DE2531603A1

DE2531603A1 - Verstaerker

Info

Publication number: DE2531603A1
Application number: DE19752531603
Authority: DE
Inventors: Sheng Teng Hsu
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1974-10-23
Filing date: 1975-07-15
Publication date: 1976-04-29
Also published as: SE7508022L; JPS5136859A; US3946327A; GB1494399A; IT1039692B; AT350107B; ATA561075A; KR790001773B1; SE410075B; JPS5532247B2; CA1044336A; CH596711A5; NL7508745A; DE2531603B2; FR2289065A1; FR2289065B1; DE2531603C3; AU8257275A

Description

ΪΤ..1. Serial No: 517,239 . , „-, _Rn ~

Filed: 2^ October 197'I- ^ΙΌ* ^|1?Ug

RCA Corporation
New York, N.Y., V. St. ν. Α.

Verstärker

Die Erfindung bezieht sich auf Verstärker und betrifft speziell -■ Verstärkerschaltungen mit konrolementären Feldeffekttransistoren.

Verstärker mit komplementären Feldeffekttransistoren sind auf dem Gebiet der Analogschaltunken bisher nicht sehr verbreitet. Ein Grund hierfür ist der, daß die Transkonduktanz gin (manchmal auch Gegenwirkleitwert genannt) von Komplementärtransistoren und somit auch des Verstärkers gegenüber Schwankungen der Betriebspotentiale bzw. der Versorgungsspannung empfindlich sind. Dies fühib bei gegebenem Lastwiderstand IL- dqzu daß sich der Verstärkungsfaktor bei Schwankungen der Betriebsspannung in unerwünschter Weise ändert, da er proportional dem Produkt des Lastwiderstands mit der Transkonduktanz des Verstärkers ist.

Eine derartige Empfindlichkeit des Verstärkungsfaktors hat eine Kreuzmodulation zwischen dem Eingangssignal und den Schwankungen der Betriebsspannung zur Folge, wodurch Verzerrungen ind unerwünschte Modulationsprodukte entstehen. Auch dann, wenn die Modulationsprodukte (Summe und Differenz)

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nußerhnlb den interessierenden Frequenzbandes liefen, y.nnn die Verstnrkungsänderung und die Verzerrung unvereinbar mit dor Punktion amplitudenempfindlicher Einrichtungen sein, dio zusammen mit dem Verstärker verwendet werden.

Es sind Gegenkopplungsmethoden bekannt, mit denen sich diese unerwünschte Verstärkungsänderung v/irksam kompensieren läßt, ,iedoch haben diese Methoden einen oder mehrere Nachteile. Mit richtiger Zuführung eines Gegenkopplungssignals zum V_nT-stärkereingang kann man zwar eine stabilisierte Sponnun^nverstnrkung erzielen, ,jedoch muß hierbei eine verschlechterte Eingangsimpedanz in Kauf genommen v/erden. Das Anlegen von Gegenkopplungssignalen an die Source-Anschlüsse der Transistoren erfordert die Verwendung eines oder mehrerer V/iderstände und führt dazu, daß der Signalaussteuerungsbereich um ein dem Spannungsabfall an diesen Widerständen entsprechendes Maß verringert wird. Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Verstärkers, bei welchem weder die Eingangsimpedanz noch der Aussteuerungsbereich nachteilig beeinflußt wird.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung ist ein Verstärker, dessen Transkonduktanz sich bei Änderung der ihm angelegten Betriebsspannung in einem gegebenen Sinne ändert, mit einer nichtlinearen Schaltung belastet, die einen Parameter aufweist, der die Spannungsverstärkung des Verstärkers bestimmt und sich bei Änderung der Betriebsspannung in einem solchen Sinne ändert, daß die Spannungsverstärkung im wesentlichen konstant gehalten wird. Zwischen der Ausgangsklemme und ,iedem Betriebsspannungsanschluß eines mit komplementären Feldeffekttransistoren ausgestatteten Verstärkers kann ,jeweils ein gesondertes nichtlineares Lastelement eingefügt sein, um die Spannungsverstärkung des Verstärkers zu bestimmen und sie unempfindlich gegenüber Änderungen der Betriebsspannung zu machen. Die Lastelemente können aus anderen Feldeffekttransistoren bestehen, so daß der effektive Verstärkungsfaktor des Verstärkers entsprechend einem Transkonduktanzverhältnis bestimmt wird. Das Transkonduktanzverhältnis selbst kann durch leicht manipulierbare Parameter von Bauelementen bestimmt werden, z.B. durch das Verhältnis der Kanalbreite zur

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Kannll."ngc der verschiedenen Transistoren.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen erläutert, in denen einander entsprechende Kiemente mit ,ieweiln den gleichen Bezugπzahlen bezeichnet sind.

Figur 1 ist das Schaltbild eines aus komplementären Feldeffekttransistoren aufgebauten Verstärkers gemäß dem Stand der Technik;

Figur 2 ist das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Verstärkers;

Figur 3 ist das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Verstärkers mit einer spannungsgesteuerten veränderlichen Bandbreite;

Figuren 4· bis 9 sind Schaltbilder verschiedener Abwandlungen des Verstärkers nach Figur 1;

Figur 10 zeigt eine Abwandlung des Verstärkers nach Figur 4-für den Empfang einer in Sperrichtung gepolten Gate-Vorspannung.

Für den Ausdruck "Feldeffekttransistor" wird nachstehend die allgemeinübliche Abkürzung "FET" verwendet. Bei den bekannten mit komplementären FETs aufgebauten Verstärkern nach Figur ist die Klemme 1 ein Signaleingang und die Klemme 2 ein Signalausgang. Die Klemmen 3 und 4 sind Anschlüsse für Betriebspotentiale und werden an die Pole einer Betriebsgleichspannungsauelle gelegt, wobei die Klemme 3 auf einem positiveren Potential als die Klemme ^Lv gehalten wird. Ein FET P 10 vom Anreicherungstyp und mit P-leitendem Kanal ist mit seiner Sourceelektrode 11 und mit seinem Substrat 12 an die Klemme 3 angeschlossen, während seine Drainelektrode 13 nn der Klemme 2.und seine Gateelektrode 14 an der Klemme 1 liegt.

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Ein. zweiter PET N 20 vom Anreicberungstyp und mit IT-lcitftndom Kanal liegt mit seiner Sourceelektrode 21 und seinem Substrat 22 an der Klemme 4·, mit seiner Droinelektrode 2⁷J an dor Klemme 2 und mit seiner Gateelektrode ?Λ an der Klemme 1.

Gewöhnlich sind die Transistoren P 10 und N 20 so ausgewählt, daß sie unter gleichen Vorspannungsbedingungen "angepaßte" Kenngrößen haben (d.h. gleich große Transkonduktanz, gleichen Drain-Source-Leitwert, usw). Gleiche Vorspannungsbedingungen erreicht man, indem man das Ruhepotential an der Eingangsklemme 1 in die Mitte zwischen die Potentiale der Klemmen 3> und 4- legt. Im Ruhezustand der Cchal tung ist das Potential der Ausgangsklemme im wesentlichen gleich demjenigen der Eingangsklemme. Auswanderungendes Eingangssignals von seinem Ruhewert in der einen oder der anderen Richtung führen zu einer komplementären Änderung der Drain Source-Leitwerte der Transistoren in solchem Sinnennd zu einem solchen Betrag, daß an der Ausgangsklemme 2 ein invertiertes und verstärktes Abbild des Eingangssignals erscheint.

Die Transkonduktanz des Verstärkers nach Figur 1 ist gleich der Summe der Transkonduktanzen der einzelnen Transistoren. Seine Ausgangsimpedanz (im unbelasteten Zustand) ist gegeben durch den Reziprokwert der Summe der Drain-Source-Leitwerte der Transistoren. Die Spannungsverstärkung des Verstärkers ist gleich der Summe der Transkonduktanzen multipliziert mit dem Reziprokwert der Summe der Drain-Source-Leitwerte. Der maximale lineare Aussteuerungsbereich des Ausgangssignals hängt in erster Linie ab von der Betriebsgleichspannung und der Summe der Transistor- Schwellenspannungen. Unter der Voraussetzung, daß die Schwellenspannungen konstant sind, wird der Aussteuerungsbereich für höhere Werte der Betriebsspannung größer.

Der maximale lineare Aussteuerungsbereich des Eingangssignals hängt ebenfalls von der Betriebsspannung und den

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richwellenspannungen und außerdem noch vom ßpannungsverst?'rkungsfaktor des Verstärkers ab. Für feste VJerte der "chv/ol!).enspannungen und der Betriebsspannung führt beispielsweise» eine Erhöhung des Spannungsverstärkungsfaktors zwangsläufig zu einer Verkleinerung des linearen Aussteuerungsbereichn doπ Eingangssignals. Die Betriebsspannung ist in der Praxis ,jedoch nicht immer eine feste Größe sondern kann sich über einen relativ weiten Bereich ändern. Im Idealfall, v/enn der Spannungsverstärkungsfaktor des Verstärkers unabhängig von dessen Betriebsspannung ist, werden bei höheren Werten der Betriebsspannung die Aussteuerungsbereiche sowohl für das Eingangssignal als auch für das Ausgangssignal größer. Der bekannte Verstärker ist .jedoch von diesem Idealfall weit entfernt. Seine Transkonduktanz, sein Ausgangsleitwert, die Aussteuerungsbereiche für seine Eingangs- und Ausgangssignale, seine Signalbandbreite und sein Spannungsverstärkungsf^ktor sind alle empfindlich gegenüber Schwankungen der Betriebsgleichsp annung.

Es sei angenommen, daß zwischen die Äusgangsklemme 2 und ,jede der Betriebsspannungsklemmen jeweils eine gesonderte (nicht dargestellte) Last geschaltet ist, daß die Klemme 4-mit Masse verbunden ist, daß die Klemme 3 sä einer veränderbaren positiven Betriebsspannungsklemme liegt und daß die Klemme 1 eine Ruhevorspannung hat, die gleich der Hälfte der Spannung an der Klemme 3 ist. Ferner sqi angenommen, daß die Lastleitwerte einander gleich und linear sind und daß ihre Summe G-^ über dengesamten Bereich der gewünschten linearen Änderungen des Ausgangssignals wesentlich größer ist als die Summe G^ der Drain-Source-Leitwerte der Transistoren 10 und 20.

Unter diesen Voraussetzungen ist eine der Hauptveränderlichen des Verstärkers, nämlich die Größe G., eliminiert, so daß die Ausgangsimpedanz des Verstärkers konstant (unabhängig von der Versorgungsspannung) ist und sich durch den Reziprokwert der Summe G_L der Lastleitwerte bestimmt. Es sei nun

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— η —

clic undcro Hauptvernndcrliche des Verstärkers, d.h. rjo:ino Transkonduktanz gm, und ihr Einfluß auf den Betrieb der Schaltung für den Fall untersucht, daß sich die VersoriTunr;nr»pnnnunr; ändert.

Die Transkondukt an ζ des Verstärkers ist wie oben erwähntgleich der Summe der Transkonduktanzen der einzelnen Transistoren. Die Transkondukt an ζ eines FET vom Anreicherun^r;-typ und mit isolierter Gateelektrode, der im Sättigunpjsboreich arbeitet, folgt näherungsweise der folgenden bekannten Gleichung:

gm =

/U <-ox ^o W

ox

wobei:

V = Gate-Source-Spannung
V^ = Schwellenspannung

W/L ^Verhältnis der Kanalbreite zur Kanallänge C - Dielektrizitätskonstante des freien Raums

= relative Dielektrizitätskonstante des Gate-Oxyds = Dicke des Gate-Oxyds

= Beweglichkeit

Die Hauptveränderliche der Schaltung (im Gegensatz zur Plauptveränderlichen des Bauelements) in Gleichung 1 ist die Gate-Source-Spannung V . Bei dem bekannten Verstärker wird der Wert V beider Transistoren größer, wenn die Betriebsspannung

größer wird, und es ist somit einzusehen, daß die Spannungsverstärkung des Verstärkers unter den oben genannten Voraussetzungen ebenfalls größer werden muß. Außerdem kann die Transkonduktanz durch Wahl des Verhältnisses der Kanalbreite zur Kanallänge W/L geändert werden. Dieses Verhältnis ist

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eino leicht manipulierbare Kenngröße einen Bauelements, wir, ben vernchicdenen Aucführunp^formen der Erfindung in einer v/eiter unten beschriebenen Weise vorteilhaft au π genutzt wird.

Der vorstehend gezogene Schluß, daß die Verstärkung den bekannten Verstärkers bei höheren Werten der Versorgungsspannung größer wird, gilt für den angenommenen Fall, daß der Larfcgleitwert G_L linear und wesentlich größer ist als die Summe G_A der Drain-Source-Leitwerte. Wenn diese Voraussetzung nicht erfüllt ist, dann wird die Spannungsverstärkung durch änderungen der Größe G. bei verschiedenen V/erten der Versorgungsspannung beeinflußt.

Der Drain-Source-Leitwert G^₃ eines Transistors ist eine Funktion höherer Ordnung, die noch einige veränderliche mehr als die Größe gm enthält. In qualitativer Hinsicht sind folgende drei Merkmale dieser Funktion zur Erläuterung der Erfindung von Interesse:

1. Der Leitwert G, jedes Transistors im bekannten Verstärker wird größer, wenn die Versorgungsspannung steigt;

2. Die Größe G, steigt über den interessierenden Bereich typischerweise schneller als die Größe gm;

3. Die Größe G-, ist bei einem typischen Bauelement wesentlich kleiner als die Größe gm.

Da die Spannungsverstärkung des (unbelasteten) Verstärkers direkt proportional gm und umgekehrt proportional G-, ist

CLo

und da sich bei Änderungen der Versorgungsspannung die Größe ^Gds ^scnneller ändert als die Größe gm, nimmt bei wachsender Versorgungsspannung die Spannungsverstärkung des unbelasteten bekannten Verstärkers ab.

Aus Vorangehendem ist der Schluß zu ziehen,daß beim beknnnton Verstärker die Empfindlichkeit der Spannungsverstärkung gegen-

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über dor Versorgungr.spannunp; abhängig ist von don relntivon Größen dos Lastleitwerts (falls vorhanden) und dn-r Hummc dor Drain-Hource-Leitwerte der Transistoren 10 und 20· Hierbei int unter drei möglichen. Fällen zu unterscheiden. Im ersten Fall, wenn keine Last vorhanden ist, nimmt die Spannungverstärkung mit steigender Versorgungspannung ab. Im zweiton Fall, wenn ein linearer Lastleitwert vorhanden ist, der wesentlich größer als die Summe der Drain-Source-Leitwerte ist, nimmt die Spannungsverstärkung mit steigender Versorgunrsspannung zu. Im dritten Fall sind der lineare Lastleitwert und der Drain-Source-Leitwert so aufeinander abgestimmt, daß die mathematische Ableitung der Spannungsverstärkung gegenüber der Änderung der Versorgungsspannung innerhalb eines linearen Betriebsbereichs an einem einzigen Punkt Null ist. Dieser letzte Fall hat jedoch wenig praktische Bedeutung, wenn relativ starke Schwankungen der Versorgungsspannung zu erwarten sind.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform der Erfindung haben Schwankungen der relativ komplexen veränderlichen G, wenig Einfluß auf den Betrieb der Schaltung, ferner ist die Änderungsgeschwindigkeit der Spannungsverstärkung bezüglich Änderungen der Versorgungsspannung über einen beträchtlichen Betriebsbereich minimal. Die Größe der Spannungsverstärkung richtet sich nach bestimmten Verhältniswerten der Transkonduktanzen der vier Transistoren, die den Verstärker bilden. Außerdem können ohne die Gefahr von Instabilitäten Spannungsverstärkungen von weniger, gleich oder größer als 1 realisiert werden. Die für den Linearbetrieb möglichen Aus Steuerungsbereiche sowohl für das Eingangssignal als auch für das Ausgangssignal werden größer, wenn die Versorgunrsspannung höher wird.

Im Falle der Fig. 2 sind zwei Transistoren P 10 und N 10 in der gleichen Weise wie oben beschrieben mit Klemmen 1 bis 4 verbunden. Ein zusätzlicher FET P 30 vom Anreicherungstyp und mit P-leitendem Kanal ist mit seiner Sourceelektrode 31 und seinem Substrat 32 an die Betriebsspannungs-

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Ivloinnio 'j und mit r.oinor· J)r?iincloktTOdo 33 und nojnor 0."U;-olcktrode on die Ausgangsklemme 2 angeschlossen. Ein weiterer FET N 4-0 vom Anreicherungstyp und mit N-Kanal ir/fc mit neiner >'3ourceelektrode 4-1 und seinem Substrat 42 an die V.qtriebsspannungsklemme 4- und mit seiner Gateelektrodo Wv und seiner Drainelektrode 4-3 an die Ausgangsklemme 2 angeschlossen.

Hh der nachstehenden Beschreibung werden mit "Treibertransistoren" alle diejenigen Transistoren bezeichnet, die mit ihren Gateelektroden an die Eingangssignalklemme der Schaltung angeschlossen sind (im Falle der Figur 2 sind es die Transistoren P 10 und N 20). Mit den Ausdrücken "Last", "Lastwiderstand" und "Lasttransistor" werden alle Lastelemente (die keine Treibertransistoren sind) bezeichnet, die zwischen die Ausgangsklemme der Schaltung und die Betriebsspannungsklemmen (d.h. die Klemmen für die Versorgungsspannung) geschaltet sind. Der Ausdruck "Treibertranskonduktanz", der mit dem Symbol gm, dargestellt wird, bezeichnet die Summe der Transkonduktanzen der Treibertransistoren. Der Ausdruck "Treiberwirkleitwert", der durch das Symbol G. dargestellt wird, bezeichnet die Summe der Drain-Source-Wirkleitwerte aller Treibertransistoren. Mit dem Ausdruck "Lastwirkleitwert" G-, wird die Summe der Wirkleitwerte aller Lastelemente bezeichnet. Es sei zunächst angenommen, daß der Treiberwirkleitwert G^ wesentlich größer int als der Treiberbleindleitwert (Suszeptanz) B^, d.h. der Treiberscheinleitwert (Admittanz) Y^ ist überwiegend reell. In ähnlicher V/eise sei zunächst angenommen, daß der Lastwirkleitwert G^ wesentlich größer ist als der Lastblindleitwert B-, . Kit "Lasttranskonduktanz" gnu wird die Summe der Transkonduktanzen der Lasttransistoren bezeichnet.

Im Betrieb hat die Eingangsklemme 1 eine solche Ruhevorspannung, daß ihr Potential v/ie bei dem bekannten Verstärker nach Fig. 1 in der Mitte zwischen den an die Klemmen 3 und ¹V gelegten Betriebspotentialen liegt. Der Betrag der Potentialdifferenz zwischen den Klemmen 3 und 4- ist größer als die

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r.iimme der Schwellenspannungen der Transistoren P 10 und Π ?(> (oder der Transistoren P 30 und N 40, je nach dem, v/olcho Summe größer ist), so daß unter Ruhevorspannungsbedinp;unr-on alle Transistoren über ihren gesamten linearen Arbeitsbereich in ihren Sättigungsbereichen arbeiten.

Bei typischen handelsüblichen Feldeffekttransistoren ist die Transkonduktanz viel größer als der Drain-Source-Wirkleitwert. Bei der Transistorserie des RCA-Typs CD 4007 A beispielsweise kann die Transkonduktanz eines Elements mit P- oder N-Kanal um zwei oder mehr Größenordnungen höher liegen als der entsprechende Drain-Source-Wirkleitwert im Gättigungsbereich. Aufgrund dieses Größenunterschiedes können die Drain-Source-Wirkleitwerte der Transistoren P 10, N 20, P 30 und N 40 vernachlässigt werden, so daß für die Spannungcverstärkung A des Verstärkers nach Fig. 2 näherungsweise folgender Ausdruck gilt:

(2)

Es sei darauf hingewiesen, daß. die relativ komplexe Punktion G-, , die für den "Betrieb des bekannten Verstärkers von großer Bedeutung ist, in der obigen Gleichung (2) nicht erscheint. Die Spannungsverstärkung des vorliegenden Verstärkers hnngt also hauptsächlich von einem Verhältnis zwischen der Treibertranskonduktanz und der Lasttranskonduktanz ab, und diese relativ einfache Beziehung bringt zahlreiche Vorteile hinsichtlich der Konstruktion und des Betriebs mit sich.

Diese Vorteile werden offenbar, wenn man die Gleichung (1) in die Gleichung (2) gemäß den vorstehend gegebenen Definitionen einsetzt. Unter den vorausgesetzten Ruhevorspannungsbedingungen erscheint der Ausdruck |V - V^[sowohl im Zähler als auch im Nenner, und kann daher vernachlässigt werden. Die Ausdrücke £_QX, 6_Q, t_QX und ^u können ebenfalls vernachlässigt werden, wenn man annimmt, daß die Treibertransistoren mit P- und N-Kanal einander "angepaßt" sind

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mid dnf.¹. din Lasttransiotoron mit P- und N-Kannl obon.rnllr: einander "angepaßt" sind. Der Auedruck "angepaßt" beden-(Int in dienein Zusammenhang, daß die Tranrjltonduktanzen dor 'i'rnnnir.toron Γ 10 und N2O im wenonti ichen einander rtlo-jcn r-.ind mnl daß dio Trnnr;konduktan7,on rl ο τ 'Prannifrboron I' -'.(> und N 4-0 ebenfalls im wesentlichen einander gleich sind. Die Gleichung (2) läßt sich dann durch die beiden oben erwähnten leicht kontrollierbaren Veränderlichen eines Bauelements ausdrücken. Genauer gesagt gilt für die Ruhevorspannungsbedingung:

W/( 1) /( 20)

- 7//L(P 30) oder -W/L(N 40) (3)

Anders ausgedrückt ist unter diesen Bedingungen die SpannungsverStärkung gegeben durch das Verhältnis oder den Quotienten der Längen/Breitenverhältnisse der P-leitenden Treiber- und Lasttransistoren oder der N-leitenden Treiberund Lasttransistoren.

Hinsichtlich der obigen Gleichung (3) sind zwei Dinge erwähnenswert. Zum einen ist die Gleichung unabhängig von den an die Klemmen 3 und 4 gelegten Betriebspotentialen, so daß die Spannunrrsverstärkung des Verstärkers nicht von änderungen dieser Potentiale abhängig ist. Zum anderen kann die Spannungsverstärkung des Verstärkers mit Hilfe einer von zv/ei relativ einfachen Konstruktionsmaßnahmen kbiner, gleich oder größer als 1 gemacht werden. Zur Erzielung der gewünschten Spannungsverstärkung kann man beispielsweise die Längen/Breiten-Verhältnisse der Treiber- oder der Lastelemente verändern, oder man kann dem Treiber- oder dem Lastteil zusätzliche Transistoren T>arallel schalten. Ein Beispiel für den letztgenannten Weg ist in den Figuren 7-9 dargestellt und wird weiter unten beschrieben.

Kin weiteres Merkmal des Vorstärkere nach Fig. 2 bestobt darin, daß seine Ausgangsimpedanz (unter den angegebenen Voraussetzungen) in erster Linie durch den Reziprokwert

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dor Hummodor Trnnskonduktanzen der Lasttrancintoren (P "''O, N 40) bestimmt wird. Diese Größe ist abhängig von V (vergl. Gleichung 1) und somit von der Betriebsspannung und nimmt nb, wenn die Betriebsspannung steigt· Wenn der Verstärker ein Ausgangssignal an eine reaktive Last liefert, dann wird die Anstiegszeit des Ausgangssignalε t_r als Antwort auf eine eingangsseitige Sprungfunktion langer, wenn die Betriebsspannung höher wird. Dieser Effekt läßt sich mit Verstärkern konstanter Ausgangsimpedanz und konstanten Verstärkungsfaktors nicht erzielen und bildet einen einzigartigen Vorteil des vorliegenden Verstärkers, der somit beim Zusammenwirken mit einer reaktiven Last als Verstärker mit spannungsgesteuerter Bandbreite dienen kann. Ein solcher Verstärker ist in Fig. 3 dargestellt. Er setzt sich zusammen aus dem Verstärker nach Fig. 2 und einem ersten und einem zweiten Kondensator 50 und 60, die zwischen die Ausgangsklemme 2 und die Betriebspotent ialklemmen 3 und 4 geschaltet sind.

In der Schaltung nach Fig. 3 arbeiten die Transistoren P 10, N 20, P 30 und N 40 in der oben beschriebenen Weise. Die Leistungshalbwertsbreite des Verstärkers nach Fig. 3 reicht bis zu derjenigen Frequenz, bei welcher die (oben definierte) Lastt3Hiskonduktanz gleich ist dem Lastblindleitwert B, (hier d3finiert als die Summe aller Reaktanzen zwischen der Ausgangsklemme 2 und einer oder beiden Betriebsspannungsklemmen^ Die totale Lastkapazität ist fest und somit frequenzunabhängig, jedoch wird die Lasttranskonduktanz (und daher auch die Bandbreite) größer, wenn die Betriebsspannung zwischen den Klemmen 3 und 4 erhöht wird.

Die Verstärker nach den Figuren 4, 5 und 6 arbeiten wie der Verstärker nach Fig. 2, sie unterscheiden sich von diesem jedoch bai lieh in den Verbindungen und dem Leitungstyp ihier Loätransistoren. In Fig. 4 sind die komplementären Lasttransistoren P 30 und N 40 miteinander vertauscht, so daß ihre Substrate und iire Sourceelektroden (31, 32, 41, 42) mit der Ausgangsklemme 2 verbunden sind. Die Klemme 4 ist

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mit der Gateelektrode 34 und der Drainelektrode 33 den Transistors P 30 verbunden, und die Klemme 3 ließt an der Gateelektrode 4-3 und der Drainelektrode 44- des Transistors N 40. Im Falle der Figur 5 ist der Transistor IT 40 der Fin. durch einen FET P 70 vom Anreicherungstyp mit P-leitendem Kanal ersetzt. Die Sourceelektrode 71 und das Substrat 72 dieses Transistors sind mit der Klemme 2 verbunden, während die Gateelektrode 74 und die Drainelektrode 73 dieses Transistors an der Klemme 4 liegt. In dieser Anordnung sind die Lasttransistoren (P 30, P 70) nicht komplementär. Die Ausführungsform nach Fig. 6 enthält ebenfalls nicht-konrolementäre Lasttransistoren, jedoch mit im Vergleich zu Fig. entgegengesetztem Leitungstyp. In der Anordnung nach Fin;. ist der Transistor P 30 der Fig. 2 durch einen N-Kanal-FET N 80 vom Anreicherungstyp ersetzt, dessen Source-Elektrode 81 und Substrat 82 an der Ausgangsklemme 2 liegen und dessen Gateelektrode 84 und DraineleMrode 83 mit der Betriebsspannungsklemme 3 verbunden sind.

Wie oben erwähnt, läßt sich die Spannungsverstärkung des erfindungsemäßen Verstärkers auf einen gewünschten Wert einstellen, indem man entweder die Breiten/Längen-Verhältnisse der Treiber- und Lasttransistoren geeignet wählt, oder· indem man, wo dies praktischer ist, weitere Transistoren entweder als Treiberelemente oder als Laielemente parallel schaltet. Die Parallelschaltung zusätzlicher Treibertransistoren führt zu einer höheren Spannungsverstärkung, während die Parallelschaltung zusätzlicher Lasttransistoren eine Verminderung der Spannungsverstärkung zur Folge hat. Durch Einfügung sowohl zusätzlicher Lasttransistoren als auch zusätzlicher Treibertransistoren kann man die Ausgangsimpedanz vermindern, ohne die Spannungsverstärkung zu ändern. Diese Aspekte der Erfindung sind in den Figuren 7, 8 und veranschaulicht·

In Fig.* 7 iat ein zusätzliches Paar komplementärer Treibertransistoren P 110 und N 120 parallel zu den Treibertransietoren P 10 und N 20 des Verstärkers nach Pig· 2

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r;onchaltel;. T)or Transistor P 110 ist ein Anreicherun^r,-V.KT mit P-Kannl, und seine Courceelektrode und sein iiuhr.trnt 112 sind beide mit der Betriebsspannungsklemme 3 verbunden. Dor Transistor N 120 ist ein Anreicherungs-FET mit IT-Knηη1, und seine Sourceelektrode 121 und sein Substrat 122 sind beide mit der Betriebsspannungsklemme 4 verbunden. Die JJrninelektroden 113 und 123 der beiden Transistoren liegen an dor Ausgangsklemme 2, und ihre Gateeüektroden 114 und 124 sind beide nit der Eingangsklemme 1 verbunden.

Die Spannungsverstärkung des Verstärkers nach Fig. 7 ist im wesentlichen gleich der Summe der Transkonduktanzen dor Transistoren P 10, N 20, P 110 und N 120 geteilt durch dio Summe der Transkonduktanzen der Transistoren P 30 und N 40 (vergl. Gleichung 2). Wenn alle Transistoren im wesentlichen gleiche Transkonduktanz haben, dann beträgt die Spannungnvorstärkung nominell 6 db über einen weiten Bereich von Betriebsspannungen. Dies wurde auch experimentell nachgewiesen, indem man die 6 Transistoren aus der RCA-Serie CD-4-07A auf die in Fig. 7 gezeigte V/eise anschloß. Über einen Bereich von Betriebsspannungen, der von etwa 2,5 bis 7»5 Volt reichte, wurde keine merkliche Abweichung der Spannungsverstärkung von dem erwarteten Wert 6 db gemessen, und zwar bis herauf auf eine Frequenz von 50 kHz. Für 10 kHz-Ausgangssignale von 30, 100 und 300 mV war der Klirrfaktor hinsichtlich der dritten " Harmonischen mit verfügbaren Geräten unmessbar, während der Klirrfaktor hinsichtlich der zweiten Harmonischen unter 0,1 ','j lag. Ein solch geringes Maß an Verzerrung ist mit einem ohmisch belasteten Komplementär-Feldeffekttransistor-Verstärker nicht erreichtbar, weil die Transistoren Elemente mit im wesentlichen "quadratischer" Charakteristik sind. Mit der vorliegenden Erfindung werden jedoch Nichtlinearitäten in den ■Treibertransistoren durch die Nichtlinearitäten der Lasttransistoren effektiv ausgelöscht, womit man eine lineare Verstärkung erzielt, wie Versuchergebnisse gezeigt haben.

Der Verstärker nach Pig. 8 ist ähnlich wie der Verstärker nach Fig. 2, er enthält jedoch noch ein weiteres Paar komplomentärer Lasttransistoren P 130 und N 140· Die Sourceelektrode 131 und das Substrat 1J2 des !Transistor· P 130, der ein An- j

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roicherungs-FET mit P-leitendem Kanal ist, sind beide mit dor Betriebsspannungsklemme 3 verbunden, während die Ontoelektrode 134 und die Drainelektrode 133 dieses Tronnir.tnrr, beide mit der Ausgangsklemme 2 verbunden sind. Source 141 und Substrat 142 des Transistors N 140, der ein Anreicherungs-FET mit N-Kanal ist, sind beide mit der Betriebsspannungsklemme 4 verbunden, während die Drainelektrode 145 und die Gateelektrode 144 dieses Transistors beide an der Ausgangsklemme 2 liegen.

Die Arbeitsweise des Verstärkers nach FiR. 8 ist im wesentlichen die gleiche wie beim Verstärker nach Fig. 2. Die zusätzlichen parallel geschalteten Lasttransistoren erhöhen die Gesamt-Lasttranskonduktanz und bewirken somit eine niedrigere Ausgangsimpedanz. V/enn alle Transistoren gleiche Transkondukt anz haben, beträgt die Spannungsverstärkung nominell -6 db. Ein solcher Verstärker ist besonders nützlich zur Ansteuerung niederohmiger Leitungen mit schwachem Pegel durch hochohmige Quellen mit hohem Pegel.

Im Verstärker nach Fig. 9 sind gegenüber dem Verstärker nach Fig. 2 zusätzliche Transistoren P 110, N 120, P 13Ο und N 140 hinzugefügt, die genauso wie in den Figuren 7 und R angeschlossen sind. Wenn alle 8 Transistoren dieses Verstärkers im wesentlichen gleiche Transkonduktanζ haben, dann beträgt die Spannungsverstärkung -1, und die Ausgangsimpedanz ist gleich dem Reziprokwert der Summe der Transkonduktanzen der Transistoren P 13O,N14O, P 30 und N 40. Dieser Verstärker ist daher zur Invertierung mit dem Verstärkungsfaktor 1 und zur Ansteuerung niederohmiger Leitungen aus einerhochohmigen Quelle geeignet.

■Der Verstärker nach Fig. 10 ist ähnlich wieder Verstärker nach Fig. 4, nur daß das Substrat 32 des Transistors P 30 mit der Klemme 3 und das Substrat 42 des Transistors N 40 mit der Klemme 4 verbunden ist. Die Subtrate dienennun als

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"back nates" (d.h. sie wirken ähnlich wie in Sperrichtunp; ftervpannte Gateelektroden) für die Transistoren P 30 und N 40; sie empfangen eine derart gerichtete Vorspannung, daß die Transkonduktanz der beiden Transistoren vermindert und somit die Spannungsverstärkung des Verstärkers . erhöht wird.Das heißt, hier wird die Spannungsverstärkung durch Verminderung der Lasttranskonduktanz und nicht der Treibertranskonduktanz erhöht. Das Anlegen der "back gate"-Vorspannung ist somit ein anderer Weg zur Justierung des Verstärkungsfaktors des erfindungsgemäßen Verstärkers, der zumindest in solchen Fällen eingeschlagen werden kann, wo sich getrennte Anschlüsse an den Transistorsubstraten leicht vornehmen lassen. Die "back gate"-Vorspannung könnte auch den Transistoren nach Fig. 2 (entweder dem Treiberpaar oder dem Lastpaar oder beiden) angelegt werden, indem man die Substrate der P-leitenden Elemente mit einem positiveren Punkt als der Klemme 3 verbindet und die Substrate der N-leitenden Elemente mit einem negativeren Punkt als die Klemme 4· verbindet.

Pat entansprüche: 609818/0644

Claims

Patentansprüche

Verstärker mit einer Signaleingangsklemme, einer Signalausgangsklemme, einer dritten und einer vierten Klemme zum Anlegen einer Betriebsgleiclispannung und mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor einander komplementären Leitungstyps, wobei die Sourceelektrode des ersten Feldeffekttransistors mit der dritten Klemme und die Sourceelektrode des zweiten Feldeffekttransistors mit der vierten Klemme gleichstromgekoppelt ist, die Drainelektroden beider Feldeffekttransistoren mit der Ausgangsklemme verbunden sind, die Gateelektroden beider Transistoren mit der Eingangsklemme verbunden sind und wobei beide Transistoren durch ihre Ruhevorspannungen in der Sättigung gehalten sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste spannungsempfindliche nichtlineare Einrichtung (P 30 in Fig. 2, 3, 5, 7; N 40 in Fig. 4 oder 10; N P-O in Fig. 6; P 30, P 130 in Fig. 8, 9) mit einem Gleichstromweg vorgesehen ist, der gleichstrommässig zwischen die Ausgangsklemme (2) und die dritte Klemme (3) geschaltet ist; daß eine zweite spannungsempfindliche nichtlineare Einrichtung (N 40 in Fig. 2, 3, 6, 7 ; P 30 in Fig.4, 10; P 70 in Fig. 5, N 40, N 140 in Fig. 8, 9) mit einem Gleichstromweg vorgesehen ist, der gleichstrommässig zwischen die Ausgangsklemme (2) und die vierte Klemme (4) geschaltet ist; daß die erste und die zweite nichtlineare Einrichtung auf Spannungsunterschiede zwischen den mit ihnen verbundenen Klemmen ansprechen, um die Spannungsverstärkung des ersten und des zweiten Transietors bei Änderungen der Betriebsspannung konstant zu halten,

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2. Verstärker nnch Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, ö.ni:, der Gleichstromweg jeder der nichtlinearen Einrichtungen einen Wirkleitwert hat, der beim Ansteigen der an ihm ließenden Gleichspannung zunimmt.
3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden nichtlinearen Einrichtungen durch einen dritten und einen vierten Feldeffekttransistor (P 30, N 40 in Fig, 2, 3, 7, 8, 9; N 40, P 30 in Fig. 4, 10; P 30, P in Fig. 5; N 80, N 40 in Fig. 6) gebildet sind, deren Source-Drain-Strecken jeweils den Gleichstromweg darstellen und deren Gateelektroden mit einem Ende der ,jeweils zugeordneten Source-Drain-Strecke verbunden sind.
4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß der dritte und der vierte Feldeffekttransistor komplementäre Transistoren vom Anreicherungstyp sind (Figuren 2, 3, 4, 7, 8, 9, 10).
5. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte und vierte Transistor Transistoren vom Anreictierungstyp und vom selben Leitungstyp sind (Figuren 5 und 6).

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