppelten Klemme 108 erzeugte ^ Gleichspannung hat daher gegen Masse einen Wert, welcher Ψ der Differenz zwischen dem Versorgungsspannungswert V„

und dem Spannungsabfall am Widerstand 90 entspricht, gemäß folgender Beziehung:

^v108 - ^VS₈₈ ^K90 ' ^v-

^Rl00

= (N· + I)V

^BE80

Wie oben angegeben, ist N' das Widerstandsverhältnis zwischen den Widerständen 8k und 100, wenn die Widerstände 8k und 90 gleich sind. Ahnlich der Speiseschaltung gemäß Fig. 2 liefert also die in Fig. k dargestellte Schaltungsanordnung eine Ausgangsspannung, die gleich einem lediglich von den Wideretandsverhältnissen abhängigen Vielfachen von V_ßE ist. Es ist leicht einzusehen, daß das Widerstandsverhältnis ^84^100 ^{in einer} integrierten Schaltung bei TemperaturSchwankungen relativ stabil ist, so daß der Potentialwert der Ausgangsgleichspannung entsprechend konstant bleibt.

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Bei den Gleichungen (4) und (5) wurde vorausgesetzt, daß beide Widerstände 84 und 90 an der gleichen, an der Klemme 88 zugeführten Gleichspannung liegen. Ferner wurde vorausgesetzt, daß die Transistoren 8o und 82, die gleiche Diffusionsprofile haben, ähnliche oder gleiche wirksame Emitterflächen besitzen. Es ist jedoch auch der allgemeinere Fall möglich, daß der Widerstand 84 an einer Gleichspannung V. und der Widerstand 90 an einer Gleichspannung V _ liegt, wie mit unterbrochenen Linien dargestellt ist, und daß die wirksame Emitterfläche des Transistors 82 k-mal so groß ist wie diejenige des Transistors 8o, so daß der Kollektorstrom des Transistors 82 bei gleichem Basis-Emitter-Spannungsabfall k-mal so groß ist wie der Kollektorstrom des Transistors 80. Die unten angegebenen Gleichungen für die Ausgangsspannung V , und die Beseitigung der Versorgungsspannungsabhängigkeit lassen sich in ähnlicher Weise wie beim spezielleren Fall folgendermaßen ableiten:

84

90

out

^Vin " ^VBE

80)

BE

80

⁴84

100

k I

= k

84

'ref

V. - V xn

BE

80;

- k R

90

84

V - V

in ^v

^Vref - ^kVin

BE

80

84

- V

BE

100

- V

BE

100

^R9o( ^R84 * ^Rloo)

84 ^R100

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Zur Beseitigung der Abhängigkeit von der Gleichspannung V „, die von der Betriebsspannungsquelle geliefert wird, sowie von der Gleichspannung V. , welche vom Gleichspannungsanteil des Eingangssignals eingeführt oder von einer zweiten Betriebsspannungsquelle geliefert wird, müssen die Spannungen V _ und V. in einem festen gegenseitigen Verhältnis gehalten werden, so daß man den ersten Ausdruck der obigen Gleichung zu Null machen kann. Man erhält dann folgende Beziehung:

^Vin

τ» ν

^K90 ref

Mit anderen Worten, bei richtiger Wahl des Verhältnisses der Widerstandswerte der Widerstände 84 und 90 ergibt sich eine Ausgangsspannung V ., die ein Vielfaches von V„_

out BEg₀

ist, nämlich:

^Vout

Eine entsprechende Wahl von R... erlaubt, den Vorspannungs-

wert gleich einem Vielfachen von V₀₁. , der an der Klemme

^BE8o

108 erzeugt werden kann, in einem weiten Bereich auszuwählen.

Auf die Betriebseigenschaften der Schaltungsanordnung diesee allgemeineren Falles sei besonders hingewiesen· Wenn ein Eingangssignal und mit ihm eine Gleichspannung V, an den vom Verbindungspunkt zwischen Kollektor und Basis des Transistors 8o abgewandten Pol des Widerstands 8% angelegt werden, wird, falls die Gleichspannung V. genügend groß

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ist, um den als Diode geschalteten Transistor 80 gut in den Leitzustand zu steuern, der Parallelwiderstandswert des Widerstands 100 vernachlässigbar gegen den dynamischen Widerstand dieses Transistors sein. Die Widerstandswerte werden innerhalb praktischer, durch die Verlustleistung gesetzter Grenzen gewählt. Die Signalspannungsverstärkung der hier beschriebenen Schaltungsanordnung entspricht dann folgender Beziehung:

^Vout = So (7)

^Vin ^R8k

r>-. es ist die gleiche Signalspannungsverstärkung, die auch die Schaltung nach pig. 1 hat. Die zusätzliche Flexibilität bei der Wahl der Gleichspannung an der Ausgangsklemme 108 wird nicht durch eine Verringerung des Verstärkungsfaktors erkauft. Diese Betriebseigenschaften kann man bei Schaltungen ähnlich Fig. 1 und Fig. k ausnutzen, in denen jedoch an den als Diode geschalteten Transistor über gesonderte Widerstände zwei Eingangssignale mit Gleichspannungsanteilen angelegt werden. Die beiden Signale werden additiv matriziert oder gemischt, ohne daß ihre Quellen in Wechselwirkung zueinander stehen, da sie durch Wirkung des niedrigen dynamischen Widerstandes des als Diode geschalteten Transistors voneinander isoliert werden.

Bei der in Fig. 5 dargestellten Schaltungsanordnung wurde die Schaltung nach Fig. 4 an den Zweck angepaßt, in einer Signalverstärkeranordnung mit einem höheren Verstärkungsfaktor als dem des Verstärkers nach Fig. 2 zu arbeiten, aber das Ausgangssignal in Bezug zu einer Gleichspannung zu halten, die ein Vielfaches von V ist. DarsteHungsgemäß enthält sie Transistoren 110, 112, die praktisch mit den

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entsprechenden Transistoren 8O und 82 der Fig. 4 übereinstimmen, sowie den Widerständen 84, 90 und 100 entsprechende Widerstände 114, 116 und 118. Ein weiterer Widerstand 120 ist zwischen den Kollektor 122 des Transistors 110 und dessen Basis 124 geschaltet, ein Widerstand 126 gleichen Wertes darstellungsgemaß zwischen den Widerstand 120 und die Basis 128 des Transistors 112. Der Basis 128 wird von der Signalquelle 48 über den Kondensator 50 und die Eingangsklemme 52 das zu verstärkende Eingangssignal zugeführt. Entsprechend Fig. 4 haben die Widerstände 116 und 114 den gleichen Widerstandswert, und die Emitter P 130, I32 beider Transistoren liegen direkt an der Masseklemme 98.

Der Wert der Widerstände 120 und 126 wird so gewählt, daß der unter Ruhebedingungen hindurchfließende Basiäetrom an ihnen nur vernachlässigbar kleine Spannungsabfälle verursacht. Hierdurch wird die Schaltung nach Fig. 5 weitgehend auf diejenige nach Fig. 4 reduziert. Dementsprechend hat die am Kollektor 134 des Transistors 112 und somit an der Ausgangsklemme I36 erzeugte Ausgangsspannung gegen Masse den gleichen Spannungswert (N¹ + I)V , wobei N¹ in diesem Fall das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände Il4 und II8 ist. Wenn man ähnlich die Widerstandswerte der Widerstände 120 und 126 größer wählt als die dynamische Ausgangsimpedanz am Kollektor 122 des Transistors 110, ergibt sich praktisch keine Gegenkopplung bezüglich des von der Quelle 48 der Basis 128 des Transistors 112 zugeführten Eingangssignals. Der resultierende Verstärkungsgrad für das Eingangssignal ist daher wesentlich größer als bei der Anordnung nach Fig. 2, was jedoch auf einfachere Weise erreicht wird als bei der Anordnung nach Fig. 3.

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Vergleicht man nämlich die in Fig. 5 dargestellte Schaltung mit der Anordnung nach Fig. 3» so zeigt sich, daß bei der ersteren ein Widerstand und ein Transistor eingespart werden, was bei einer integrierten Schaltung eine Raumersparnis auf der monolithischen Halbleiterscheibe bedeuten kann. Noch wichtiger ist jedoch, daß die Einsparung des Transistors einen vergleichsweise kleineren Strom ermöglicht, welcher der mit der Klemme 88 gekoppelten, für alle Schaltkreise auf der Halbleiterscheibe zur Verfügung stehenden Gleichspannungsquelle entzogen werden muß. Die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung vermeidet somit einige der oben erwähnten Nachteile der Schaltungen nach Fig. 2 und 3 und hat gleichzeitig den zusätzlichen Vorteil, daß das erzeugte Ausgangssignal auf ein Potential bezogen wird, welches weitgehend frei von irgendwelchen an der Spannungsklemme 88 hervorgerufenen Zufallsbetriebsschwankungen ist. Solche Schwankungen ergeben sich häufig infolge einer gemeinsamen Impedanzkopplung der verschiedenen anderen Schaltkreise der integrierten Schaltung mit der Gleichspannungsquelle an dieser Klemme. Es sei außerdem darauf hingewiesen, daß die in Fig. k dargestellte Schaltungsanordnung eine festere Rückkopplung aufweist als der Verstärker nach Fig. 3* wodurch die Betriebsstabilität durch Reduzierung möglicher Phasenverschiebungen in der Schaltung verbessert wird.

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Claims

Patentansprüche

(1.)Schaltungsanordnung mit einer mehrer6 Spannungen liefernden Quelle, die mehrere Ausgänge hat, mit zwei Transistoren, deren zusammengeschaltete Emitter mit einem auf einem Bezugsruhepotential liegenden Ausgang der Spannungsquelle und deren Basen mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden sind, und mit zwei Widerständen, die den Kollektor des ersten bzw. zweiten Transistors mit einem oder mehreren Ausgängen der

W Spannungsquelle koppeln, dadurch geken nzeichnet, daß ein dritter Widerstand (lOO) zwischen die Basis des ersten Transistors (80) und einen Ausgang (98) der Spannungsquelle geschaltet ist, welcher Ausgang auf einem anderen Potential liegt als der Ausgang (88), an den der erste Widerstand (84) angeschlossen ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ruhepotential des Ausgangs der Spannungsquelle, an den der dritte Widerstand (100) angeschlossen ist, das Bezugsruhepofc tential (Masse) ist, und daß der zur Anordnung aus den beiden Transistoren (80, 82) und den beiden ersten Widerständen (84, 90) hinzugefügte dritte Widerstand (100) bewirkt, daß die Spannung zwischen dem Kollektor und Emitter des zweiten Transistors (82) um einen Spannungswert KN'V_RE erhöht wird, wobei K das Verhältnis der wirksamen Emitterfläche des zweiten Transistors zu derjenigen des ersten Transistors, N¹ das Verhältnis des Widerstandswertes des zweiten Widerstandes (90) zu demjenigen des ersten Widerstandes (84) und V__ die

DCt

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Ruhespannung zwischen Basis und Emitter des zweiten Transistors (82) bedeuten.
3· Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Widerstand (100) zwischen Kollektor und Emitter des ersten Transistors (80) geschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des ersten Transistors (110) über einen vierten Widerstand (120) mit der Basis dieses Transistors (110) und über einen fünften-Widerstand (126) mit der Basis des zweiten Transistors (112) gekoppelt ist.
5« Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Basis des zweiten Transistors (112) über eine Impedanz (50) eine Signalquelle (48) gekoppelt ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz ein Kondensator (50) ist.
7· Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand (84, 90; 114, 116) einen gleichen Widerstandswert haben, so daß ähnliche Spannungsschwankungen an den Ausgängen der Spannungsquelle, an welche diese Widerstände angeschlossen sind, nicht am Kollektor des zweiten Transistors (82, H2) erscheinen.

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8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle eine erste und eine zweite Quelle von Signaländerungen enthält, die mit dem vom Kollektor des ersten Transistors (80, 110) abgewandten Pol des ersten Widerstandes (84) (114) und des dritten Widerstandes (100, 118) gekoppelt sind.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,. da durch gekennzeichnet, daß die Ruhekomponenten der Spannungen an den dem Kollektor des ersten Transistors (80, 110) abgewandten Polen der ersten und dritten Widerstände (84, 100; Il4, 118) gleich sind, und daß der unterschiedliche Potentialwert von den Signaländerungen der ersten und zweiten Quelle herrührt.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß alle Widerstände und die beiden Transistoren Teile derselben monolithischen integrierten Schaltung sind.

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